專利名稱：功率因數改良電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種簡單且便宜的功率因數改良電路，更特別是涉及一種功率因數改良電路的控制電路技術。
背景技術：
圖1是一種傳統功率因數改良電路的框圖。在圖1所示的功率因數改良電路中，一串聯電路包括一升壓電抗器L1，一具有一MOSFET的開關Q1和一電流探測電阻Rsh，連接到一全波整流電路B的二輸出端，全波整流電路B整流交流電源Vac輸出的交流電。一包括二極管Do和濾波電容器Co的串聯電路連接到開關Q1的二端(在漏極和源極之間)。負載Ro連接至濾波電容器Co的兩端。二極管Do和濾波電容器Co組成一整流濾波電路。開關Q1的ON/OFF由控制器10的PWM控制來控制。
電流探測電阻Rsh連接在全波整流電路B的負輸出端P2，開關Q1的一端和濾波電容器Co的一端之間。電流探測電阻Rsh探測流經全波整流電路B的輸入電流。
控制器10包括一作為輸出電壓探測器的運算放大器11，一乘法器12，一作為電流探測器的運算放大器13和一脈沖寬度調制器14。
輸出電壓探測器11將濾波電容器Co的電壓與參考電壓Vref的電壓差放大，產生一誤差電壓并將其輸出至乘法器12。乘法器12將由輸出電壓探測器11發送的誤差電壓與由全波整流電路B的正輸出端P1發送的全波整流電壓相乘，輸出一相乘后的輸出電壓到電流探測器13。
電流探測器13放大一個電壓差，產生一誤差電壓，并該誤差電壓作為比較輸入信號輸出至脈沖寬度調制器14，該電壓差為一與由電流探測電阻Rsh探測到的輸入電流成正比的電壓和來自乘法器12相乘后的輸出電壓的電壓差。
脈沖寬度調制器14輸入三角波信號和來自電流探測器13的比較輸入電壓。脈沖寬度調制器14產生一脈沖信號，該脈沖信號在比較輸入信號值等于或者大于三角波信號時為ON，在比較輸入信號值小于三角波信號時為OFF。脈沖寬度調制器14將該脈沖信號提供給開關Q1的柵極。
全波整流電壓，由全波整流電路B整流AC電源Vac的輸入電壓(AC電流)而獲得，其為一正弦波的形狀，該正弦波每半個周期反相一次(以下稱為半周期正弦波)。乘法器12輸入來自全波整流電路B的半正弦波電壓，輸入來自輸出電壓探測器11的輸入電壓，將該二電壓相乘以改變正弦波的幅度，并將其輸出。電流探測器13比較來自全波整流電路B的半周期正弦波電壓和在電流探測電阻Rsh中產生的、與輸入電流成正比的電壓Vrsh，并且控制，因此輸入電流成為半周期正弦波。因此，流經電流探測電阻Rsh的輸入電流可以每半周期變成類似于AC電源Vac的輸入電壓的正弦波，可以改善功率因數。
以下將解釋具有該結構的功率因數改良電路的操作。當開關Q1在ON狀態時，電流流經B→L1→Q1→Rsh。該電流隨著時間呈直線增加。
接下來，當開關Q1由ON變成OFF狀態時，開關Q1的電壓由于升壓電抗器L1的感應的電壓而增加。此外，由于開關Q1處于OFF狀態，流經開關Q1的電流變成零。因此，電流流經L1→Do→Co，并且電流被提供到負載Ro上。
發明內容
然而，如圖1所示的升壓型功率因數改良電路具有以下三個負反饋回路(1)電流探測電阻Rsh探測電流的回路，該電流流經電流探測器13以及脈沖寬度調制器14，開關Q1為PWM控制，并且該電流被控制；(2)探測濾波電容器Co的輸出電壓的回路，該電流流經輸出電壓探測器11，乘法器11，電流探測器13以及脈沖寬度調制器14，開關Q1被控制，并且輸出電壓被控制；以及(3)探測來自全波整流電路B的電壓的回路，該電流流經乘法器12和脈沖寬度調制器14，開關Q1被控制，并且輸出電壓被控制。因此，功率因數改良電路的部件數量很大，這使得很難穩定地控制功率因數改良電路。由于功率因數改良電路的部件數量很大，該電路的調節變得復雜。
本發明提供一種便宜的功率因數改良電路，其中，該電路的部件數量被減少以簡化其結構，這使得很容易調節該電路。負反饋回路減少了，因此，該電路可以被穩定地控制，同時導線的數量也減少了。
根據本發明的第一技術方面，提供一種功率因數改良電路，其中，AC電源的AC電源電壓通過整流電路整流而獲得整流電壓，該整流電壓輸入到包括有升壓電抗器和主開關的串聯電路，該主開關開關以改良AC電源的功率因數，并且DC輸出電壓是通過整流濾波電路而獲得。該功率因數改良電路包括電流探測器，其探測流經該AC電源的電流，或者流經該整流電路的電流，或者流經該主開關的電流；誤差電壓發生器，其放大該輸出電壓與參考電壓的電壓差，以產生誤差電壓；可變增益放大器，其根據該誤差電壓值來放大與該電流探測器探測到的電流成比例的電壓；脈沖寬度控制裝置，其產生脈沖信號，并提供該脈沖信號至該主開關，以控制該輸出電壓至預定電壓，該脈沖信號的寬度根據該可變增益放大的輸出值來控制。
