多脈沖轉換器電路的制作方法

專利名稱：多脈沖轉換器電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種用于在交流和直流之間進行轉換的多脈沖轉換器電路。
背景技術：
典型的配電系統包括通過一些分配網絡連接到一個或多個負載的發電機。該發電機典型地是多相發電機，并且在每相上的輸出電壓額定為正弦的。如果發電機提供純電阻性的負載，則從發電機提取的電壓亦將是正弦的，并且亦與電壓同相。如果發電機被連接于具有明顯電抗性部件的負載，則電流和電壓之間的關系變為被更改的，并且電流開始移動得與電壓異相，由此導致附加的分配損失并且亦導致降低功率源的最大容量。此外，如果負載是非線性的，則它趨向于從發電機提取失真的電流(即非正弦電流)。這些失真可導致由被連接于發電機的其它負載看到的電壓的諧波變化。這些失真可影響這些其它負載的性能，并且降級供電系統的性能。因此，眾所周知的是保持諧波失真低是理想的。
航空系統提出了對諧波失真的控制的特定挑戰。這是因為在某種現代飛行器中，發電機典型地在寬頻率范圍內工作，因此使用借助固定頻率系統順利工作的濾波器來減小諧波失真的方法不能被用在航空系統中。此外，許多飛行表面可被電激勵，并且這些激勵器可通過其可變速度驅動器或供電裝置來強加明顯的非線性電負載。最后，提供對于諧波失真的控制的解決方案常常包含使用變壓器。這些變壓器必須被設定為能處理待以可接受的安全裕度而被傳遞于它們上的最大功率。能處理大功率量的變壓器趨向于是相對重的。
可變速度控制器和DC轉換器常常基于三相橋電路，其實例被示出于圖5中。這種橋電路亦已知為6脈沖橋，這是因為每個循環有六個脈沖——對于三相的每個，其每半個循環被形成于一個上。
理論上，六脈沖橋電路產生基頻的6n+1和6n-1倍頻的電流諧波，其中n是整數，即5、7、11、13、17、19等倍頻的電流諧波。還有，每個諧波的量級近似為其諧波數的倒數。因此，將有20％的第五諧波、14％的第七諧波、9％的第十一諧波，等等。
原則上沒有偶數階的諧波，這是因為所述橋電路是全波整流器。

發明內容
依照本發明的第一方面，提供一種用于在交流(AC)電源和直流電(DC)負載之間進行轉換的轉換器電路，該轉換器電路包括第一半導體橋電路，其具有第一和第二DC軌，以及多個AC軌，用于至AC總線的連接；至少一個另外的半導體橋電路，其具有第一和第二DC軌和多個AC軌；至少一個移相裝置；以及諧波注入器，其中，該移相裝置或每個移相裝置將一相關聯的所述另外的半導體橋電路互連到AC總線，所述半導體橋電路被串聯連接，所述諧波注入器響應于在至少一個半導體橋電路上產生的諧波信號并且使用它來形成被用于減小AC總線中的諧波干擾的信號。
為了確保電流失配導致在每個半導體橋電路上產生重復性波形，沒有對橋電路的任何一個來說完全單獨的電流路徑。因此，沒有被單獨連接于各個半導體橋電路的輸出上的部件，如DC濾波/平滑電容器。在串聯連接的電容器形成轉換器電路的正和負DC輸出軌之間的電容器鏈以形成“中心節點”的情況下，中心節點與第一和第二半導體橋之間的節點之間的任何連接都經由一共享路徑并經由至少一個中間部件。該中間部件有利地是諧波注入器的一部分。
優選地，AC電源是三相電源。
優選地，轉換器電路是用于將AC電源轉換成DC電源的整流器。AC電源不需要處于固定頻率，這是因為整流器電路適合于與可變頻率AC電源一起使用。優選地，對于AC電源軌的每個單獨的一個，每個半導體橋電路包括在第一和第二DC軌之間串聯連接的一對半導體裝置，而其關聯的AC電源軌被連接于通過所述一對半導體裝置之間的互連而形成的節點。
有利地，所述至少一個移相裝置包括一變壓器。其次級繞組以三角形配置連接的三相變壓器在產生30°相移方面在本領域是眾所周知的。當然，其它變壓器配置，如其它繞組的部件被添加到次級繞組電流路徑中的星形或三角形配置，見例如由Georges-Emile April和GuyOlivier在“A Novel Type of 12 Pulse Converter”IEEE Transactions onIndustry Application Vol.1A-21，No.1，1985中所提出的繞組方案。
優選地，從AC電源到移相裝置和第一半導體橋電路的連接是串聯的。其結果是可在每個橋電路中強迫相等的電流平衡或預定的電流平衡。
在一優選實施例中，形成該移相裝置或每個移相裝置的該變壓器或每個變壓器的每個初級繞組與第一橋電路的相應輸入是串聯的。然而，在本發明的另外的實施例中，到至少兩個半導體橋電路的AC電源通路是并聯的。
