專利名稱：一種切換式控制裝置的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種切換式控制裝置，使用于電源供應器的控制電路，尤其是涉及一種關于切換模式電源供應器的切換式控制裝置。
背景技術：
各種電源供應器已經廣泛地使用在提供穩定調整的電壓與電流。基于符合安全規定(safety)的考慮，一離線式(off-line)的電源供應器必須在它的一次側與二次側之間提供電氣隔離(galvanic isolation)。既然如此，一切換式控制裝置配置在電源供應器的一次側，一光耦合器(optical-coupler)與二次側穩定調整器(secondary-side regulator)必須用來穩定調整該離線式電源供應器的輸出電壓和/或輸出電流。為了節省零件數目與去除二次側反饋電路的需要，一次側控制技術已經相繼被提出，例如1981年11月24日公告的美國專利公報第4,302,803號。然而，上述的先前技術無法同時滿足精確的輸出電壓與最大輸出電流。
發明內容
本實用新型所要解決的技術問題在于在電源供應器的一次側提供一種切換式控制裝置，在不需要光耦合器與二次側穩定調整器的情況下，用以得到精確的輸出電壓與最大輸出電流。并且，本實用新型進一步提出跳頻(frequencyhopping)的特性，用以延長切換信號的切換頻率的頻譜(spectrum)而降低電磁干擾(electric and magnetic interference，EMI)，因此可以使電源供應器的體積與成本降低。
為了實現上述目的，本實用新型提供了一種切換式控制裝置，應用于一變壓器一次側控制的電源供應器，包含一切換功率開關通過一電流感測裝置，用以切換該變壓器。其中該變壓器的一次側端連接到電源供應器的輸入電壓。一控制器，連接到該功率開關的控制端、該變壓器的一輔助繞組(auxiliarywinding)與該電流感測裝置，輸出一切換信號控制切換該功率開關，用以穩定調整電源供應器的輸出電壓與最大輸出電流，并接收一電壓反饋信號與一電流反饋信號。在該切換信號的截止時間(off time)的這段期間，該控制器通過該變壓器的該輔助繞組，通過多次取樣一電壓信號與該變壓器的一放電時間，用于在內部產生一電壓反饋信號；在該切換信號的導通時間(on time)的這段期間，該控制器通過該電流感測裝置，通過測量該變壓器一次側的一電流信號，在內部產生一電流反饋信號。該控制器根據該電壓反饋信號與該電流反饋信號產生該切換信號。
該控制器包含一電壓波形檢測器，連接到該變壓器，通過該變壓器的輔助繞組接收該電壓信號，通過多次取樣該電壓信號，用以輸出該電壓反饋信號與一放電時間信號。該電壓波形檢測器通過電阻性的分壓器連接到該變壓器的該輔助繞組。該放電時間信號表示變壓器的放電時間，同時也代表二次側切換電流的放電時間。一電流波形檢測器連接到該電流感測裝置，通過該電流感測裝置接收該變壓器一次側的該電流信號，通過測量該電流信號來產生一電流波形信號。其中該電流波形信號根據該變壓器的一次側切換電流而產生出來。一積分器連接到該電流波形檢測器與該電壓波形檢測器，通過該電流波形檢測器接收該電流波形信號，通過該電壓波形檢測器接收該放電時間信號，通過積分該電流波形信號與該放電時間信號來輸出該電流反饋信號。一振蕩器(oscillator)輸出一振蕩信號(oscillation signal)與一斜坡信號(rampsignal)，該振蕩信號用以決定該控制器輸出切換信號的切換頻率。一加法器連接到該電流感測裝置與該振蕩器，通過該電流感測裝置接收該電流信號，并接收該振蕩器輸出的該斜坡信號，用以產生一斜率信號(slope signal)。
一電壓回路誤差放大器由第一運算放大器與第一參考電壓所組成，該電壓回路誤差放大器連接到該電壓波形檢測器，接收該電壓反饋信號用以放大該電壓反饋信號與提供回路增益(loop gain)，其目的是作為輸出電壓控制。一電流回路誤差放大器由第二運算放大器與第二參考電壓所組成，該電流回路誤差放大器連接到該積分器，接收該電流反饋信號用以放大該電流反饋信號與提供回路增益，其目的是作為輸出電流控制。一峰值電流限制器(peak-currentlimiter)連接到該電流感測裝置，接收該電流信號，用來限制變壓器一次側電流信號的最大值。
一第一比較器連接到該加法器與該電壓回路誤差放大器，接收該斜率信號與放大后的該電壓反饋信號，作為電壓控制。一第二比較器連接到該振蕩器與電流回路誤差放大器，接收該斜坡信號與放大后的該電流反饋信號，作為電流控制。一脈沖寬度解調器連接到該振蕩器、該峰值電流限制器、該第一比較器與該第二比較器，接收該振蕩信號、該峰值電流限制器的輸出、該電壓回路誤差放大器的輸出與該電流回路誤差放大器的輸出來控制該切換信號的脈沖寬度。一可編程的電流源(programmable current source)連接到該電壓波形檢測器的輸入端，用以作溫度補償。該可編程的電流源接收該控制器的溫度而輸出一可編程的電流，用以補償電源供應器在輸出電壓上的溫度變化(temperature deviation)。
一模塊產生器(pattern generator)產生一數字模塊碼(digital patterncode)。一第一可編程電容(first programmable capacitor)連接到該振蕩器與該模塊產生器，可依據該數字模塊碼的輸出用以解調切換頻率。該切換頻率的頻譜得以延長，因此可降低電源供應的電磁干擾。第二可編程電容(secondprogrammable capacitor)連接到該積分器與該模塊產生器，可用以調整該積分器的時間常數，使其與該控制器輸出的切換信號的切換頻率產生正比例的關系，該積分器輸出的電流反饋信號因而正比于電源供應器的輸出電流。該第一可編程電容與該第二可編程電容，其電容值是由該數字模塊碼所控制。