根據本發明的第二技術方面，提供一種功率因數改良電路，其獲得DC輸出電壓，該電路包括第一串聯電路，其包括AC電源和升壓電抗器；橋電路，連接到該第一串聯電路的兩端，其包括第一二極管，第二二極管，第一開關以及第二開關；濾波電容器，連接到位于該第一二極管和第二二極管之間的連接，并連接到位于該第一開關和第二開關之間的連接；其中，第一開關和第二開關同時ON/OFF，以改善該AC電源的功率因數。該電路進一步包括電流探測器，其探測AC電源的AC電源電流；整流電路，其整流探測到的AC電源電流；誤差電壓發生器，其放大該輸出電壓與參考電壓的電壓差，以產生誤差電壓；可變增益放大器，其根據該誤差電壓值，通過改變增益來放大與該整流電路整流的電流成比例的電壓；脈沖寬度控制裝置，其產生脈沖信號，并提供該脈沖信號至第一開關和第二開關，以控制輸出電壓至預定電壓，該脈沖信號的寬度根據該可變增益放大器的輸出值來控制。
根據本發明的第三技術方面，提供一種功率因數改良電路，其獲得DC輸出電壓，該電路包括第一串聯電路，其連接到將AC電源的AC電源的電壓整流的整流電路二端，且包括升壓電抗器，第一開關，第三開關以及電流探測器；第二串聯電路，其連接到位于該升壓電抗器和該第一開關之間的連接，并連接到位于該第三開關和該電流探測器之間的連接，該第二串聯電路包括第二開關和第四開關；變壓器的初級線圈連接到位于該第一開關和該第三開關之間的連接，并連接到位于該第二開關和該第四開關之間的連接；整流濾波電路，其整流并濾波該變壓器的次級輸出線圈的電壓；其中，該第一到第四開關的開關切換ON/OFF以改善該AC電源的功率因數。該電路進一步包括誤差電壓發生器，其將該輸出電壓與參考電壓的電壓差放大，以產生誤差電壓；可變增益放大器，其根據該誤差電壓值，通過改變增益來放大與該電流探測器探測到的電流成比例的電壓；脈沖寬度控制裝置，其產生脈沖信號，該脈沖信號的寬度根據該可變增益放大器的輸出值來控制；開關控制裝置，其通過反轉該脈沖信號而產生脈沖反轉信號，提供該脈沖信號和脈沖反轉信號中的一個至該第二開關和第三開關，提供該脈沖信號和脈沖反轉信號中的另一個至該第一開關和第四開關，并控制第一開關和第四開關的ON/OFF以控制輸出電壓至一預定電壓。
圖1是一種現有功率因數改良電路的框圖；圖2是根據第一實施例的一種功率因數改良電路的框圖；圖3是根據第一實施例的功率因數改良電路的控制器中所提供的脈沖寬度調制器的框圖；圖4是該脈沖調制器的輸入和輸出波形圖；圖5A和5B是該脈沖寬度調制器的輸入和輸出特性圖；圖6是根據第一實施例的功率因數改良電路的不同部分的波形圖；圖7是根據第一實施例的功率因數改良電路的輸入電壓和輸入電流的波形圖；圖8是根據第二實施例的一種功率因數改良電路的框圖；圖9是根據第三實施例的一種功率因數改良電路的框圖；圖10是根據第四實施例的一種功率因數改良電路的框圖；圖11是根據第五實施例的一種功率因數改良電路的框圖；圖12是根據第六實施例的一種功率因數改良電路的框圖；圖13是根據第六實施例的功率因數改良電路的不同部分的波形圖；圖14是根據第七實施例的一種功率因數改良電路的框圖；圖15是根據第七實施例的功率因數改良電路的不同部分的波形圖；
圖16是根據第八實施例的一種功率因數改良電路的框圖；圖17是根據第九實施例的一種功率因數改良電路的框圖；圖18是根據第九實施例的功率因數改良電路的不同部分的波形圖；圖19A和19B是可變增益放大器一個例子的框圖；圖20A和20B是可變增益放大器另一個例子的框圖；圖21是用于該可變增益放大器的FET的特性圖。
具體實施例方式
根據本發明的功率因數改良電路的首選實施方式以下將參考附圖進行詳細說明。
第一實施方式如圖2所示，根據第一實施方式的功率因數改良電路與圖1所示的現有功率因數改良電路的差別僅在于控制器10a的結構。
在圖2中的其他結構與圖1相同。相似的部分采用同樣的附圖標記標明，并省略其詳細描述。
控制器10a包括輸出電壓探測器11，可變增益放大器15以及脈沖寬度調制器14。
輸出電壓探測器11放大濾波電容器Co的電壓與參考電壓Vref的電壓差，產生誤差電壓并將其輸出至可變增益放大器15。該可變增益放大器15根據來自輸出電壓探測器11的誤差電壓值改變增益，因此放大與電流探測電阻Rsh探測到的輸入電流成比例的電壓，并該放大的電壓作為比較輸入信號輸出至脈沖寬度調制器14。隨后將描述可變增益放大器15的特定的例子。
如圖3所示，脈沖寬度調制器14包括三角波振蕩器141和比較器142，該三角波振蕩器141產生三角波信號，該比較器142比較該三角波信號與該比較輸入信號。該比較器142輸入來自三角波振蕩器141的三角波信號至非反相輸入(+)端，輸入來自該可變增益放大器15的比較輸入信號至反相輸入(-)端，并產生脈沖信號，該脈沖信號在三角波信號值等于或者大于比較輸入信號情況下變成ON(H電平)，在三角波信號值小于比較輸入信號情況下變成OFF(L電平，即零)。該脈沖信號提供到開關Q1的柵極上，該濾波電容器Co的輸出電壓控制在一預定電壓。
圖5A和圖5B顯示了該脈沖寬度調制器的輸入和輸出特性圖的一例子。圖5A是當輸入電壓Es和工作循環D相互成比例和Es＝D時，脈沖寬度調制器的輸入和輸出特性。圖5B是當輸入電壓Es和工作循環D的關系為Es＝1-D時，脈沖寬度調制器的輸入和輸出特性。