發明人已注意到，通過將AC電源串聯連接于對半導體橋的輸入，并且通過串聯連接半導體橋電路(其形成三相整流器電路)的輸出，但電容器濾波器被連接于橋電路的串聯組合上而不是單獨連接于每個單獨的橋電路上，則來自橋電路的輸出電流的瞬時失配導致通過橋電路的二極管形成重復的旁路路徑以用于過電流。這導致一個橋上的電壓崩潰和另一個橋上的對應電壓(反之亦然)并且導致各個橋電路輸出電壓，其是相應的波形，并且具體而言是電源頻率六倍頻的單向方波而不是恒定電壓電平形式的信號。方波是互補的并且共計為橋電路的串聯連接設置上的恒定直流電壓電平，如在電容器濾波器處所看到的。在P半導體整流器橋被串聯連接的實施例中，方波被產生于每個橋上，其周期為1/p。
在僅具有第一和第二半導體橋電路的第一實施例中，所述諧波注入器被插入于第一和第二半導體橋電路之間。優選地，所述諧波注入器是響應于在半導體橋電路之間產生的電流失配的無源器件。在整流器單元的優選實施例中，諧波注入器包括變壓器，其具有在此被稱為注入繞組的第一繞組，其被連接于橋電路之一以使變壓器響應于在橋電路上產生的諧波信號。在此已知為注入變壓器的感測繞組的第二繞組被連接于整流器塊的AC端子，并且整流器塊的DC端子被連接于第一和第二半導體橋之間。通過使用該電路設置，插入變壓器的匝數比可被選擇成使諧波注入的電平最優。另外，正常AC和DC側電壓和電流關系被保留以使電路部件可被最優化并且不理想的效應，例如變壓器飽和，可被防止。具有所選諧波階數和相位的諧波分量的精心注入可被用于消除或最小化在整流過程中固有地產生的其它諧波分量，由此減小整流器所吸入的電流的諧波失真。
在本發明的其它實施例中，諧波注入器的部分可被連接于在濾波器電容器之間形成的“中心節點”和位于半導體橋電路之間的節點之間，而諧波注入器的其它部件可與半導體橋電路串聯或與串聯連接的半導體橋電路并聯。
依照本發明的第二方面，提供了一種減小從AC到DC轉換器產生的總諧波失真的方法，該方法包括提供串聯的第一和第二三相無源整流器，其中第二整流器通過三角形連接的變壓器來供電，而第一整流器通過對星形連接的變壓器的連接或通過對三角形連接的變壓器的初級繞組的串聯連接來供電，并且其中通過第一和第二整流器來提供公共電流路徑以使瞬時電流沖突導致通過整流器的一個或另一個而生成“旁路”電流路徑，從而導致產生電源頻率六倍頻的波形，其被用于驅動諧波注入器補償電路以便于在第一和第二整流器之間的節點處注入諧波波形。


將參照附圖，通過舉例來進一步描述本發明，在附圖中圖1示意性地說明現有技術中已知類型的基于十二脈沖變壓器的多相整流器；圖2示意性地說明另一現有技術的十二脈沖整流器，其中與圖1中所示的設置相比，電隔離(galvanic isolation)已被省去以去除一個變壓器；圖3示出另一現有技術的AC到DC轉換器；圖4示意性地說明具有串聯連接的整流器橋的AC到DC轉換器；圖5較詳細地說明了一整流器橋；圖6說明了通過圖5中所示的整流器橋中的上部二極管的各個電流貢獻以及其和；圖7示意性地說明圖5中所示類型的一對串聯連接的整流器橋中的電流流動路徑；圖8a到8f示出涉及圖7中所示電路的工作的各種波形；圖9示意性地說明構成本發明實施例的整流器；圖10示意性地說明構成本發明另一實施例的整流器；圖11是總諧波失真對圖9中的注入變壓器的匝數比的曲線；圖12a到12d示出圖4中所示電路內的不同點處的電壓波形；圖13a到13c示出與圖9中所說明的本發明實施例有關的等效波形上的改進；
圖14示出本發明的另一實施例；圖15示出用于圖9的電路的電流波形；圖16示出本發明另一實施例，其中諧波注入電路的部分已被放置在轉換器的DC示出軌中；圖17示出本發明的另一實施例，其中AC輸入是并聯的；圖18示出本發明的另一實施例；圖19a到19i示意性地說明在圖18中所示的電路內的不同點處發生的電壓波形；圖20是示出諧波失真對用于圖19中所示電路的注入變壓器匝數比的曲線圖；圖21是利用電流注入和電壓注入的本發明實施例的電路圖；圖22示意性地說明電流注入和電壓注入波形之間的相互關系；并且圖23a到23i示出圖21中所示轉換器電路中的波形。
具體實施例方式
圖1中所示的設置是現有技術十二脈沖整流器的設置。三相電源包括具有電壓VA和電流IA的A相，并且被類似表示的B相和C相被提供給以8來概括表示的變壓器的星形連接的繞組2、4和6。通常，所述相位分別被稱為“紅”、“黃”和“藍”，并且由R、Y和B來表示，其中紅是零相位，黃是120°相位而藍是240°相位。兩種約定都將在此被使用，其中A＝紅，B＝黃，而C＝藍。變壓器具有兩組次級繞組。第一組繞組10、12和14亦以星形配置被連接，即繞組被連接到公共節點16并且為了簡單，可被稱為“星形”繞組17。繞組10、12和14的輸出被提供給第一整流器組件20，其具有圖5中所示的配置。第二組繞組22、24和26以三角形配置被連接，并且為了簡單，可被稱為“三角形”繞組27。來自三角形連接的繞組27的輸出被提供給第二整流器塊28，其構造與整流器塊20相同。眾所周知并且亦可通過圖形分析而表明的是，三角形配置導致產生與輸入正弦曲線相位相差30°的另外的正弦曲線，在所述三角形配置中每個繞組都形成兩個輸入相位之間的差，例如VA-VB、VB-VC和VC-VA。為了維持初級和次級繞組之間的正確電流和電壓關系，相對匝數比對于星形繞組必須是1∶1而對于星形到三角形繞組，必須是 變壓器亦可被配置用于升壓或降壓操作。
