無速度傳感器永磁同步電機－空調壓縮機系統的控制方法

專利名稱：無速度傳感器永磁同步電機－空調壓縮機系統的控制方法
技術領域：
本發明屬于電機控制技術，尤其是永磁同步電機的在變頻空調中應用的技術領域。
背景技術：
隨著全世界范圍能源危機的到來，各國政府都在為經濟可持續發展的目的積極地推廣節能降耗技術。作為家庭用電的主要設備之一，傳統的定頻空調器由于其運行效率低下正在逐漸退出市場。新一代的變頻空調器因為具有節能效果明顯、溫度調節平穩、整個頻率范圍內運行噪聲低等一系列優點，因而受到市場的關注。
隨著永磁材料性能的不斷提高和完善，以及永磁電機研究開發經驗的逐步成熟，永磁電機在國防、工農業生產和日常生活等方面獲得越來越廣泛的應用，正向大功率化、高功能化和微型化方面發展。永磁電動機具有結構簡單、體積小、重量輕、損耗小、效率高等特點，逐漸受到工業界的重視。
習慣上，根據永磁電動機轉子磁鋼的幾何形狀的不同，可以分為永磁同步電機(Permanent-Magnet Synchronous Motor，PMSM)和無刷直流電機(Brush-less DC Motor，BLDCM)兩種。兩者有很多相似之處，它們之間最大的區別是當轉子旋轉時，在定子上產生的反電動勢波形不同，磁同步電動機的反電勢為正弦波，而無刷直流電動機為梯形波。因此，兩種電動機在原理、模型及控制方法上均有所不同。目前在空調上大量使用的是無刷直流電機的控制系統。
永磁同步電機的矢量控制系統能夠實現高精度，高動態性能，大范圍的速度和位置控制。和直流電機相比，它沒有機械換向器和電刷；與異步電動機相比，它不需要無功勵磁電流，因而功率因數高，定子電阻損耗小，且轉子參數可測、控制性能好。目前，由永磁同步電機組成的伺服系統已廣泛應用于柔性制造系統、機器人、辦公自動化、數控機床等領域。
對于空調中的壓縮機負載，在電機轉子每旋轉一周的過程中，由于壓縮機氣缸內壓力的變化，電機的負載轉矩會周期性的波動。在傳統的采用無刷直流機的控制系統中，無刷直流電機定子電流為方波，每相開通120°電角度，然后關斷60°電角度。每60°電角度有一個開關改變狀態，所以無刷直流電機轉子位置檢測器是每隔60°電角度輸出一個脈沖。一般無刷直流機在每個60°的電角度內其轉子位置角是未知的，因此無刷直流機也相應的輸出六個參考轉矩值以六階梯的方式近似負載轉矩，而不能精確的跟隨負載轉矩的變化。圖1為壓縮機負載與無刷直流機轉矩控制方法示意圖，可見設定轉矩不能很好的跟蹤壓縮機負載轉矩。這樣就不可避免的產生了較大轉速波動，影響了壓縮機工作的性能。
永磁同步電機定子電流為正弦波，需要連續地檢測轉子位置。永磁同步電機的矢量控制系統可以實現高精度，高動態性能，大范圍的速度和位置控制，從而達到變頻空調中的高性能控制的效果。采用永磁同步電機矢量控制系統可以取代最初的無刷直流機以快速準確的跟蹤負載轉矩，減小轉速的波動，實現高性能控制。同時，由于壓縮機上無法安裝速度與位置的機械傳感器，使用無速度傳感器方法來實現高性能壓縮機負載的控制成為了一種新型的空調壓縮機控制方式。
永磁同步電機矢量控制系統1971年，德國Blaschke等人提出的交流電機的矢量控制方法，從理論上解決了交流電動機轉矩的高性能控制問題。矢量控制的基本思想源于對直流電機的嚴格模擬。直流電機本身具有良好的解耦性，它可以分別通過控制其電樞電流和勵磁電流來達到控制電機轉矩的目的。矢量控制的最終目的是改善電機的轉矩控制性能，而實施仍然落實到對定子電流的控制上。矢量控制通過電機磁場定向將定子電流分為勵磁分量和轉矩分量，分別加以控制，從而獲得良好的解耦特性。該控制方法首先應用在異步電機上，很快被移植到同步電機。事實上，在永磁同步電機上更容易實現矢量控制。因為該電機在矢量控制過程中沒有感應電機中的轉差頻率電流而且控制受參數(主要是轉子參數)的影響也小。目前，矢量控制技術在永磁同步電機中得到了廣泛地應用。
無速度傳感器控制PMSM的矢量控制一般通過檢測或估計電機轉子磁通的位置及幅值來控制定子電流或電壓。這樣，電機的轉矩只和磁通、電流有關，與直流電機的控制方法相似，可以得到很高的控制性能。在傳統的永磁同步電機的控制中，為了得到轉子的精確位置和速度，一般需要在轉子的軸上安裝機械式傳感器測量電機的速度和位置。這些機械傳感器經常是編碼器、解算器和測速發電機。機械傳感器提供了電機所需要的轉子信號，但也給調速系統帶來了一些問題(1)機械傳感器增加了電機轉子軸上的轉動慣量，加大了電機空間尺寸和體積，機械傳感器的使用增加了電機與控制系統之間的連接線和接口電路，使系統易受干擾，降低了可靠性。
(2)受機械傳感器使用條件如溫度、濕度和震動等條件的限制，使該系統不能廣泛適用于各種場合。