本實用新型的功效，在于在不需要光耦合器與二次側穩定調整器的情況下，用以得到精確的輸出電壓與最大輸出電流，并且還提出跳頻的特性，用以延長切換信號的切換頻率的頻譜而降低電磁干擾，因此可以使電源供應器的體積與成本降低。
以下結合附圖和具體實施例對本實用新型進行詳細描述，但不作為對本實用新型的限定。
圖1為電源供應器具有切換式控制裝置的電路方塊圖；圖2為圖1中電源供應器與切換式控制裝置的主要波形；圖3為根據本實用新型較佳實施例的控制器；圖4為根據本實用新型較佳實施例的電壓波形檢測器；
圖5為本實用新型較佳實施例的振蕩器；圖6為本實用新型較佳實施例的電流波形檢測器；圖7為本實用新型較佳實施例的積分器；圖8為本實用新型脈沖寬度解調器的電路圖；圖9為本實用新型中加法器的電路圖；圖10為本實用新型較佳實施例的模塊產生器；及圖11為本實用新型較佳實施例的可編程的電容。
其中，附圖說明10-變壓器，20-切換功率開關30-電流感測裝置，31-電容，32-電容40-整流器，45-電容50、51-電阻60-整流器，65-電容70-控制器，71-運算放大器，72-運算放大器73-比較器，74-比較器75-比較器，79-與非門邏輯電路80-可編程的電流源，81-雙極晶體管82-雙極晶體管，83-電阻84、85、86-p鏡晶體管，87、88-n鏡晶體管100-電壓波形檢測器，110、111、115-電容121、122、123、124、125-開關130、131-二極管，135-電流源150、151-運算放大器，155-比較器156-臨界電壓161-反相器，162-反相器163-與非門邏輯電路，164、165、166-AND門170、171-D型正反器180-電流源，181-晶體管182-電容，190-取樣脈沖產生器200-振蕩器，201-運算放大器202-運算放大器，205-比較器
210、211-電阻，215、216-電容230、231、232、233、234-開關250、251、252、253、254、255、259-晶體管260-反相器，300-電流波形檢測器310-比較器，320-電流源330、340、350-開關，361、362-電容400-積分器，410、411-運算放大器420、421、422、423、424、425-晶體管450、452-電阻，460、461、462、464、466、468-開關471、472、473、474-電容500-脈沖寬度解調器，511-與非門邏輯電路512-反相器，515-D型正反器518-反相器，519-AND門，520-消隱電路521、522-反相器，523-與非門邏輯電路525-電流源，526-晶體管，527-電容600-加法器，610、611-運算放大器620、621、622-晶體管，650、651-電阻900-模塊產生器，910-第一可編程的電容930-第二可編程的電容，951-時脈產生器952-XOR門，971、972、975-緩存器具體實施方式
圖1為本實用新型中一電源供應器。電源供應器包含一變壓器10，該變壓器10具有輔助繞組NA、一次側繞組NP與二次側繞組NS。一切換功率開關20，用以切換流過該變壓器10一次側繞組NP的電流，該變壓器10一次側繞組NP連接到該電源供應器的輸入電壓VIN。一電流感測裝置30通過該切換功率開關20連接到該變壓器10，用以感測該變壓器10的一次側電流。一切換信號VPWM連接到該切換功率開關20的控制端，用以控制該切換功率開關20的切換動作，并且在變壓器10二次側繞組NS端得到穩定調整電源供應器的輸出電壓VO與最大輸出電流IO。一控制器70連接到該切換功率開關20的控制端、該變壓器10的輔助繞組NA與該電流感測裝置30，該電流感測裝置30如同一電流感測電阻，該控制器70產生該切換信號VPWM。
結合圖1，參考圖2，為電源供應器的各種信號波形。當切換信號VPWM轉變為導通(邏輯上為高準位)，于是產生一次側切換電流IP。一次側切換峰值電流IP1可以由下式得到IP1=VINLP×TON---(1)]]>其中LP為變壓器10的一次側繞組NP的電感值；TON為切換信號VPWM的導通時間(on time)。
一旦切換信號VPWM轉變為截止(邏輯上為低準位)，此時變壓器10的儲能將會傳送到變壓器10的二次側，并且通過整流器40到電源供應器的輸出端VO，于是產生二次側切換電流IS。二次側切換峰值電流IS1可以表示成ISI=(VO+VF)LS×TDS---(2)]]>其中VO為電源供應器的輸出電壓；VF為整流器40的順向壓降(forwardvolrage drop)；LS為變壓器10的二次側繞組NS的電感值；TDS為變壓器10的放電時間，也可以表示為二次側切換電流IS的放電時間。同時，在變壓器10的輔助繞組NA上產生電壓信號VAUX，電壓信號VAUX1表示成VAUX1=TNATNS×(VO+VF)---(3)]]>其中TNA與TNS分別為變壓器10的輔助繞組NA與二次側繞組NS的繞組匝數。
當二次側切換電流IS下降到零時，輔助繞組NA所產生的電壓信號VAUX開始減少，這也表示變壓器10的儲能在這瞬間完全地釋放出來。因此，在方程序(2)的放電時間TDS可以由切換信號VPWM的下降邊緣(falling edge)到電壓信號VAUX開始下降的轉角處(corner)來測量到，如圖2所示。一次側切換峰值電流IP1與變壓器10的繞組匝數可以用來決定二次側切換峰值電流IS1，二次側切換峰值電流IS1可以表示成IS1=TNPTNS×IP1---(4)]]>其中TNP為變壓器10的一次側繞組NP的繞組匝數。