整流器單元20和28被并聯連接，并且正輸出軌(rail)30和32被提供作為到相間電抗器34的輸入，所述電抗器被需要以確保兩個整流器單元之間的瞬時電流平衡。
盡管該設置適當地工作以給出對第5和第7階諧波的諧波消除，輸入變壓器8必須被評定以承載被連接于整流器的負載的整體功率要求以及某種適當的安全裕度。這通常影響變壓器繞組的規格以及器件的重量和尺寸。
圖2示出Derek A Paice在題為“Power Electronic ConverterHarmonics-Multi-pulse Methods for Clean Power”的書中描述的另一現有技術的設置。從該書的圖5-16中得到的該設置表明，圖1中所示的設置可通過省去星形連接的變壓器并將初級繞組2、4和6直接連接于第一整流器塊20的相應輸入34、36和38而簡化。這導致對變壓器8的功率處理要求的降低，但同時亦導致輸入電源VA、VB和VC與DC輸出總線40之間的電隔離的損失。
在這些現有技術設置的每個中，DC整流器塊被并聯連接并且每個的輸出都通過被耦合于平滑電容器而保持在整流器的DC輸出電壓處，例如如圖1中所示。
發明人已認識到，通過串聯放置轉換器塊的輸出同時有效地串聯放置其輸入并從塊周圍去除各個電壓平滑電容器而實現的電路的明顯較小的再配置導致根本不同的工作模式，其中橋之間的沖突可被用于自產生用于諧波消除的波形。
論文“A New High-Pulse Voltage Sourced Converter for HVdcTransmission”Y H Liu，J Arrillaga和N Waston，IEEE Transactions onPower Delivery Vol.18，no.4，2003年10月，第1288-1393頁，公開了如圖3中所示的再注入轉換器。為了簡化對圖的討論，相同的參考數字將被用于參考已針對圖1和2描述的項目。這樣，星形繞組17被連接于第一整流器塊20而三角形繞組27被連接于第二整流器塊28。整流器塊20和28被串聯設置。整流器塊28具有與其并聯的電容器40，而電容器41與整流器塊20是并聯的。由在電子上被控制以成為導通或非導通的四個硅控整流器42-45(有源開關)組成的“H”橋被連接于DC輸出軌之間。開關42和44被串聯連接，開關43和45也一樣。用于開關42和43的公共節點被連接于正DC軌。開關44和45的公共節點被連接于負DC軌。變壓器46的初級繞組被連接于H橋的相對側之間。該變壓器的次級繞組被連接于整流器20和28之間的中點與電容器40和41之間的公共節點之間。
在使用中，開關42到45被開關以得到再注入電壓Uj，其被強加于整流器橋之間的節點48上。所述開關可被控制以進行任一操作a)短路注入變壓器的初級繞組；b)在前向方向上連接初級繞組；c)在反向方向上連接初級繞組；如在IEEE期刊的第1388頁上的第2列中所提出的。
短路變壓器初級需要使用有源器件(結合整流二極管)以確保開關42和43或者開關44和45是同時導通的，從而短路變壓器初級繞組同時避免將DC軌短接在一起。該設置需要提供控制器以控制每個有源開關的操作，并且引入了潛在有破壞性的故障模式，在其中串聯連接的開關可都被開啟或故障開啟，由此將DC輸出軌短接在一起。該電路以與本發明明顯不同的方式來工作。
圖4示意性地說明了AC到DC轉換器，其工作將被考慮以舉例說明橋之間的沖突的產生。如之前所述的，該三相電源由電壓源VA、VB和VC示意性地表示，其額定地具有相同的輸出電壓，但其相對于彼此在相位上被移位120°。電壓電源VA通過變壓器51的第一初級繞組50而連接于具有第一和第二DC軌55a和55b的以54概括表示的第一整流器橋的第一輸入52。類似地，電壓電源VB和VC通過相應的變壓器初級繞組56和58而連接于橋54的輸入連接60和62。每個電源VA、VB和VC都被示出為與相應的電感器LA、LB和LC是串聯的，其可以是單獨的部件，但其可簡單地作為被用于將三相電源互連到整流器的導體的自感和/或變壓器51的漏感的結果而存在。繞組50通過變壓器動作而與對應的次級繞組70磁耦合，初級繞組56被磁耦合于對應的次級繞組72，而初級繞組58被磁耦合于對應的次級繞組74，并且繞組70、72和74被連接成使其每個都與其它的是串聯的，并且連接點被使得位于繞組之間的每個節點處。這樣，繞組70、72和74以三角形配置被連接。從繞組72和74之間的第一節點76連接到具有第一和第二DC軌81a和81b的以80概括指示的第二整流器橋電路的第一輸入78。從繞組70和72之間的第二節點82連接至整流器80的第二輸入84，并且從繞組70和74之間的第三節點86連接到第二整流器80的第三輸入88。