根據如圖3所示的脈沖寬度調制器14，假設輸入和輸出波形為圖4中“輸出1”所示的波形，脈沖寬度調制器14的輸入和輸出特性如圖5A所示。
比較器142產生一脈沖信號，當比較輸入信號值等于或者大于該三角波信號時，該脈沖信號變成ON，當比較輸入信號值小于該三角波信號時，該脈沖信號變成OFF。該脈沖信號可以提供到開關Q1的柵極上，濾波電容器Co的輸出電壓可以控制在一預定電壓。即，如果比較器142的非反相端(+)和反相端(-)以相反的方式連接，則輸出電壓反轉，輸入和輸出波形變成圖4中“輸出2”所示，且輸入和輸出特性如圖5B所示。
以下將說明根據第一實施例的功率因數改良電路的操作原理，也將說明控制器10a的操作。
首先，假設升壓電抗器L1的電流的傳導是連續的，在開關Q1為ON時的工作循環定義為D，在全波整流電路B二端的輸入電壓Ei與在負載Ro二端的輸出電壓Eo的關系為Eo/Ei＝1/(1-D)。值得注意的是，當開關Q1為ON時，該工作循環符合比率T2/T1，其中，開關周期定義為T1，開關Q1處于ON的時間為T2。
假設脈沖寬度調制器14具有圖4所示的特性，脈沖寬度調制器14的輸入電壓定義為Es，由于Es等于1-D，因此建立了Es＝1-D＝Ei/Eo的關系。
由于輸出電壓Eo是直流，且基本上為常數值，且輸出電壓Ei為半周期正弦波，因此輸入電壓Es變成半周期正弦波。即，輸入電壓Es為可變增益放大器15的放大輸出，電流探測電阻Rsh的電壓Vrsh輸入到可變增益放大器15的一輸入端。因此，電流探測電阻Rsh的電壓Vrsh同樣變成半周期正弦波。因此，流經電流探測電阻Rsh的輸入電流變成與輸入電壓Ei成比例的半周期正弦波，這樣，可以改善功率因數。
來自輸出電壓探測器11的輸出電壓輸出到該可變增益放大器15的另一輸入端，可變增益放大器15根據輸出電壓探測器11的輸出電壓值改變增益。因此，如果輸出電壓Eo由于某些原因減少，則輸出電壓探測器11根據輸出電壓Eo的減少而減少輸出電壓。可變增益放大器15根據輸出電壓探測器11的輸出電壓的減少而減少增益，輸出比較輸入信號，并根據來自可變增益放大器15的比較輸入信號的減少而增加平均的工作循環D(如圖4中輸出1的情況)。因此，開關Q1為ON的時間比增加了，輸入電流也同樣增加，從而輸出電壓Eo增加且保持在一恒定值。
整個功率因數改良電路的操作將參考圖6所示的波形進行說明。首先，如果輸入AC電源Vac的正弦波輸入電壓Vi時，則正弦波輸入電流Ii開始傳導。AC電源Vac的輸入電壓Vi由全波整流電路B整流，從而輸出全波整流電壓Ei。
接下來，當開關Q1為ON時，電流流經B→L1→Q1→Rsb。然后，當開關Q1從ON變為OFF時，開關Q1的電壓由于升壓電抗器L1的感應電壓而增加。此外，由于開關Q1變為OFF，流經開關Q1的電流變成零。然后，電流流經L1→Do→Co，并且電流提供到負載Ro上。
通過這個方式以預定的頻率切換開關Q1，半周期正弦波電流可以流經電流探測電阻Rsh的二端。與流經電流探測電路Rsh的電流成比例的電壓，即圖6中表示為“可變增益放大器輸入2”的負半周期正弦波電壓，輸入到可變增益放大器15的一端。此外，來自輸出電壓探測器11的輸出電壓，即圖6中表示為“可變增益放大器輸入1”的正DC電壓，輸入到可變增益放大器15的另一端。
根據來自輸出電壓探測器11的輸出電壓值，可變增益放大器15通過改變增益來放大與電流探測電路Rsh探測到的輸入電流成比例的電壓。如圖6中所示，“可變增益放大器輸出”作為半周期正弦波輸出電壓輸出，該半周期正弦波輸出電壓與輸入相似。
然后，圖6中所示的“可變增益放大器輸出”輸入到脈沖寬度調制器14，脈沖信號的脈沖寬度被控制。此時，由于脈沖寬度調制器14具有圖5B所示的特性，則開關Q1的工作循環變成如圖6所示。圖7表示功率因數改良電路的實際輸入電壓Vi和輸入電流Ii。圖7中所示的波形在零電流附近稍微偏離該正弦波，但是波形非常象該正弦波，并且功率因數和失真因數都非常好。
這樣，根據本實施例的功率因數改良電路，功率因數可以改善。控制器10a僅包括輸出電壓探測器11，可變增益放大器15和脈沖寬度調制器14。與圖10中所示的控制器相比較，控制器10a的部件數量減少一個，結構簡化了，該電路可以經濟地制造，并且容易調節。
相對于圖1所示的現有功率因數改良電路，電壓探測回路的數量可以減少，其中，這些電壓探測回路探測來自全波整流電路B的電壓，并將該電壓輸入至乘法器12。因此，消除了由于該回路所引起的控制器10a的不穩定性，該電路可以在該兩個封閉回路下穩定控制。
觸針PN1-PN5位于控制器10a中。觸針PN1將電流探測電阻Rsh的一端與可變增益放大器15相互連接。觸針PN2將開關Q1的柵極與脈沖寬度調制器14相互連接。觸針PN3將負載Ro一端與輸出電壓探測器11相互連接。觸針PN4連接到IC電源+B，并提供該IC電源+B至控制器10a內的不同部分。觸針PN5連接到參考電壓Vref的負極(地)。即，在這個實施例中，連接到控制器10a的導線的數量從6根減少了一根成為5根(相對圖1所示的控制器10)。由于具有這個結構，控制器10a可以容易地在集成電路(IC)中形成，因此可以提供廉價的IC。當控制器10a形成在IC中時，觸針的數量同樣可以減少，因此可以提供廉價的IC。