如圖1所示，控制器70包含電源供應端(supply terminal)VCC、接地端(ground terminal)GND、檢測端(detection terminal)DET、輸出端(outputterminal)OUT、感測端(sense terminal)CS、電壓補償端(voltage-compensation terminal)COMV與電流補償端(current-compensation terminal)COMI。電源供應端VCC與接地端GND用以提供電源。一電阻50與電阻51為串聯連接而形成分壓器(divider)，兩個電阻分別連接于變壓器10的輔助繞組NA與接地端參考準位之間。控制器70的檢測端DET連接到電阻50與電阻51的連接處。在檢測端DET產生電壓VDET，可以得到VDET=R51R50+R51×VAUX---(5)]]>其中R50與R51分別為電阻50與51的電阻值。
電壓信號VAUX通過整流器60進一步對電容65進行充電，用以提供電源給控制器70的電源供應端VCC。切換功率開關20的源極(source)通過電流感測裝置30連接到接地端參考準位，并利用電流感測裝置30用以轉換一次側切換電流IP成為一電流信號VCS。控制器70的感測端CS連接到電流感測裝置30，用以檢測該電流信號VCS。
該控制器70的輸出端OUT產生該切換信號VPWM，用以控制該切換功率開關20之切換動作，進而于變壓器10二次側繞組NS端得到穩定調整電源供應器的輸出電壓VO與最大輸出電流IO。補償網絡連接到該控制器70的電壓補償端COMV，作為電壓回路頻率補償。該補償網絡可以使用一個電容如電容31連接到接地端參考準位。另一補償網絡連接到該控制器70的電流補償端COMI，作為電流回路頻率補償。該補償網絡也可以使用一個電容如電容32連接到接地端參考準位。
在該切換信號VPWM的截止時間的這段期間，控制器70通過該變壓器10的輔助繞組NA多次取樣一電壓信號VAUX與該變壓器10的一放電時間TDS，在內部電路中輸出一電壓反饋信號VV；在該切換信號的導通時間的這段期間，控制器70通過該電流感測裝置測量該變壓器的一電流信號VCS，并在內部電路中輸出一電流反饋信號VI。其中該切換信號接收該電壓反饋信號VV與該電流反饋信號VI而產生出來。
配合圖1，參考圖3，圖3為本實用新型較佳實施例的控制器70。在檢測端DET，該控制器70包含一電壓波形檢測器100。該電壓波形檢測器100通過電阻性的分壓器(50、51)連接到該變壓器10的該輔助繞組NA，通過該變壓器10的該輔助繞組NA接收該電壓信號VDET。電壓波形檢測器100通過多次取樣該電壓信號VDET而產生該電壓反饋信號VV與一放電時間信號SDS，該放電時間信號SDS表示二次側切換電流IS的放電時間TDS。在感測端CS，控制器70包含一電流波形檢測器300。該電流波形檢測器300連接到該電流感測裝置30，通過該電流感測裝置30接收該變壓器10一次側的該電流信號VCS。該電流波形檢測器300通過測量該電流信號VCS來輸出一電流波形信號VW。也就是說，該電流波形信號VW根據該變壓器10的一次側切換電流IP而產生出來。一積分器400連接到該電流波形檢測器300與該電壓波形檢測器100，通過該電流波形檢測器300接收該電流波形信號VW，通過該電壓波形檢測器100接收該放電時間信號SDS，該積分器400通過積分該電流波形信號VW與該放電時間信號SDS，用以輸出該電流反饋信號VI。一振蕩器200用以輸出一振蕩信號PLS與一斜坡信號(ramp signal)RMP，該振蕩信號用以決定切換信號VPWM的切換頻率。一電壓回路誤差放大器由一運算放大器71與一參考電壓VREF1所組成，該電壓回路誤差放大器連接到該電壓波形檢測器100，接收該電壓反饋信號VV用以放大該電壓反饋信號VV與提供回路增益，用以輸出電壓控制。一電流回路誤差放大器由一運算放大器72與一參考電壓VREF2所組成，該電流回路誤差放大器連接到該積分器400，接收該電流反饋信號VI用以放大該電流反饋信號VI與提供回路增益，用以輸出電流控制。
一加法器600，連接到該電流感測裝置30與該振蕩器200，通過該電流感測裝置30接收該電流信號VCS，通過該振蕩器200接收該斜坡信號RMP，通過變壓器10一次側的電流信號VCS與斜坡信號RMP的相加，用以輸出一斜率信號(slope signal)VSLP，該斜率信號VSLP的作用是對電壓回路形成斜率補償(slope compensation)。一峰值電流限制器由一比較器74與一參考電壓VREF3所組成，該比較器74的正端輸入由該參考電壓VREF3所提供，該比較器74的負端輸入連接到該感測端CS，接收該電流信號VCS，用以限制變壓器10一次側的該電流信號VCS的最大值，并且實現周期性的(cycle-by-cycle)電流限制。一第一比較器73，連接到該加法器600與該電壓回路誤差放大器，接收該斜率信號VSLP與放大后的該電壓反饋信號VV，并輸出控制信號作為電壓控制。一第二比較器75，連接到該振蕩器200與該電流回路誤差放大器，接收該斜坡信號RMP與放大后的該電流反饋信號VI，并輸出控制信號作為電流控制。
請再參考圖3，該運算放大器71、72都具有傳導(trans-conductance)輸出的特性。該運算放大器71的輸出端連接到電壓補償端COMV與該第一比較器73的正端輸入。該運算放大器72的輸出端連接到電流補償端COMI與該第二比較器75的正端輸入。該第一比較器73的負端輸入連接到該加法器600的輸出端。該第二比較器75的負端輸入是由該斜坡信號RMP所提供，該斜坡信號RMP是由該振蕩器200所產生。