繞組50、56和58被放置得與第一橋54的輸入52、60和62串聯連接，并且這具有以下結果在第一和第二整流器橋54和80中的電流之間建立一預定關系。通過選擇 的初級對次級變壓器比，整流器橋被饋送了相同的電流振幅，但其之間的相位差是30°。任何瞬時電流不平衡都導致“沖突”，其僅可通過在一個或另一個橋內產生的“旁路”路徑來解決。
為了理解本發明的工作，較詳細地考慮每個單獨整流器橋的工作是有利的。整流器橋被較詳細地示出于圖5中并且是6脈沖設計的。該橋分別包括正和負軌100和102。三對二極管整流器互連軌100和102。每對中的二極管都處于串聯配置，并且每對都整流多相電源的相應相位。這樣，第一二極管對104包括二極管106和108。二極管106的陽極被連接于負軌102而二極管106的陰極既被連接于輸入端子P1以便于接受第一輸入相位，并且亦被連接于第二二極管108的陽極。第二二極管108的陰極被連接于正電源軌100。包括二極管112和114的第二二極管對110被類似地連接，但這次被連接于電源P2，并且包括二極管118和120的第三二極管對116被類似地連接于電源P3。
為簡單起見，我們應當考慮從電源P1、P2和P3的正半循環產生的在二極管108、114和120中流動的電流之和。將理解，可在負半循環P1、P2和P3期間對二極管106、112和118進行類似的分析。
圖6示意性地說明來自電源P1在二極管108中流動的電流、來自電源P2二極管114中流動的電流和來自電源P3在二極管120中流動的電流。可以看出，被連接于電源P1的二極管108的導通周期開始于被連接于電源P2的二極管114的導通周期之前的近似120°，后者又比被連接于電源P3的二極管120的導通周期提前120°。當二極管前向導通時，其上的電壓降降至一個二極管壓降，即近似0.7伏，因此當兩個二極管同時導通至第一近似值時，其相應的電源被有效地連接在一起。這樣，在圖6中所示的周期TA期間，當二極管108和114均導通時，電源P1被有效地短接于正電源軌110，并且電源P2亦被有效地短接于正軌100。
在正半循環期間流過整流器的總電流是流過二極管108、114和120的電流之和。數值或圖形分析表明，所述電流之和可被認為是具有發生在輸入電源的基頻六倍頻的波紋電流的DC值。
以上分析對于在橋54和80的每個中流動的電流適用。就是說，每個橋都整流關聯的三相電源以產生圖6中所示類型的輸出電流，其包括具有波紋分量的DC分量，其中波紋具有輸入電源頻率六倍的基頻。這樣，波紋電流中的峰值相對于輸入電流以60°間隔被移位。然而，亦將注意到，到圖4中的橋的輸入電流通過三角形變壓器動作相對于彼此而被移位30°。這樣，一個橋中的峰值波紋電流與另一個橋中的最小波紋電流一致。這樣，導致其整流動作的瞬時橋電流通常是不同的。然而，所述橋已被串聯連接(在其輸入側和其輸出側兩處)，因此相同的電流被強迫流動于每個橋中。
參考圖7可以看出，自下部橋54的輸出電流作為輸入電流而流到上部橋80。考慮由下部橋54提供的電流比由頂部橋80提供的電流大的時間的時刻，通過打開通過串聯連接的二極管的旁路路徑，過電流強行通過上部橋的其路徑。旁路路徑的出現使二極管對之一接通。從這一點上所遵循的是，上部橋組件上的電壓差崩潰至近似為零。當旁路路徑被斷開時，所有輸出電流出現于下部整流器橋組件上。然而，由于波紋電流的周期性特性，源自上部二極管橋的電流增加，而源自下部二極管橋的電流下降，從而使在AC輸入波形的循環的1/12之后，上部二極管橋現在希望通過比下部二極管橋多的電流，并且作為結果，上部二極管橋的旁路路徑閉合并且下部整流器塊的旁路路徑斷開。這樣，下部整流器塊上的電壓差崩潰至基本上為零，并且基本上輸出電壓的整體現在出現于上部整流器塊上。
因此可以看出，每個整流器塊都具有在其上出現的方波電壓，其具有輸入頻率六倍的頻率以及是全部輸出電壓的量級(由于小，開啟二極管的其上的電壓降將被忽略)。在上部和下部整流器橋上發生的方波處于反相并且與輸入頻率自動無源地同步。
圖8a示出整流AC輸入電流而產生的至第一(或下部)整流器塊54的電流I1，而圖8b示出整流AC輸入電流而產生的至第二(或上部)整流器塊80的電流I2。圖8c示出作為時間的函數的這些電流之和。圖8d和8e分別示出下部和上部整流器塊54和80中的旁路電流(即I1和I2之間的電流差)。圖8f示出在第一(下部)整流器塊54上產生的電壓VO1。
所述電流失配可被用于控制諧波分量的產生，所述諧波分量會被注入該系統中以導致破壞性的諧波干擾并由此減小從三相發電機流出的電流波形中的總諧波失真。對于許多應用，可通過使用作用于電流失配的無源部件來實現充分的諧波補償，由此提供相對不貴但仍可靠的系統。