如上所述，根據這個實施例，與電流探測器探測到的電流成比例的電壓(半周期正弦波)，和來自誤差電壓發生器的誤差電壓(DC電壓)輸入至可變增益放大器。可變增益放大器根據誤差電壓發生器的誤差電壓，通過改變增益，放大與電流探測器探測到的電流成比例的電壓。因此，可變增益放大器將與輸入相似的半周期正弦波輸出電壓輸出至脈沖寬度控制設備。即，脈沖寬度調制器的輸入電流和輸入電壓波形相似，改善了功率因數。此外，只需要該三個組成元件，即誤差電壓發生器，可變增益放大器和脈沖寬度控制設備就足夠了。因此，部件的數量可以減少，該結構也可以簡化，同時，該電路可以經濟并且容易地調節。此外，由于負反饋回路減少了，電流可以穩定地控制。因為電線的數目減少，該電路可以容易在IC結構中形成，可以提供廉價的IC。
第二實施方式圖8是根據第二實施例的一種功率因數改良電路的框圖。該第二實施例與圖2所示的第一實施例的區別在于輸入的電流探測方法，在第二實施例中流經開關Q1的電流被探測。
在圖8所示的功率因數改良電路中，包括升壓電抗器L1，二極管Do和濾波電容器Co的串聯電路連接到全波整流電路B二輸出端，該全波整流電路B整流AC電源Vac的AC電流。負載Ro連接到濾波電容器Co的二端。
控制器10b包括開關Q1，電流探測電阻Rsh，峰值探測器16，作為輸出電壓探測器的運算放大器11，可變增益放大器15和脈沖寬度調制器14。
開關Q1的一端(漏極)通過觸針PN1連接到升壓電抗器L1和二極管Do的正極之間。開關Q1的另一端(源極)通過電流探測電阻Rsh接地。峰值探測器16輸入與流經電流探測電阻Rsh的電流成比例的電壓，探測該輸入電壓的峰值，并將該電壓作為峰值電壓輸出。該可變增益放大器15根據來自輸出電壓探測器11的誤差電壓值，通過改變增益，放大來自探測器16的峰值電壓，并將該放大的電壓作為比較輸入信號輸出至脈沖寬度調制器14。
根據第二實施例的功率因數改良電路，即使輸入電流是AC電源頻率的正弦波，由于開關Q1以開關頻率切換ON/OFF，即，該頻率與AC電源頻率相比足夠高，流經開關Q1的漏極電流同樣切換ON/OFF。因此，漏極電流的平均電流不會變成正弦波。
由此原因，峰值探測器16每一開關頻率對電流探測電阻Rsh的電壓的峰值取樣，并輸出峰值電壓，其中，連接峰值的曲線變成正弦波。即，峰值電壓可以假設為大致與輸入電流一樣的正弦波。通過將該來自峰值探測器16的峰值電壓輸入可變增益放大器15，該輸入電流可以被控制以具有正弦波形。
在控制器10b中，導線數量僅為4根，觸針數量也僅為4個。該控制器10b包括開關Q1，電流探測電阻Rsh，峰值探測器16，輸出電壓探測器11，可變增益放大器15和脈沖寬度調制器14。如果控制器10b在IC結構中形式，該電路結構將進一步簡化且變得更經濟。
第三實施例圖9是根據第三實施例的功率因數改良電路的框圖。該功率因數改良電路被提供到叫作扼流轉換器(choke converter)的轉換器上。該第三實施例與第一實施例的不同之處在于整流濾波電路的結構，該整流濾波電路連接到開關Q1的二端。整流濾波電路包括第一串聯電路和第二串聯電路，該第一串聯電路具有連接到開關Q1二端(在漏極和源極之間)的二極管Do和電容器Cx，該第二串聯電路具有連接到二極管Do二端的濾波電容器Co和電抗器Lo。控制器10c與圖2中的控制器10a不同在于，參考電壓Vref的負極連接到作為輸出電壓探測器的運算放大器11，且正極接地。
本實施例的功率因數改良電路與圖2所示的功率因數改良電路以相同的方式操作。在這種情況下，輸入電壓Ei和脈沖寬度調制器14的輸入電壓Es皆為全波整流電路B二端的電壓，且其關系為Es＝Ei/(Eo+Ei)。因此，輸出電壓Eo為直流且大致為恒定值，從而，輸出電壓Eo大致為正弦波的輸入電流，但可以消除高次諧波限制。此外，可以獲得同第一實施例一樣的效果。
第四實施例圖10是根據第四實施例的功率因數改良電路的框圖。如圖10所示的功率因數改良電路被提供到叫作單端初級電感轉換器(sepic converter)的轉換器上。該第四實施例與第一實施例的不同之處在于整流濾波電路的結構，該整流濾波電路連接到開關Q1二端。該整流濾波電路包括第一串聯電路和第二串聯電路，該第一串聯電路具有連接到開關Q1二端(在漏極和源極之間)的電抗器Lo和電容器Cx，該第二串聯電路具有連接到電抗器Lo二端的濾波電容器Co和二極管Do。
第四實施例的功率因數改良電路與圖2所示的功率因數改良電路以相同的方式操作，可以獲得大致為正弦波的輸入電流。此外，可以獲得同第一實施例一樣的效果。
第五實施例圖11是根據第五實施例的功率因數改良電路的框圖。如圖11所示的功率因數改良電路被提供到叫作反相型轉換器(inverted type converter)的轉換器上。第五實施例的特征在于，開關Q1的一端連接到全波整流電路B的正輸出端P1，開關Q1的另一端連接到升壓電抗器L1的一端和二極管Do的負極，升壓電抗器L1的另一端通過電流探測電阻Rsh連接到全波整流電路B的負輸出端P2，二極管Do的正極通過濾波電容器Co連接到升壓電抗器L1的另一端，并采用圖9所示的控制器10c。