一脈沖寬度解調器500連接到該振蕩器200、該峰值電流限制器、該第一比較器73與該第二比較器75，接收該振蕩信號，并且通過一與非門邏輯電路79，接收該峰值電流限制器的輸出、該電壓回路誤差放大器的輸出與該電流回路誤差放大器的輸出來控制該切換信號VPWM的脈沖寬度。其中該與非門邏輯電路79的三個輸入端分別連接到該第一比較器73、該比較器74與該第二比較器75的輸出端。該與非門邏輯電路79的輸出端輸出一重置信號RST，該重置信號RST供應給該脈沖寬度解調器500，用以控制調整該脈沖寬度解調器500輸出的切換信號VPWM的工作周期。
參考圖1與圖3所示，由變壓器10一次側切換電流IP的檢測到該切換信號VPWM的脈沖寬度解調形成電流控制回路，根據該參考電壓VREF2來控制一次側切換電流IP的振幅值(magnitude)。二次側切換電流IS與一次側切換電流IP有比例上的關系，如方程序(4)所示。根據圖2所示的信號波形，電源供應器的輸出電流IO為二次側切換電流IS平均值。輸出電流IO可以表示成IO=IS×TDS2T---(6)]]>其中T為該切換信號VPWM的切換周期，與該振蕩器200的時間常數成正比例的關系。電源供應器的輸出電流IO因此可以得到穩定調整。
該電流波形檢測器300檢測該電流信號VCS，并且產生該電流波形信號VW。該積分器400通過積分該電流波形信號VW與該放電時間TDS進一步產生該電流反饋信號VI。該電流反饋信號VI因此可以設計成
VI=VW2×TDSTI---(7)]]>其中該電流波形信號VW表示成VW=TNSTNP×RS×IS---(8)]]>其中TI為積分器400的時間常數。由方程序(6)-(8)可以看出，該電流反饋信號VI可以重新寫成VI=TTITNSTNP×RS×IO---(9)]]>我們可以發現到，該電流反饋信號VI正比于電源供應器的輸出電流IO。當輸出電流IO增加時，該電流反饋信號VI為增加，但該電流反饋信號VI的最大值通過電流控制回路的穩定調整而被限制在參考電壓VREF2的數值。在電流控制回路的反饋控制下，最大輸出電流IO(max)可以由下式得到IO(max)=TNPTNS×GA×GSW×VREF21+(GA×GSW×RSK)---(10)]]>其中K為常數，等于TI/T；GA為電流回路誤差放大器的增益(gain)；GSW為切換電路的增益。當電流控制回路的回路增益很高(GA×GSW＞＞1)時，最大輸出電流IO(max)得以簡化為IO(max)=K×TNPTNS×VREF2Rs---(11)]]>電源供應器的最大輸出電流IO(max)根據參考電壓VREF2的數值，因而得到穩定調整成固定電流。
此外，由電壓信號VAUX取樣到切換信號VPWM的脈沖寬度解調形成電壓控制回路，并根據參考電壓VREF1的數值來控制電壓信號VAUX的振幅值。電壓信號VAUX與輸出電壓VO有比例上的關系，如方程序(3)所示。電壓信號VAUX又經過適當的衰減得到電壓VDET，如方程序(5)所示。電壓波形檢測器100多次取樣電壓VDET用以產生電壓反饋信號VV，該電壓反饋信號VV的數值通過電壓控制回路的穩定調整，并且根據參考電壓VREF1的數值而得到控制。電壓回路誤差放大器與切換電路對于電壓控制回路提供回路增益。因此，輸出電壓VO可以簡化為VO=(R50+R51R51×TNSTNA×VREF1)-VF---(12)]]>配合圖1，請再參考圖3，電壓信號VAUX通過電壓波形檢測器100來達到多次取樣。在二次側切換電流IS放電到零之前，立即進行電壓取樣與測量。因此，二次側切換電流IS的改變并不會影響整流器40的順向壓降VF的數值。然而，當溫度產生變化時，整流器40的順向壓降VF也隨之改變。一可編程的電流源80連接到該電壓波形檢測器100的輸入端，作為溫度補償。該可編程的電流源80接收該控制器70的溫度，用以輸出一可編程的電流IT。可編程的電流IT結合電阻50與51產生電壓VT，用來補償順向壓降VF的溫度變化。
VT=IT×R50×R51R50+R51---(13)]]>參照方程序(12)與(13)可以發現，電阻值R50與R51的比例決定輸出電壓VO。電阻R50與R51的電阻值決定溫度系數(temperature coefficient)，用以補償整流器40的順向壓降VF。由于可編程的電流源80，方程序(12)可以重新寫成VO=(R50+R51R51×TNSTNA×VREF1)-VF+VT---(14)]]>為了產生跳頻的特性來延長該切換信號VPWM的切換頻率的頻譜，用以降低電源供應器的電磁干擾，一模塊產生器900用以產生一數字模塊碼PN…P1。一第一可編程的電容910連接到該振蕩器200與該模塊產生器900，接收該數字模塊碼PN…P1作為解調該振蕩器200的振蕩頻率，用以調整該脈沖寬度解調器500輸出的切換信號VPWM的切換頻率。一第二可編程的電容930連接到該積分器400與該模塊產生器900，用以使該積分器400的時間常數與切換頻率產生正比例的關系。該數字模塊碼PN…P1控制該第一可編程的電容910與該第二可編程的電容930的電容值。
本實用新型的主要目的在電源供應器的一次側提供一切換式控制裝置，在不需要光耦合器與二次側穩定調整器的情況下，用以得到精確的輸出電壓與最大輸出電流。并且，本實用新型進一步提出跳頻的特性，用以延長切換信號的切換頻率的頻譜而降低電磁干擾，因此可以使電源供應器的體積與成本降低。