圖9示意性地說明構成本發明實施例的整流器，其中，包括諧波注入變壓器150和關聯二極管橋152的以140概括表示的諧波注入器電路被插入于第一整流器橋54和第二整流器橋80之間。二極管橋152包括四個二極管D1到D4，其被設置形成一全波整流器。二極管D1和D2是串聯的，D3和D4也一樣。二極管D2和D4的陽極被連接在一起形成第一DC端子DC1。類似地，二極管D1和D3的陰極被連接在一起，形成第二DC端子DC2。第一AC端子AC1由二極管D1和D2之間的節點來限定，而第二AC端子AC2由二極管D3和D4之間的節點來限定。注入變壓器150的注入繞組151被連接于第一整流器橋54的正電源軌100和虛擬接地154之間。虛擬接地154由被連接于DC輸出軌164和166之間的第一和第二串聯連接的電容器160和162形成。所述電容器提供了對DC電壓的高阻抗但提供了對在注入繞組151中流動的AC失配電流的低阻抗路徑。已注意到，在該電路中有來自使相應旁路路徑被形成的每個橋的輸出電流的瞬時失配，并且每個橋輸出電壓都是電源頻率的六倍頻的單向方波。所述諧波注入器電路被用于以仔細選擇的時間周期提供橋電流的失配。這受到注入變壓器匝數比的控制并且給出了簡單且自動按比例縮放的控制機制，其被用于更改橋旁路路徑的形成。這具有以下理想效果更改單向方波橋輸出電壓和對應的AC側轉換器端子電壓兩者以使電壓和電流的諧波分量被最小化。
感測繞組156承載具有等于DC負載電流的峰值的交流波形，然而繞組156上的對應電壓由于所需的匝數比而很低，并且給出了與整個整流器系統的功率輸出量相比很低的總變壓器VA額定值。
圖10示出本發明的可替換實施例，其中初級繞組現在被連接于注入二極管橋152的AC端子之一而不是第一橋54的正軌。另外，工作模式保持基本上不變。然而，圖10中所示的電路給出了具有較好對稱性的輸出波形并因此表示在圖9中所示電路之上的改進。
其它可能的連接是存在的，例如注入繞組可被連接于負軌。這樣，相對于感測繞組的注入繞組的“方向”可被顛倒。另外，與圖10相比，注入和感測繞組兩者的方向可被顛倒。至注入繞組的連接可被連接到半導體橋54的正軌或半導體橋80的負軌。這些可替換的可能設置可被單個或組合地實施。
圖11示出作為注入變壓器匝數比N的函數的轉換器(在圖10的點R、Y、B處示出)的AC端子電壓的總諧波失真的曲線圖。可以看出，最小總諧波失真發生在匝數比為近似14時，盡管亦可以看出，所述電路對自該值的小變化是相對不敏感的。在此情況下，匝數比N＝14＝Vinj/Vs。輸入電流總諧波失真亦取決于被插入于理想化電壓發生器和繞組50、56和58之間的輸入電感器的值。
將理解，從電源提取的電源和電流越接近地近似于單正弦曲線，則電源在諧波失真方面的性能將越好。
比較圖9和圖4中所示電路的電壓和電流波形是值得的。
圖12a示出圖9的電路中的點R1和虛擬接地154之間的電壓波形VRLG。如在此所使用的，整流器54可被稱為第一整流器或下部整流器，而與之關聯的波形可包括下標“1”或“L”。類似地，整流器80可被稱為第二或上部整流器，而與之關聯的波形可包括下標“2”或“U”。方波形狀由波形200來指示，其峰值為±vo/2，其中VO是整流器輸出電壓。為了參考點R1到中性點N，在數學上可被示出為紅相電壓VRLG以及黃和藍相上的等效電壓的平均即(VRLG+VYLG+VBLG)/3的零序列分量202需要從VRLG中減去以給出如圖12b中所示的VRLN。然后我們需要添加從圖4中的節點76和86之間的電壓差產生的并且如圖12c中所示的變壓器51上所反映的電壓。這些貢獻之和給出如圖12d中所示的測量點R和中性點之間的逐步近似。
然而，在圖9中所示的電路中，諧波注入電路的動作是修改VRLN，如圖13a中所示。類似地，變壓器51上反映回來的電壓亦如圖13b中所示而被修改，從而給出圖13c中的電壓VRN，其是24脈沖階梯式波形，比圖12中所示的12脈沖現有技術電壓更好得多地近似正弦曲線。
圖14示出圖9的電路的變化，其中兩個變壓器被使用。該電路以相同的方式工作但使DC輸出電壓能被改變并且亦提供電隔離。
通過使用固有變壓器漏感和輸入電感器或者具有100μH的值的附加外部電感器來表示一典型安裝的源和線纜電感，已由發明人構建和測試了一15kW原型。在這兩種情況下，所獲得的總諧波失真仍在2％以下。圖15示出使用圖9中所示的電路由整流器從三相發電機吸入并被加載到15kW的三相電流波形。此外，在測試期間，注入變壓器被確認具有主轉換器額定值的2％的功率額定值。此外，由于注入器變壓器以基頻的六倍頻來工作，它具有高頻磁部件的特征并因此具有減小的物理尺寸。
在以上實施例的每個中，已依靠整流器橋之間的注入電流進行了諧波消除。以可以以不同方式來實施電流注入電路。在被表示于圖16中的配置中，感測繞組156及其關聯二極管橋已從整流器(半導體橋)54和80的中點被移到正端子或正軌。其亦可同等地被放置在負端子/軌中。用于所示設置的最優匝數比N大約為14。
所述感測繞組亦可被擴展成幾個繞組并被分配于電路上，即第二二極管橋和繞組被插入在負軌中，而二極管的極性被顛倒從而得出鏡象注入電路。用于該電路的最優匝數比大約為28。