依照第五實施例的功率因數改良電路與圖2所示的功率因數改良電路以相同的方式操作，可以獲得大致為正弦波的輸入電流。此外，可以獲得同第一實施例一樣的效果。
第六實施例圖12是根據第六實施例的功率因數改良電路的框圖。在圖12所示的功率因數改良電路中，控制器10d包括可變增益放大器15a，作為該輸出電壓探測器的輸出電壓探測器11a，以及脈沖寬度調制器14。
可變增益放大器15a具有這樣的特征，隨著來自輸出電壓探測器11a的電壓(可變增益放大器輸入1信號)的增加，增益減少。可變增益放大器15a將與半周期正弦波輸入電流成比例的電壓放大，并將該放大的輸出電壓作為比較輸入信號輸出至脈沖寬度調制器14。因此，在電流探測電阻Rsh二端的電壓與脈沖寬度調制器14的輸入電壓相似，且輸入電流為正弦波。
在輸出電壓Eo由于某些原因而減少的情況下，輸出電壓探測器11a根據輸出電壓Eo的減少而增加輸出電壓。可變增益放大器15a通過增加輸出電壓探測器11a的輸出電壓而減少增益，并輸出比較輸入信號(如圖4中輸出1的情況)。該脈沖寬度調制器14根據來自可變增益放大器15a的比較輸入信號的減少，而增加該脈沖信號的平均工作循環D。由于這個原因，開關Q1處于ON的時間增加，輸入電流增加，從而輸出電壓Eo增加并且保持在一恒定值。圖13是在該時間不同部分的波形圖。在這個實施例中，同樣可以獲得和第一實施例相同的效果。
第七實施例圖14是根據第七實施例的一種功率因數改良電路的框圖。如圖14所示的功率因數改良電路中，控制器10e包括作為可變增益放大器的除法器17，作為輸出電壓探測器的運算放大器11，以及脈沖寬度調制器14。
除法器17將與電流探測電阻Rsh探測到的電流成比例的電壓除以電壓探測器11的輸出電壓。這里，脈沖寬度調制器14具有如圖5A所示的特性。
根據此結構，輸出電壓探測器11的輸出電壓(DC電壓)輸入到除法器17作為如圖15所示的“除法器輸出1”，與電流探測電阻Rsh探測到的電流成正比的電壓Vsh輸入到除法器17作為如圖15所示的“除法器輸出2”。除法器17計算(-1ד除法器輸出2”÷“除法器輸出1”)，并輸出圖15所示的“除法器輸出”。
由于脈沖寬度調制器14具有如圖5A所示的特性，則開關Q1的工作循環如圖15所示。在第七實施例中，同樣可以獲得和第一實施例相同的效果。
同樣可以交換圖14所示的除法器的輸出1和輸出2，則除法器可以計算(-1ד除法器輸出1”÷“除法器輸出2”)。這種情況下，“除法器輸出1”的電流波形不是正弦波，但可以消除高次諧波限制。
第八實施例圖16是根據第八實施例的功率因數改良電路的框圖。根據第八實施例的功率因數改良電路被提供到升壓型橋轉換器。功率因數改良電路包括串聯電路，包括AC電源Vac和升壓電抗器L1；橋電路，連接到該串聯電路二端，其包括二極管D1，二極管D2，開關Q1以及開關Q2；濾波電容器Co，連接到位于二極管D1與二極管D2之間的連接，并連接到位于開關Q1與開關Q2之間的連接；負載Ro，其與該濾波電容器Co串連。
該功率因數改良電路包括電流變壓器(CT)19，全波整流電路B以及控制器10a，其中，電流變壓器19探測AC電源Vac的AC電流，全波整流電路B整流來自電流變壓器19的AC電流。
根據第八實施例的功率因素改良電路，全波整流電路B整流電流變壓器19探測到的AC電流，并輸出半周期正弦波到可變增益放大器15作為電流信號。可變增益放大器15輸出該放大的輸出到脈沖寬度調制器14，該脈沖寬度調制器14具有圖5B所示的特性。脈沖寬度調制器14提供該脈沖信號到開關Q1和開關Q2，并同時切換開關Q1和開關Q2的ON/OFF。如果開關Q1和開關Q2同時切換到ON，則電流流經Vac→L1→Q1→Q2→Vac或者Vac→Q2→Q1→L1→Vac，在升壓電抗器L1中儲存能量。
如果開關Q1和開關Q2同時切換到OFF，儲存在升壓電抗器L1中的能量通過開關Q1和開關Q2中的一個對電容Co進行充電。同樣在這個實施例中，由于通過整流電流變壓器19的電流而獲得的波形與脈沖寬度調制器14的輸入電壓的波形相同，則輸入電流可以為正弦波。
第九實施例圖17是根據第九實施例的功率因數改良電路的框圖。如圖17所示的功率因數改良電路被提供到一絕緣轉換器(insulative converter)中。包括升壓電抗器L1，開關Q1，開關Q3以及電流探測電阻Rsh的串聯電路連接到全波整流電路B二端，該全波整流電路B整流AC電源Vac的AC電流。包括開關Q2和開關Q4的串聯電路連接到位于升壓電抗器L1與開關Q1之間的連接，并連接到位于開關Q2與開關Q4之間的連接。變壓器T的初級線圈5a連接到位于開關Q1和開關Q3之間的連接，并連接到位于開關Q2與開關Q4之間的連接。
包括二極管Do1和二極管Do2的串聯電路連接到變壓器T的次級線圈5b和三級線圈5c的一串聯電路二端。濾波電容器Co連接到位于次級線圈5b和三級線圈5c之間的連接，并連接到位于二極管Do1和二極管Do2之間的連接。負載Ro連接到濾波電容器Co二端。