圖4為本實用新型較佳實施例的電壓波形檢測器100。一取樣脈沖產生器(sample-pulse generator)190產生取樣脈沖信號用以多次取樣。一臨界電壓(threshold voltage)156加上電壓信號VAUX，因而產生準位位移反射信號(level-shift reflected signal)。第一信號產生器(first signal generator)包含D型正反器171、兩個AND門165、166，用以產生第一取樣信號(firstsample signal)VSP1與第二取樣信號(second sample signal)VSP2。第二信號產生器(second signal generator)包含D型正反器170、與非門邏輯電路163、AND門164與比較器155，用以產生放電時間信號SDS。一時間延遲電路(time-delay circuit)包含反相器162、電流源180、晶體管181與電容182，當切換信號VPWM為禁能狀態(disable)時用以產生延遲時間Td。反相器161的輸入是由切換信號VPWM所提供，反相器161的輸出連接到反相器162的輸入，同時也連接到AND門164的第一端輸入與D型正反器170的時脈輸入(clock-input)。反相器162的輸出可導通或截止(on/off)晶體管181。電容182與晶體管181并聯連接，該電流源180對電容182充電。因此，電流源180的電流與電容182的電容值決定時間延遲電路的延遲時間Td，而電容182為時間延遲電路的輸出。D型正反器170的D輸入上拉(pull high)到供應電壓VCC。D型正反器170的輸出連接于AND門164的第二端輸入。該AND門164輸出放電時間信號SDS。當切換信號VPWM為禁能狀態，放電時間信號SDS因此為致能狀態(enable)。該與非門邏輯電路163的輸出連接于D型正反器170的重置輸入(reset-input)。與非門邏輯電路163的輸入連接到時間延遲電路的輸出與比較器155的輸出。比較器155的負端輸入由準位位移反射信號所提供。比較器155的正端輸入由電壓反饋信號VV所提供。因此，在延遲時間Td之后，一旦準位位移反射信號低于電壓反饋信號VV，放電時間信號SDS為禁能狀態。此外，只要切換信號VPWM為致能狀態，放電時間信號SDS也為禁能狀態。
取樣脈沖產生器190產生的取樣脈沖信號施加于D型正反器171的時脈輸入、AND門165與166的第三端輸入。D型正反器171的D輸入與反向輸出端連接在一起而形成除2計數器(divide-by-two counter)。D型正反器171的輸出與反向輸出分別連接于AND門165、166的第二端輸入。AND門165、166的第一端輸入由放電時間信號SDS所提供。AND門165、166的第四端輸入連接到時間延遲電路的輸出。因此，根據取樣脈沖信號的輸出而產生出第一取樣信號VSP1與第二取樣信號VSP2。此外，在放電時間信號SDS的致能狀態周期的這段期間，第一取樣信號VSP1與第二取樣信號VSP2為交替地產生出來。然而，在放電時間信號SDS的一開始插入延遲時間Td，用來禁止產生第一取樣信號VSP1與第二取樣信號VSP2。在延遲時間Td的的這段期間，第一取樣信號VSP1與第二取樣信號VSP2因此為禁能狀態。
第一取樣信號VSP1與第二取樣信號VSP2通過檢測端DET與電阻性分壓器用以交替地取樣電壓信號VAUX。第一取樣信號VSP1與第二取樣信號VSP2控制開關121與開關122，用以分別地得到跨于第一電容110與第二電容111的第一維持電壓(first hold voltage)與第二維持電壓(second hold voltage)。開關123與第一電容110并聯連接，用來將第一電容110放電。開關124與第二電容111并聯連接，用來將第二電容111放電。一緩沖放大器(bufferamplifier)包含運算放大器150與151、二極管130、二極管131與電流源135，用以產生維持電壓。運算放大器150與151的正端輸入分別地連接到第一電容110與第二電容111，運算放大器150與151的負端輸入連接到緩沖放大器的輸出。二極管130連接由運算放大器150的輸出到緩沖放大器的輸出。二極管131由運算放大器151的輸出連接到緩沖放大器的輸出。因此，由第一維持電壓與第二維持電壓的較高電壓來得到維持電壓。該電流源135用來結束動作。開關125周期性地導通到第一輸出電容115的維持電壓，用以產生電壓反饋信號VV。開關125通過振蕩信號PLS來產生導通或截止的切換動作。在延遲時間Td之后，第一取樣信號VSP1與第二取樣信號VSP2開始產生第一維持電壓與第二維持電壓，如此可消除電壓信號VAUX的突波干擾(spikeinterference)。當切換信號VPWM是禁能狀態，并且切換功率開關20是截止的，此時將會產生電壓信號VAUX的電壓突波。
參考圖1、圖2與圖4，當二次側切換電流IS放電到零，電壓信號VAUX開始下降，通過比較器155的檢測使放電時間信號SDS為禁能狀態。放電時間信號SDS的脈沖寬度因而與二次側切換電流IS的放電時間TDS成正比例的關系。同時，根據放電時間信號SDS為禁能狀態，而第一取樣信號VSP1與第二取樣信號VSP2為禁能狀態，并且多次取樣是停止的。此時，在緩沖放大器的輸出產生維持電壓，表示終止電壓(end voltage)。終止電壓因而與電壓信號VAUX成正比例的關系，在二次側切換電流IS下降到零之前，電壓信號VAUX被取樣。維持電壓的獲得是取第一維持電壓與第二維持電壓的較高電壓，并且當電壓信號VAUX開始減少時，將忽略被取樣的電壓。