另一個可能性亦可包含使用感測繞組中的抽頭將初級繞組(其亦可被認為是注入繞組)連接于次級或感測繞組。
圖1 7示出本發明另一實施例，其中，與圖9和10中所示的實施例一樣，一諧波注入變壓器150及其關聯的整流器橋152被串聯連接地設置在第一整流器橋54和第二整流器橋80的中間。來自整流器的DC輸出被產生于軌220和222上并且由分割存儲電容器裝置224來平滑，其中電容器被中心分接于接地。第一橋54具有其AC輸入端子，其被直接連接于多相AC電源。星形三角形變壓器230形式的移相器亦具有被連接于多相AC電源的其初級繞組。這樣，半導體橋54和80的輸入側被并聯連接，而橋本身被串聯連接。然而，與較早的實施例不同，方波電壓波形不被產生于橋上，這是因為電流平衡可依靠并聯連接的輸入設置來發生。這樣，每個橋都在其上產生DC電壓，其上被疊加了基頻的六倍頻的波動。如注入變壓器150所看到的波動電流通過二極管橋152來變換并且再注入回來，由此產生輸入頻率的十二倍頻的波動，從而使它們進行諧波消除。在半導體橋54上產生的波動的量級比在本發明的較早實施例中的等效方波的量級小的多，因此變壓器比需要被修改。初始工作建議變壓器比應具有一到二倍的升壓比，而初始指示表明大約1.5的升壓比給出適當的結果。
圖18示出本發明的另一實施例。其類似于圖4中所示的設置，因此電流失配發生在整流器橋54和80之間，其導致產生輸入頻率的六倍頻的基本上方波的電壓。以290概括表示的諧波注入器包括與全波整流器組合的變壓器。變壓器300被連接成使其初級或注入繞組301的一端被直接連接于整流器橋54和80之間的節點302。注入繞組的另一端被連接于一對電容器306和308之間的節點304，所述電容器被連接于正DC軌310和負DC軌312之間。
次級或感測繞組320具有到一對串聯連接的整流器324和326之間的節點322的第一連接。第二連接被連接到串聯連接的整流器330和332之間的節點328。整流器是二極管。二極管326和332的陰極被連接于正軌310而二極管324和330的陽極被連接于負軌312。典型地，變壓器300被設定至功率輸出量的大約2％。
在本發明的較早實例中，整流器橋中的電流沖突導致方波電壓被產生于橋上。在該實施例中，相同的過程仍在進行，并且串聯連接的整流器之間的電流失配導致電流流動經過變壓器的注入繞組而到達電容器306和308之間的節點，所述電容器用來阻塞DC電流路徑但允許AC流動。
變壓器動作將流經的電流耦合于二極管324、326、330和332。每個二極管僅可以是非導通的或導通的。當二極管是導通的時，其上的電壓降接近于零伏。因此，次級變壓器可被認為當例如二極管326和330導通時在一個方向上被連接于DC電源，或者當二極管324和332導通時在另一個方向上被連接于DC電源。
來自變壓器300的變壓器動作導致電壓變化被強加于節點302上，并且這又通過電源變壓器的繞組70、72、74以及50、56和58而給到AC電源上。這樣，處于電源頻率的六倍頻的方波電壓Vinj被注入于整流器的中點(例如節點302)和輸出濾波電容器的中點之間。
該電壓的注入在主整流器的輸出處生成互補的階梯式波形，所述主整流器被實施為半導體橋54和80，其導致在輸入電感器340、342和344的右手側(即遠離AC發電機的側)的24脈沖成形波形。
所注入的電壓被加給上部整流器橋80的輸出電壓并且從下部整流器橋54的輸出電壓被減去。因此主整流器的輸出電壓由以下給出VO1＝VO/2+Vinj(1)VO2＝VO/2-Vinj(2)其中VO1是下部整流器橋54上的電壓而VO2是上部整流器橋80上的電壓。
當下部整流器橋54所提供的輸出電流比上部整流器橋80所提供的輸出電流大時，所強加的注入電流Iinj是負的。由于變壓器中的安培-匝數平衡，負電流將在感測繞組320中流動，這將使二極管332和324進入導通。因此，VO的電壓將被強加于感測繞組上，并且將被反映到注入繞組成為VO/N，其中N是注入變壓器匝數比N＝NS/Ni，其中Ns是感測繞組中的匝數而Ni是注入繞組中的匝數。因此，主整流器塊上的輸出電壓將變為VO1=VO/2(1+2N)---(3)]]>VO2=VO/2(1-2N)---(4)]]>當上部整流器80的輸出電流變得比下部整流器54的輸出電流大時，注入電流反向并且插入電壓變為負而具有相同的量級。由于整流器的輸出電流被移相30°，注入電流和電壓兩者具有被同步化于它們并且具有電源頻率六倍的頻率。
圖19示出將VO1和VO2修改成互補的多電平階梯式形狀如何導致在輸入電感器的右手側的24脈沖成形波形。