控制器10f包括作為輸出電壓探測器的運算放大器11，可變增益放大器15，脈沖寬度調制器14，雙穩態多諧振蕩器(FF)21，NAND邏輯電路22，以及NAND邏輯電路23，其中，該NAND邏輯電路22輸入FF21的一個輸出Q和脈沖寬度調制器14的脈沖信號，該NAND邏輯電路23輸入FF21的另一個輸出(輸出Q的反相輸出)和脈沖寬度調制器14的脈沖信號。FF21和NAND邏輯電路22，23組成本發明的開關控制器。
本實施例的操作將參考圖18所示的不同部分的波形進行說明。首先，與電流探測電路Rsh探測到的電流成比例的電壓，和來自輸出電壓探測器11的、作為輸出電壓的DC電壓，輸入到可變增益放大器15。可變增益放大器15的輸出被輸入到脈沖寬度調制器14，然后，脈沖寬度調制器14的輸出被輸入到FF21。
時鐘信號從脈沖寬度調制器14輸出到FF21，FF21被驅動。FF21與時鐘(t1，t3，t5等)同步反轉高電平和低電平。在圖18所示的例子中，FF21與時鐘的上升緣同步反轉電平。FF21的一輸出Q和脈沖寬度調制器14的脈沖信號輸入到NAND邏輯電路22。FF21的另一輸出(輸出Q的反相輸出)和脈沖寬度調制器14的脈沖信號輸入到NAND邏輯電路23。
NAND邏輯電路22的輸出提供到開關Q3的柵極上，并通過高邊驅動器(high-side driver)25b提供到開關Q2上。NAND邏輯電路23的輸出提供到開關Q4的柵極上，并通過高邊驅動器25a提供到開關Q1的柵極上。
開關Q1-Q4的ON/OFF操作將參考圖18進行說明。首先，在t0時刻，開關Q1和開關Q4通過NAND邏輯電路23的輸出同時切換為ON，并且開關Q2和開關Q3通過NAND邏輯電路22的輸出同時切換為ON。因此，開關Q1和開關Q4的電壓變成零，開關Q2和開關Q3也同時變成0。在這個時候，電流流經B→L1→Q1→Q3→Rsh→B。此外，電流流經B→L1→Q2→Q4→Rsh→B。
然后，在t1時刻，開關Q2和開關Q3通過NAND邏輯電路22的輸出同時切換為OFF。因此，開關Q2和開關Q3的電壓增加，電流變成零。在這個時候，電流流經B→L1→Q1→5a→Q4→Rsh→B，且開關Q1和開關Q4的電流增加。
然后，在t2時刻，開關Q2和開關Q3通過NAND邏輯電路22的輸出同時切換為ON。因此，開關Q2和開關Q3的電壓變成零。即，在這個時候的操作與在t0時刻的操作相同。在t1到t2時刻，電流流經5c→Do2→Co→5c，DC電流提供到Ro上。
然后，在t3時刻，開關Q1和開關Q4通過NAND邏輯電路23的輸出同時切換為OFF。因此，開關Q1和開關Q4的電壓增加，電流變成零。在這個時候，電流流經B→L1→Q2→5a→Q3→Rsh→B，且開關Q2和開關Q3的電流增加。在t3到t4時刻，電流流經5b→Do1→Co→5b，DC電流提供到Ro上。
在這個實施例中，同樣可以獲得同第一實施例相同的效果。
可變增益放大器的特別例子圖19A和19B是可變增益放大器一個例子的框圖。圖19A是可變增益放大器的原理圖。該可變增益放大器是一電位器，該電位器包括電阻R1和與該電阻R1串連的增益調節可變電阻Rv。輸入信號輸入到一個與電阻R1一端相連的輸入端，且輸出從電阻R1與可變電阻Rv的連接提供到輸出端52。在這種情況下，增益小于1。
圖19B是圖19A所示的原理的特別例子。該例子包括FETQ5和電阻R1。其中，該FETQ5包括漏極，源極和柵極，并且其電阻值根據提供到柵極上的電壓而變化。該電阻R1的一端連接到FETQ5的漏極。與電流探測電阻Rsh探測到的電流成比例的電壓，輸入到輸入端51，該輸入端51連接到電阻R1的另一端。輸出電壓探測器11的誤差電壓送至FETQ5的柵極端53，且輸出從位于電阻R1與FETQ5的漏極之間的連接提供到輸出端52。
由于FETQ5的電阻值根據輸入到FETQ5的柵極的電壓值而改變，因此，增益發生變化。
圖20A和20B是可變增益放大器另一個例子的框圖。圖20A表示可變增益放大器的原理。該可變增益放大器包括一可變電阻Rv和一運算放大器31，該運算放大器31的反相端連接到可變電阻Rv的一端。反饋電阻R2連接到該反相端和運算放大器31的輸出端，非反相端接地。輸入信號輸入到輸入端51，該輸入端51連接到可變電阻Rv，并從輸出端52獲得輸出。在這個時候，增益表示為-R2/Rv。
圖20B表示圖20A所示的該可變增益放大器的特別的例子。這個例子包括FETQ6和運算放大器31，其中，FETQ6包括漏極，源極和柵極，且其電阻值根據提供到柵極上的電壓而改變，該運算放大器31的反相端連接到FETQ6的漏極，且其反饋電阻R2連接到該反相端和輸出端。與電流探測電阻Rsh探測到的電流成比例的電壓，輸入到輸入端51，該輸入端51連接到FETQ6的源極。輸出電壓探測器11的誤差電壓提供到FETQ6的柵極端53，并從輸出端52獲得輸出。
由于FETQ6的電阻值根據輸入到FETQ6的柵極的電壓值而改變，因此，增益發生很大變化。