圖5為本實用新型較佳實施例的振蕩器200。運算放大器201、電阻210與晶體管250組成第一電壓轉電流轉換器(first V-to-I converter)。該第一電壓轉電流轉換器根據參考電壓VREF而產生參考電流I250。多個晶體管如251、252、253、254與255形成電流鏡(current mirror)，根據參考電流I250用以產生振蕩充電電流(oscillator charge current)I253與振蕩放電電流(oscillator discharge current)I255。晶體管253的漏極產生該振蕩充電電流I253。晶體管255的漏極產生該振蕩放電電流I255。第一振蕩開關230連接于晶體管253的漏極與振蕩電容215之間，第二振蕩開關231連接于晶體管255的漏極與振蕩電容215之間。斜坡信號RMP由振蕩電容215所獲得。振蕩比較器205的正端輸入連接到振蕩電容215。振蕩比較器205輸出振蕩信號PLS，該振蕩信號PLS決定切換頻率。第三振蕩開關232的第一端點由高臨界值電壓(high threshold voltage)VH所提供。第四振蕩開關233的第一端點由低臨界值電壓(low threshold voltage)VL所提供。第三振蕩開關232的第二端點與第四振蕩開關233的第二端點都連接于振蕩比較器205的負端輸入。振蕩反相器260的輸入連接于振蕩比較器205的輸出，用以產生振蕩信號/PLS，振蕩反相器260輸出反相振蕩信號/PLS。振蕩信號PLS用來導通或截止第二振蕩開關231與第四振蕩開關233。反相振蕩信號/PLS控制第一振蕩開關230與第三振蕩開關232的導通與截止。參考圖3所示，第一可編程的電容910與振蕩電容215并聯連接，根據數字模塊PN…P1的信號用以解調切換頻率。電阻210的電阻值R210、振蕩電容215的電容值C215與第一可編程的電容910的電容值C910決定切換頻率的切換周期T，切換周期T可以由下式得到T=(C215+C910)×VOSCVREF/R210=R210×(C215+C910)×VOSCVREF---(15)]]>其中VOSC＝VH-VL。第一可編程的電容910的電容值C910根據數字模塊PN…P1的變化而隨之改變。
圖6為本實用新型較佳實施例的電流波形檢測器300。一峰值檢測器(peakdetector)包含比較器310、電流源320、開關330、開關340與第三電容361。取樣電流信號VCS的峰值用以產生峰值電流信號(peak-current signal)。比較器310的正端輸入由電流信號VCS所提供。比較器310的負端輸入連接到第三電容361。開關330連接于電流源320與第三電容361之間。比較器310的輸出用來導通或截止開關330。開關340與第三電容361并聯連接，用以將第三電容361放電。開關350周期性地導通到第二輸出電容362的峰值電流信號，用以產生電流波形信號VW。開關350通過振蕩信號PLS來進行導通或截止的動作。
圖7為本實用新型較佳實施例的積分器400。第二電壓轉電流轉換器(second V-to-I converter)包含運算放大器410、電阻450、晶體管420、421與422。運算放大器410的正端輸入由電流波形信號VW所提供。運算放大器410的負端輸入連接到電阻450。運算放大器410的輸出驅動晶體管420的柵極。晶體管420的源極連接到電阻450。第二電壓轉電流轉換器根據電流波形信號VW，通過晶體管420的漏極產生電流I420。晶體管421與422形成具有比例2∶1的電流鏡。電流I420通過晶體管422的漏極驅動電流鏡，用來產生可編程的充電電流IPRG。該可編程的充電電流IPRG可以表示成IPRG=1R450×VW2---(16)]]>其中R450為電阻450的電阻值。
時間電容471用來產生積分信號(integrated signal)。第一開關460連接于晶體管422的漏極與時間電容471之間。該第一開關460通過放電時間信號SDS來進行導通與截止的動作。第二開關462與時間電容471并聯連接，用以將時間電容471放電。在積分器400的CX端，第二可編程的電容930與時間電容471并聯連接，可用以將積分器400的時間常數與切換頻率產生正比例的關系。第二可編程的電容930的電容值C930根據數字模塊PN…P1的變化也隨之改變。第三開關461周期性地導通到第三輸出電容472的積分信號，用以產生電流反饋信號VI。振蕩信號PLS控制第三開關461的導通與截止。跨于第三輸出電容472兩端的電流反饋信號VI因而可以得到VI=1R450×(C471+C930)×VW2×TDS---(17)]]>根據方程序(4)-(7)，電流反饋信號VI與電源供應器的二次側切換電流IS與輸出電流IO成正比例的關系。因此，方程序(9)可以重新寫成VI=m×TNSTNP×Rs×IO---(18)]]>其中m為固定值，可以由下式決定m=R210×(C715+C910)R450×(C471+C930)×VOSCVREF---(19)]]>電阻450的電阻值R450與電阻210的電阻值R210成正比例的關系。時間電容471的電容值C471與第二可編程的電容930的電容值C930兩者與振蕩電容215的電容值C215與第一可編程的電容910的電容值C910兩者成正比例的關系。因此，電流反饋信號VI正比于電源供應器的輸出電流IO。
圖8為本實用新型脈沖寬度解調器500的電路圖。脈沖寬度解調器500包含與非門邏輯電路511、D型正反器515、AND門519、消隱電路(blankingcircuit)520與反相器512和反相器518。D型正反器515的D輸入上拉到供應電壓VCC。振蕩信號PLS驅動反相器512的輸入。反相器512的輸出連接到D型正反器515的時脈輸入，用以使切換信號VPWM為致能狀態。D型正反器515的輸出連接到AND門519的第一端輸入。AND門519的第二端輸入連接到反相器512的輸出。AND門519輸出此切換信號VPWM用來切換電源供應器。D型正反器515的重置輸入連接到與非門邏輯電路511的輸出。與非門邏輯電路511的第一端輸入由重置信號(reset signal)RST所提供，用以一個周期又一個周期使切換信號VPWM為禁能狀態。與非門邏輯電路511的第二端輸入連接到消隱電路520的輸出，一旦切換信號VPWM是致能狀態，用以確保切換信號VPWM的最小導通時間(minimum on-time)。切換信號VPWM的最小導通時間將確保最小放電時間TDS，這將保證一個適當的多次取樣，在電壓波形檢測器100內用以取樣電壓信號VAUX。放電時間TDS與切換信號VPWM的導通時間成正比例的關系。參考方程序(1)、(2)、(4)與二次側電感值LS，如方程序(20)所示，放電時間TDS可以表示如方程序(21)所示LS=(TNSTNP)2×LP---(20)]]>TDS=(VINVO+VF)×TNSTNP×TON---(21)]]>其中TON為切換信號VPWM的導通時間。