圖19a、b和c首先分別示出相對于輸出DC鏈路的中點的下部整流器54的輸入電壓VRLG、VYLG和VBLG。在在此所使用的約定中，下標“L”指的是下部整流器54而下標“U”指的是上部整流器80。當輸入電流IRL為負時，RL支路的二極管360導通，并且VRLG電壓等于-VO/2。當輸入電流變為正時，通過變為導通的二極管362使端子RL連接于下部整流器塊54的正端子軌，并且電壓VRLG等于注入電壓Vinj。波形VYLG和VBLG與VRLG相同但分別被移相120°和240°。
然后使用方程(5)來確定圖19d中所示的共模電壓VNGVNG=VRLG+VYLG+VBLG3---(5)]]>從而允許計算VRLN，這是因為VRLN＝VRLG-VNG。VRLN被示出于圖19e中。
到上部整流器的VRUG和VBUG輸入電壓被示出于圖19f和19g中。當輸入電流IRU為正時，RU輸入端子由于接通的二極管364而變為連接于轉換器的正輸出，因此電壓VRUG等于 當輸入電流IRU變為負時，RU支路的底部二極管366導通，從而將RU連接到上部整流器80的負輸出端子。因此，VRUG等于注入電壓Vinj。VBUG再次與VRUG相同但被移相240°。使用VRRL=(VRUG-VBUG)/3]]>得到的VRRL電壓被示出于圖19h中。最后，圖19i中所示的VRN電壓從相加VRLN和VRR1而被形成。可為其它電源相畫出類似的波形組，僅有的差異是120°和240°的相移。
為確定最優注入變壓器匝數比N，轉換器輸入電壓VRN的總諧波失真THD從對線電感器340的右手側的線與中性點間電壓VRN的諧波傅立葉分析而被計算。百分比THD對注入變壓器匝數比的曲線圖被示出于圖20中。7.5％的最低THD在N＝4.1的變壓器匝數比時被實現。最低輸入線電流THD亦針對相同的匝數比而被實現。
構建一原型以檢驗轉換器工作。它由具有 的初級對次級匝數比的15kW Y/Δ變壓器構成。變壓器的初級參考(primary-referred)的漏感是每相111μH，并且串聯電阻是每相0.21Ω。注入變壓器以N＝4的匝數比被纏繞于EPCOS N87 ETD鐵氧體磁芯上。141μF的兩個聚丙烯電容器被串聯連接以形成繞組301的一端所附著的DC鏈路輸出濾波器。原型由一相電壓為115Vrms的可變頻率固態電源供電并且在400Hz到800Hz的范圍和一寬的負載范圍內被測試，顯示出24脈沖性能。
以上所描述的諧波抑制技術，也就是參照圖4到14描述的電流注入技術和參照圖18到20描述的電壓注入技術可被組合于單個電路中，例如如在圖21中所示。
以400概括表示的諧波注入器實質上是如圖9或10中所示的諧波注入器140和圖18中所示的諧波注入器290的組合。每個諧波注入器子單元140和290仍基本上如之前所述。然而，現在繞組151和301被串聯連接以確保每個變壓器在這些繞組中得到相同電流。
電流注入和電壓注入技術兩者均產生主整流器的輸出中的互補的階梯式多電平成形電壓。如圖22中所說明的，這些電平是互補的，因此兩種技術的組合在整流器54和80的輸出處產生四電平階梯式波形，其導致在輸入電感器的右手側，即在圖21中以B、Y和R表示的位置處產生36脈沖階梯式波形。
在圖22中表示的角度γ的持續時間取決于電流注入變壓器140的匝數比NC，而注入電壓電平Vinj取決于電壓注入變壓器的匝數比NV。因此，輸出電壓波形的最優形狀可通過適當選擇NC和NV匝數比來實現。
所述電路的主波形被呈現于圖23中。圖23a中所示的波形是相對于輸出電容器的中點G的，為一致起見以54來表示的下部整流器即整流器1的輸入端子R1(圖21)的電壓。當輸入電流IRL為負時，該支路的下部二極管400導通，并且VRLG被箝位至 當電流變為正時，該支路的上部二極管402將導通，并且電壓VRLG將等于VO1-VO/2，其中VO1是下部整流器54的輸出電壓，VO2是上部整流器80的輸出電壓，而VO是AC到DC轉換器的輸出電壓。圖23b和23c中所示的VYLG和VBLG是通過分別移相120°和240°而分別獲得的。隨后，如圖23d和23e中所示，使用方程5來獲得VNG，并且通過從VRLG中減去VNG而獲得VRLN。相對于虛擬接地G的頂部整流器的輸入端子R2處的電壓是以相同方式被獲得的。當到那個端子的輸入電流IRU為正時，該支線的頂部二極管導通，并且VRUG(圖23f)電壓等于VO/2。當IRU為負時，底部二極管導通并且VRUG等于(VO/2)-VO2。圖23g中所示的VBUG是通過將VR2G移相240°來獲得的。圖23h的VRRL電壓是使用VRRL=(VRUG-VBUG)3]]>得到的，并且圖23i中所示的電壓VRN是從相加VRLN和VRRL而形成的。可以看出，這更接近地近似于正弦曲線并具有36脈沖特征。
因此有可能提供一種廉價的整流器設置，其變壓器額定功率近似為負載所需功率的50％。此外，允許對3相電源中的電源電流的諧波消除的諧波波形的無源產生提供了相對廉價但仍可靠的系統。
權利要求