圖21是用于該可變增益放大器的FET的特性圖。圖21表示FET的漏極電壓Vd和漏極電流Id的特性，該特性根據柵極和源極之間的電壓Vgs的變化而變化。即，在該FET中，曲線圖的傾度的變化依賴于柵極信號的大小，并且電阻值發生變化。
本發明不限于第一至第九實施例。探測到的電流不限于輸入電流，諸如FET的開關的電流或者整流二極管的電流同樣可以被探測，以及該電流的平均值，峰值或者有效值也可以被探測。這樣，在某些情況下，輸入電流不變成精確的正弦波，但是輸入電流可以成為一值，該值可以清除高諧波限制的標準值。
該脈沖寬度調制器14不僅可以調節具有固定頻率的脈沖寬度，而且可以調節具有恒定ON寬度的OFF寬度，OFF寬度為常數而ON寬度改變，ON寬度、OFF寬度和頻率都變化，以及僅ON和OFF之比變化的情況。在本發明中，第一到第九實施例中兩個或者更多可以被組合。
根據本發明，功率因數改良電路的部件的數量減少了，其結構也簡化了。采用該結構，該電路可以經濟且容易地調節。由于負反饋回路數量可以減少，所以該電路可以穩定控制。由于導線數量減少了，該電路可以很容易在IC結構中形成，且可以提供廉價的IC。
本申請要求2003年9月30日申請的日本專利申請第2003-342148號的優先權，在這里，該申請的全部內容并入作為參考。盡管本發明通過參考本發明的某些實施例在以上已經描述，但是本發明不限于以上實施例的描述。根據本技術，本領域的普通技術人員可以想到以上實施例的修改和變更。本發明的范圍根據下述的權利要求所界定。
權利要求
1.一種功率因數改良電路，其中，AC電源的AC電源電壓通過整流電路整流而獲得整流電壓，該整流電壓輸入包括升壓電抗器和主開關的串聯電路，該主開關切換ON/OFF以改善AC電源的功率因數，DC輸出電壓通過整流濾波電路獲得，該功率因數改良電路包括電流探測器，探測流經該AC電源的電流，或者探測流經該整流電路的電流，或者探測流經該主開關的電流；誤差電壓發生器，其將該輸出電壓與一參考電壓的電壓差放大以產生誤差電壓；可變增益放大器，其根據該誤差電壓值，通過改變增益來放大與該電流探測器探測到的電流成比例的電壓；脈沖寬度控制器，其產生脈沖信號，并將該脈沖信號提供給主開關以控制輸出電壓至預定電壓，該脈沖信號的脈沖寬度根據該可變增益放大器的輸出值來控制。
2.如權利要求1所述的功率因數改良電路，其進一步包括峰值探測器，其探測由電流探測器探測到的電流的峰值，并將與該峰值電流成比例的電壓輸出到該可變增益放大器。
3.如權利要求1所述的功率因數改良電路，其中，該可變增益放大器包括一除法器，在該除法器中，與電流探測器探測到的電流成比例的電壓除以誤差電壓。
4.如權利要求2所述的功率因數改良電路，其中，該可變增益放大器包括一除法器，在該除法器中，與電流探測器探測到的電流成比例的電壓除以誤差電壓。
5.如權利要求1所述的功率因數改良電路，其中，該整流濾波電路包括一第一串聯電路和一第二串聯電路，該第一串聯電路包括連接到主開關二端的一電容和一二極管，該第二串聯電路包括連接到該二極管二端的一電抗器和一濾波電容器。
6.如權利要求2所述的功率因數改良電路，其中，該整流濾波電路包括一第一串聯電路和一第二串聯電路，該第一串聯電路包括連接到主開關二端的一電容和一二極管，該第二串聯電路包括連接到該二極管二端的一電抗器和一濾波電容器。
7.如權利要求3所述的功率因數改良電路，其中，該整流濾波電路包括一第一串聯電路和一第二串聯電路，該第一串聯電路包括連接到主開關二端的一電容和一二極管，該第二串聯電路包括連接到該二極管二端的一電抗器和一濾波電容器。
8.如權利要求1所述的功率因數改良電路，其中，該整流濾波電路包括一第一串聯電路，其連接到該主開關二端，并包括一電容和一電抗器；一第二串聯電路，其連接到該電抗器二端，并包括一二極管和一濾波電容器。
9.如權利要求2所述的功率因數改良電路，其中，該整流濾波電路包括一第一串聯電路，其連接到該主開關二端，并包括一電容和一電抗器；一第二串聯電路，其連接到該電抗器二端，并包括一二極管和一濾波電容器。
10.如權利要求3所述的功率因數改良電路，其中，該整流濾波電路包括一第一串聯電路，其連接到該主開關二端，并包括一電容和一電抗器；一第二串聯電路，其連接到該電抗器二端，并包括一二極管和一濾波電容器。
11.一種功率因數改良電路，其獲得DC輸出電壓，該電路包括一第一串聯電路，其具有一AC電源和一升壓電抗器；一橋電路，其連接到第一串聯電路二端，并包括一第一二極管，一第二二極管，一第一開關和一第二開關；一濾波電容器，其連接到位于第一二極管與第二二極管之間的連接，并連接到位于第一開關與第二開關之間的連接；其中，第一開關和第二開關同時切換ON/OFF以改善AC電源的功率因數，該電路進一步包括一電流探測器，其探測流經AC電源的AC電源電流；一整流電路，其整流該探測到的AC電源電流；一誤差電壓發生器，其放大該輸出電壓和一參考電壓的電壓差，以產生一誤差電壓；一可變增益放大器，其根據該誤差電壓值，通過改變增益來放大與該整流電路整流的電流成比例的電壓；脈沖寬度控制裝置，其產生脈沖信號，并提供該脈沖信號至第一開關和第二開關，以控制輸出電壓至預定電壓，該脈沖信號的寬度根據該可變增益放大器的輸出值來控制。