消隱電路520的輸入由切換信號VPWM所提供。當切換信號VPWM是致能狀態，消隱電路520將產生消隱信號(blanking signal)VBLK來禁止D型正反器515的重置。消隱電路520包含與非門邏輯電路523、電流源525、電容527、晶體管526與反相器521和522。切換信號VPWM供應反相器521的輸入與與非門邏輯電路523的第一端輸入。電流源525對電容527充電。晶體管526與電容527為并聯連接。反相器521的輸出控制晶體管526的導通與截止。反相器522的輸入連接到電容527。反相器522的輸出連接到與非門邏輯電路523的第二端輸入。與非門邏輯電路523的輸出端輸出消隱信號VBLK。電流源525的電流與電容527的電容值決定消隱信號VBLK的脈沖寬度。反相器518的輸入連接到與非門邏輯電路523的輸出。反相器518的輸出產生清除信號(clearsignal)CLR，用來控制開關123、開關124、開關340與第二開關462的導通與截止。
圖9為本實用新型加法器600的電路圖。一運算放大器610、晶體管620、晶體管621、晶體管622與電阻650組成第三個電壓轉電流轉換器(thirdV-to-I converter)，根據斜坡信號RMP的輸出用以產生電流I622。運算放大器611的正端輸入由電流信號VCS所提供。該運算放大器611的反相輸入與輸出連接一起，用來建立運算放大器611如同緩沖器(buffer)。晶體管622的漏極通過電阻651連接到運算放大器611的輸出，在晶體管622的漏極產生斜率信號VSLP，該斜率信號VSLP因而與斜坡信號RMP以及電流信號VCS成正比例的關系。
圖10顯示根據本實用新型的較佳實施例的模塊產生器900。一時脈產生器(clock generator)951產生時脈信號(clock signal)CK。多個緩存器971、972與975，以及XOR門952組成線性位移緩存器(linear shift register)，根據時脈信號CK用以產生線性碼(linear code)。XOR門952的輸入決定線性位移緩存器的多項式(polynomials)，并且決定線性移位緩存器的輸出。該數字模塊碼(digital pattern code)PN…P1會采用源自于線性碼的部分來進行最佳化的應用。
圖11為本實用新型較佳實施例的可編程的電容，例如第一可編程的電容910與第二可編程的電容930。可編程的電容包含彼此并聯連接的切換式電容裝置(switching-capacitor sets)，電容C1、C2，…、CN與開關S1、S2，…SN分別地形成切換式電容裝置。開關S 1與電容C1為串聯連接，開關S2與電容C2為串聯連接，開關SN與電容CN為串聯連接。數字模塊碼PN…P1控制開關S1、S2，…SN的導通與截止，因而改變可編程的電容的電容值。
本實用新型的主要目的在于在電源供應器的一次側提供一切換式控制裝置，在不需要光耦合器與二次側穩定調整器的情況下，用以得到精確的輸出電壓與最大輸出電流。并且，本實用新型進一步提出跳頻的特性，用以延長切換信號的切換頻率的頻譜而降低電磁干擾，因此可以使電源供應器的體積與成本可以降低。
當然，本實用新型還可有其他多種實施例，在不背離本實用新型精神及其實質的情況下，熟悉本領域的技術人員可根據本實用新型作出各種相應的改變和變形，但這些相應的改變和變形都應屬于本實用新型權利要求的保護范圍。
權利要求1.一種切換式控制裝置，連接于一變壓器的一次側，控制切換該變壓器提供一直流電力輸出，其特征在于，包括有一切換功率開關，該切換功率開關的一輸出端連接于該變壓器的一次側的一端，并且該變壓器的一次側的另一端連接到一輸入電壓；及一控制器，連接于該切換功率開關的一控制端和一電流感測裝置，并通過一分壓器連接于該變壓器的一輔助繞組，該控制器輸入來自該輔助繞組的一電壓信號、該變壓器的一放電時間以及該電流感測裝置的一電流信號；該控制器多次取樣該電壓信號與該放電時間產生一電壓反饋信號，積分該電流信號產生一電流反饋信號，并輸出由該電壓反饋信號和該電流反饋信號執行與非門邏輯運算而調整的一切換信號到該控制端。
2.根據權利要求1所述的切換式控制裝置，其特征在于，該電流感測裝置連接到該切換功率開關的另一輸出端，通過該切換功率開關的切換動作產生該電流信號。
3.根據權利要求1所述的切換式控制裝置，其特征在于，該控制器包括有一電壓波形檢測器，通過電阻性的分壓器連接到該變壓器的該輔助繞組，通過該輔助繞組接收該電壓信號，通過多次取樣該電壓信號而產生該電壓反饋信號與一放電時間信號，該放電時間信號表示該變壓器的放電時間；一振蕩器，輸出一振蕩信號與一斜坡信號，該振蕩信號決定該切換信號的切換頻率；一電壓回路誤差放大器，連接到該電壓波形檢測器，接收該電壓反饋信號，放大該電壓反饋信號；一脈寬解調器，接收該電壓回路誤差放大器的輸出，產生一重置信號，控制該切換信號的脈波寬度。
4.根據權利要求1所述的切換式控制裝置，其特征在于，該控制器還包括一可編程的電流源，連接于該電壓波形檢測器的輸入端，接收該控制器的溫度，輸出一作為該控制器的溫度補償的可編程的電流。
5.根據權利要求1所述的切換式控制裝置，其特征在于，該控制器還包括一模塊產生器，產生一數字模塊碼；一第一可編程的電容，連接到該振蕩器與該模塊產生器，根據該數字模塊碼調整電容值，解調該切換信號的切換頻率；一第二可編程的電容，連接到該積分器與該模塊產生器，根據該數字模塊碼調整電容值，該積分器的時間常數與該切換信號的切換頻率形成正比例關系。