1.一種用于在交流(AC)電源和直流(DC)電源之間進行轉換的轉換器電路，該轉換器電路包括第一半導體橋電路(54)，其具有第一和第二DC軌(55a、55b)，以及多個AC軌(52、60、62)，用于至AC總線的連接；至少一個另外的半導體橋電路(80)，其具有第一和第二DC軌(81a、81b)和多個AC軌(78、84、88)；至少一個移相裝置(51)；以及諧波注入器(140、290)，特征在于所述移相裝置或每個移相裝置(51)將一相關聯的所述另外的半導體橋電路(80)互連到AC電源，所述半導體橋電路(54、80)串聯連接，且諧波注入器(140、290)響應于在至少一個半導體橋電路上產生的諧波信號并且使用這個來形成被用于減小交流電源中的諧波干擾的信號。
2.權利要求1的轉換器，特征在于為了導致在每個半導體橋電路(54、80)上重復性地產生波形，沒有對半導體橋電路的任何一個來說完全單獨的電流路徑。
3.權利要求1或2的轉換器，特征在于多個電容器被串聯連接于轉換器的DC輸出軌之間以限定“中心節點”，并且所述“中心節點”與第一和另一半導體橋(54、80)之間的節點之間的電流路徑由至少一個中間部件(150、300)來提供，該中間部件是所述諧波注入器的一部分。
4.以上權利要求的任何一項的轉換器，特征在于所述移相裝置和第一半導體橋電路被串聯連接于AC電源。
5.以上權利要求的任何一項的轉換器，特征在于所述諧波注入器(140)與半導體橋電路(54、80)串聯。
6.權利要求5的轉換器，特征在于所述轉換器僅具有第一和第二半導體橋電路，并且所述諧波注入器在第一和第二半導體橋電路(54、80)之間是串聯連接的。
7.權利要求5或6的轉換器，特征在于所述諧波注入器(51)包括變壓器，其具有第一繞組(151)和第二繞組(156)；以及全波整流器(152)，其具有第一和第二AC端子(AC1、AC2)以及第一和第二DC端子(DC1、DC2)，并且當第二繞組(156)被連接于AC端子時，第一繞組在以下兩者之間延伸a)在被連接于轉換器的DC輸出之間的串聯連接的電容器之間形成的節點，以及b)全波整流器的DC端子之一或AC端子之一；或者第一和第二半導體橋之間的節點。
8.權利要求5的轉換器，特征在于所述諧波注入器包括鏡象注入器電路，一個在轉換器的正DC輸出軌中，一個在轉換器的負DC輸出軌中，每個鏡象注入器電路包括一全波整流器。
9.以上權利要求的任何一項的轉換器，特征在于在使用中，由所述串聯連接的半導體橋電路產生電流不平衡，其導致在半導體橋電路(54、80)內生成“旁路”路徑。
10.權利要求9的轉換器，特征在于在使用中，作為在半導體橋上生成旁路路徑的結果而產生的反相電壓被自動與AC電源同步并且處于其諧波處。
11.以上權利要求的任何一項的轉換器，特征在于所述諧波注入器(51)在所述串聯連接的第一半導體橋電路(54)和所述另外的半導體橋電路(80)之間的點處注入諧波電流。
12.以上權利要求的任何一項的轉換器，特征在于所述諧波注入器在所述第一半導體橋電路(54)和所述另外的半導體橋(80)之間注入諧波電壓。
13.權利要求1的轉換器，特征在于所述諧波注入器(51)實施諧波電壓注入和諧波電流注入兩者。
14.以上權利要求的任何一項的轉換器，特征在于每個半導體橋電路(54、80)均被設置成接受一三相電源并且每個半導體橋電路(54、80)均包括用于各個AC相位(P1、P2、P3)的每一個的一對半導體裝置(106、108；112、114；119、120)，其在第一和第二DC軌(100、102)之間串聯連接，而所述關聯的AC相位被連接于通過所述一對半導體裝置之間的互連而形成的節點。
15.權利要求14的轉換器，特征在于半導體裝置是二極管。
16.以上權利要求的任何一項的轉換器，特征在于移相裝置(51)是以三角形配置連接的3相變壓器。
17.一種減小從AC到DC轉換器產生的總諧波失真的方法，該方法包括提供串聯的第一和第二三相無源整流器，其中，第二整流器通過三角形連接的變壓器來供電，而第一整流器通過至星形連接的變壓器的連接或通過至三角形連接的變壓器的初級繞組的串聯連接來供電，并且其中通過第一和第二整流器來提供一公共電流路徑使得瞬時電流沖突導致通過所述整流器中的一個或另一個生成“旁路”電流路徑，從而導致產生電源頻率六倍頻的波形，其被用于驅動一諧波注入器補償電路以便于在第一和第二整流器之間的節點處注入諧波波形。
全文摘要
提供一種具有諧波抑制的AC到DC轉換器。所述諧波抑制通過以下操作來提供在串聯連接的整流器橋54、80之間強加一瞬時電流沖突，從而自動產生AC電源的AC電源頻率的六倍頻的電壓波形。然后通過注入電路注入該波形以提供諧波消除。
文檔編號H02M1/00GK1638254SQ20041008097
公開日2005年7月13日 申請日期2004年10月26日 優先權日2003年10月27日
發明者戴維·特雷納, 安德魯·約翰·福賽思, 弗朗切斯科·哈維爾·奇維特·薩瓦爾薩 申請人:古德里奇控制系統有限公司