12.一種功率因數改良電路，其獲得DC輸出電壓，該電路包括一第一串聯電路，其連接到一整流電路二端，該整流電路整流一AC電源的AC電源電壓，并包括一升壓電抗器，一第一開關，一第三開關以及一電流探測器；一第二串聯電路，其連接到位于該升壓電抗器和該第一開關之間的連接，并連接到位于該第三開關和該電流探測器之間的連接，該第二串聯電路包括一第二開關和一第四開關；一變壓器的初級線圈連接到位于該第一開關和該第三開關之間的連接，并連接到位于該第二開關和該第四開關之間的連接；一整流濾波電路，其整流并濾波該變壓器的次級輸出線圈的電壓；其中，該第一到第四開關的開關切換ON/OFF以改善該AC電源的功率因數，該電路進一步包括一誤差電壓發生器，其將該輸出電壓與一參考電壓的電壓差放大，以產生誤差電壓；一可變增益放大器，其根據該誤差電壓值，通過改變增益來放大與該電流探測器探測到的電流成比例的電壓；脈沖寬度控制裝置，其產生脈沖信號，該脈沖信號的寬度根據可變增益放大器的輸出值來控制；開關控制裝置，其通過反轉該脈沖信號而產生脈沖反轉信號，提供該脈沖信號和脈沖反轉信號中的一個至該第二開關和第三開關，提供該脈沖信號和脈沖反轉信號中的另一個至該第一開關和第四開關，并控制第一開關和第四開關的ON/OFF以控制輸出電壓至一預定電壓。
13.如權利要求1所述的功率因數改良電路，其中，該可變增益放大器包括一半導體設備，其包括一第一主電極，一第二主電極和一控制電極，并通過提供到該控制電極上的電壓來改變一電阻值；以及一固定電阻，其一端連接到該半導體設備的第一主電極；以及與電流探測器探測到的電流成比例的電壓輸入到該固定電阻的另一端，誤差電壓發生器的誤差電壓提供到該半導體設備的控制電極上。
14.如權利要求11所述的功率因數改良電路，其中，該可變增益放大器包括一半導體設備，其包括一第一主電極，一第二主電極和一控制電極，并通過提供到該控制電極上的電壓來改變一電阻值；以及一固定電阻，其一端連接到該半導體設備的第一主電極；以及與電流探測器探測到的電流成比例的電壓輸入到該固定電阻的另一端，誤差電壓發生器的誤差電壓提供到該半導體設備的控制電極上。
15.如權利要求12所述的功率因數改良電路，其中，該可變增益放大器包括一半導體設備，其包括一第一主電極，一第二主電極和一控制電極，并通過提供到該控制電極上的電壓來改變一電阻值；以及一固定電阻，其一端連接到該半導體設備的第一主電極；以及與電流探測器探測到的電流成比例的電壓輸入到該固定電阻的另一端，誤差電壓發生器的誤差電壓提供到該半導體設備的控制電極上。
16.如權利要求1所述的功率因數改良電路，其中，該可變增益放大器包括一半導體設備，其包括一第一主電極，一第二主電極和一控制電極，并通過提供到該控制電極上的電壓來改變一電阻值；以及一運算放大器，其具有一反相端和一反饋電阻，該反相端連接到該半導體設備的第一主電極，該反饋電阻連接到該反相端和輸出端；以及與電流探測器探測到的電流成比例的電壓輸入到該固定電阻的另一端，誤差電壓發生器的誤差電壓提供到該半導體設備的控制電極上。
17.如權利要求11所述的功率因數改良電路，其中，該可變增益放大器包括一半導體設備，其包括一第一主電極，一第二主電極和一控制電極，并通過提供到該控制電極上的電壓來改變一電阻值；以及一運算放大器，其具有一反相端和一反饋電阻，該反相端連接到該半導體設備的第一主電極，該反饋電阻連接到該反相端和輸出端；以及與電流探測器探測到的電流成比例的電壓輸入到該固定電阻的另一端，誤差電壓發生器的誤差電壓提供到該半導體設備的控制電極上。
18.如權利要求12所述的功率因數改良電路，其中，該可變增益放大器包括一半導體設備，其包括一第一主電極，一第二主電極和一控制電極，并通過提供到該控制電極上的電壓來改變一電阻值；以及一運算放大器，其具有一反相端和一反饋電阻，該反相端連接到該半導體設備的第一主電極，該反饋電阻連接到該反相端和輸出端；以及與電流探測器探測到的電流成比例的電壓輸入到該固定電阻的另一端，誤差電壓發生器的誤差電壓提供到該半導體設備的控制電極上。
全文摘要
一種功率因數改良電路，包括一電流探測電阻Rsh，用以探測流經一AC電源Vac的電流，或者探測流經一整流電路B的電流；一輸出電壓探測器11，其放大輸出電壓Eo和一參考電壓Vref的電壓差，以產生誤差電壓；一可變增益放大器15，其根據輸出電壓探測器11的誤差電壓值，通過改變增益，以放大與電流探測電阻Rsh探測到的電流成比例的電壓；一脈沖寬度調制器14，其產生一脈沖信號，并提供該脈沖信號到開關Q1，以控制輸出電壓Eo到預定電壓，其中，該脈沖信號寬度根據可變增益放大器15的輸出值來控制。
文檔編號H02M7/46GK1604441SQ200410080910
公開日2005年4月6日 申請日期2004年9月27日 優先權日2003年9月30日
發明者森田浩一 申請人:三墾電氣株式會社