6.根據權利要求2所述的切換式控制裝置，其特征在于，該控制器還包括一電流波形檢測器，連接到該電流感測裝置，通過該電流感測裝置取得該電流信號，通過測量該電流信號輸出一電流波形信號；一積分器，連接到該電流波形檢測器與該電壓波形檢測器，通過該電流波形檢測器接收該電流波形信號，通過該電壓波形檢測器接收該放電時間信號，積分該電流波形信號與該放電時間信號，輸出該電流反饋信號；該積分器的時間常數與該切換信號的切換周期形成正比例關系；一電流回路誤差放大器，連接到該積分器，接收該電流反饋信號，放大該電流反饋信號；一加法器，連接到該電流感測裝置與該振蕩器，通過該電流感測裝置接收該電流信號，通過該振蕩器接收該斜坡信號，產生一斜率信號；一峰值電流限制器，連接到該電流感測裝置，接收該電流信號，限制該電流信號的最大值；一第一比較器，連接到該加法器與該電壓回路誤差放大器，接收該斜率信號與放大后的該電壓反饋信號；一第二比較器，連接到該振蕩器與該電流回路誤差放大器，接收該斜坡信號與放大后的該電流反饋信號。
7.根據權利要求6所述的切換式控制裝置，其特征在于，該電壓波形檢測器包括一取樣脈波產生器，產生取樣脈波信號；一臨界電壓，該臨界電壓加上該電壓信號產生一準位位移反射信號；一第一信號產生器，連接到該取樣脈波產生器，根據取樣脈波信號產生第一取樣信號與第二取樣信號，該第一取樣信號與該第二取樣信號控制切換開關交替地動作以進行取樣該電壓信號；一時間延遲電路，接收該切換信號并產生一延遲時間；一第二信號產生器，連接于該時間延遲電路、該臨界電壓及該第一信號產生器，根據該延遲時間、準位位移反射信號產生該放電時間信號；一第一電容與一第二電容，通過切換開關交替動作取樣該電壓信號，分別取得一第一維持電壓與一第二維持電壓；一緩沖放大器，連接于該第一電容與該第二電容，該第一維持電壓與該第二維持電壓的較高電壓產生一維持信號；及一第一輸出電容，連接于該緩沖放大器，通過取樣該維持信號輸出該電壓反饋信號。
8.根據權利要求6所述的切換式控制裝置，其特征在于，該電壓波形檢測器輸入該電壓信號，產生在該變壓器的二次側切換電流下降到零之前進行立即取樣與測量的終止電壓和該電壓反饋信號。
9.根據權利要求6所述的切換式控制裝置，其特征在于，該模塊產生器包括一時脈產生器，產生時脈信號；及一線性位移緩存器，連接于該時脈產生器，根據該時脈信號產生該數字模塊碼。
10.根據權利要求6所述的切換式控制裝置，其特征在于，該振蕩器包括一第一電壓轉電流轉換器，產生振蕩充電電流與振蕩放電電流，包含一振蕩運算放大器、一振蕩電阻與一振蕩晶體管；一振蕩電容，并聯連接一第一可編程的電容，該第一可編程的電容包括一振蕩切換電容；一第一振蕩開關，該第一振蕩開關的第一端點接收該振蕩充電電流，并且該第一振蕩開關的第二端點連接到該振蕩電容；一第二振蕩開關，該第二振蕩開關的第一端點連接到該振蕩電容，并且該第二振蕩開關的第二端點由該振蕩放電電流所驅動；一振蕩比較器，具有一正端輸入連接到該振蕩電容，其中該振蕩比較器產生該振蕩信號；一第三振蕩開關，具有由高臨界電壓所供給的第一端點，并且第二端點連接到該振蕩比較器的負端輸入；一第四振蕩開關，具有由低臨界電壓所供給的第一端點，并且第二端點連接到該振蕩比較器的該負端輸入；及一振蕩反相器，具有一輸入端連接到該振蕩比較器的輸出端，產生振蕩信號，該振蕩反相器輸出反相振蕩信號；該振蕩信號導通或截止該第二振蕩開關與該第四振蕩開關，該反相振蕩信號導通或截止該第一振蕩開關與該第三振蕩開關。
11.根據權利要求10所述的切換式控制裝置，其特征在于，該振蕩切換電容連接到產生能控制該振蕩切換電容導通或截止的數字模塊碼的模塊產生器。
12.根據權利要求6所述的切換式控制裝置，其特征在于，該電流波形檢測器包括一峰值檢測器，通過測量該電流信號的峰值產生峰值電流信號；一第三電容，維持該峰值電流信號；一第二輸出電容，產生該電流波形信號；及一開關，導通該峰值電流信號到該第二輸出電容，該開關通過該振蕩信號進行導通或截止。
13.根據權利要求6所述的切換式控制裝置，其特征在于，該積分器包括一第二電壓轉電流轉換器，根據該電流波形信號產生一可編程的充電電流；一時間電容，產生積分信號；一第一開關，該第一開關的第一端點接收該可編程的充電電流，并且該第一開關的第二端點連接到該時間電容，該第一開關通過該放電時間信號來進行導通或截止；一第二開關，與該時間電容并聯連接，放電該時間電容；一第三輸出電容，輸出該電流反饋信號；及一第三開關；導通該積分信號到該第三輸出電容，該第三開關通過該振蕩信號來進行導通或截止。
14.根據權利要求1所述的切換式控制裝置，其特征在于，該切換信號為致能狀態，具有一最小導通時間，該最小導通時間可確保該放電時間的最小值。
專利摘要本實用新型涉及一種切換式控制裝置，連接于變壓器的一次側，控制切換該變壓器提供直流電力輸出，包括有切換功率開關，其輸出端連接于變壓器的一次側的一端，并變壓器的一次側另一端連接到輸入電壓；及控制器，連接于切換功率開關的控制端及電流感測裝置并通過分壓器連接于變壓器的輔助繞組，從該輔助繞組取得電壓信號與該變壓器的放電時間及從電流感測裝置取得電流信號，并輸出切換信號到控制端。本實用新型在不需要光耦合器與二次側穩定調整器的情況下，可得到精確的輸出電壓與最大輸出電流，延長切換信號切換頻率的頻譜而降低電磁干擾。
文檔編號H02M3/335GK2783627SQ20042000979
公開日2006年5月24日 申請日期2004年11月29日 優先權日2004年11月29日
發明者楊大勇, 洪國強, 林振宇, 李俊慶, 邱紹偉 申請人:崇貿科技股份有限公司