(3)機械傳感器及其輔助電路增加了調速系統的成本，某些高精度傳感器的價格甚至可與電機本身價格相比。
為了克服使用傳感器給系統帶來的缺憾，很多學者開展了無傳感器永磁同步電機控制系統的研究。無機械傳感器交流調速系統是指利用電機繞組中的有關電信號，通過適當的方法估計出轉子的位置和速度取代機械傳感器，以實現電機閉環控制。
永磁同步電機-空調壓縮機系統的控制對于無速度傳感器矢量控制的永磁同步電機一空調壓縮機負載系統，由于負載轉矩的周期性大范圍變化，導致了速度的波動。在實際的系統的電機運行過程中，由于電機的運行狀況(如電流、溫度、濕度等)的變化，使得電機的參數，包括電阻、電感、反電勢系數等都會發生變化，同時由于測量時的誤差，真實電機的參數無法精確的獲得。另外，為了減小成本，還希望盡量增加控制周期時間的長度。對電機參數以及控制周期變化時研究表明對于空調中的壓縮機負載，在電機轉子每旋轉一周的過程中，由于壓縮機氣缸內壓力的變化，電機的負載轉矩會周期性的波動，轉速和位置的辨識以及系統的運行性能極易受到了參數變化，相似的問題還發生在系統控制周期增加的時候。
對于上述問題，在傳統的矢量控制中一般是通過調節控制框圖中的PI調節器的參數來使系統的響應滿足要求。而在壓縮機負載系統中，由于壓縮機負載的周期性脈動，PI參數整定的方法中的穩定性與響應速度的矛盾就凸現出來PI增益過小時，辨識出的轉速很難跟蹤真實轉速；PI增益過大，系統不穩定而出現振蕩。通過調節器參數的整定，估算的速度能夠穩定的跟蹤實際速度，然而，由于速度調節器增益的減少，系統的響應速度也就隨之降低。速度調節器的輸出，也就是轉矩指令電流無法很好地跟蹤負載轉矩的變化，導致電機電磁轉矩明顯滯后于負載轉矩。圖2.為q軸電感發生10％波動時，整定速度調節器PI參數后的仿真結果。可見，每個轉子機械周期內，速度無法保證恒定值，出現了比較大的波動，影響了壓縮機工作的性能。

發明內容
本發明的目的在于提供一種波動較小的無速度傳感器的永磁同步電機-空調壓縮機系統的控制方法。
相對于目前在空調系統中大量使用的無刷直流電機控制系統，本發明的特點是將無速度傳感器矢量控制應用到了永磁同步電機-空調壓縮機負載系統中，從而克服了無刷直流電機輸出轉矩不能精確的跟隨負載轉矩的變化，導致較大的轉速脈動的缺陷。同時，據壓縮機周期性脈動負載轉矩的特點，本發明提出了在永磁同步電機-空調壓縮機負載系統中減小電機轉速脈動的改進方法——轉矩指令電流復合控制方法。該方法能有效地的克服傳統的矢量控制系統在PI調節器參數整定過程中所出現的系統穩定性與響應速度的矛盾，提高了變頻空調中永磁同步電機的控制性能。
無速度傳感器永磁同步電機-空調壓縮機系統本發明提出了永磁同步電機-空調壓縮機系統，其系統的控制原理框圖如圖3所示。在該系統中，永磁同步電機的定子相電流首先經采樣和A/D轉換輸入到位置估算環節，通過無速度傳感器算法辨識出電機的位置和速度，然后利用已有的矢量控制方法，將定子電流分為勵磁分量和轉矩分量，分別加以控制。其中，勵磁電流id參考值idref＝0，逆變器采用空間矢量PWM調制的方法，位置估算環節采用了基于反電勢的內埋式永磁同步電機無速度傳感器轉速、位置辨識算法。本系統的創新點是采用永磁同步電機矢量控制系統取代無刷直流機系統，并采用無速度傳感器方法估算電機的轉速和位置，從而快速準確的跟蹤負載轉矩，減小轉速的波動，實現高性能控制。
轉矩指令電流復合控制方法轉矩指令電流復合控制方法，是針對永磁同步電機-空調壓縮機負載系統中參數變化時的PI調節器參數整定問題而提出的。相對于傳統的矢量控制策略，該方法能夠有效的減小轉速脈動，提高空調系統中的永磁同步電機控制性能。
由于壓縮機負載的轉矩與位置角之間有著較為嚴格的對應關系，因此可以根據估算的位置加入對轉矩電流的前饋補償。本系統采用的id＝0的控制方法，因而在穩態時可得Tem＝pn(iqψd-idψq)＝pn(iqψ1+(Ld-lq)idiq)＝pniqψr式中，Tem為電磁轉矩，pn為極對數，id，iq為定子繞組d-q軸電流，ψd，ψq為d-q軸磁鏈，ψr為轉子永磁磁鏈，Ld，Lq為d-q軸電感。
那么，根據壓縮機轉矩與電機轉子位置之間的對應關系，形成位置-轉矩表。在每個控制周期，根據估算的位置查表找到負載的轉矩大小，也就得到了需要的電磁轉矩大小，由此直接計算需要的轉矩電流大小為iq_ref′=Tempnψr]]>圖4.為轉矩指令電流復合控制方法原理框圖。如圖所示，該方法將估算的角度引入了轉矩電流控制環節，通過壓縮機負載轉矩參考表的到一個轉矩電流iq_ref′，再將計算出的轉矩電流iq_ref′與速度PI調節器的輸出之和作為轉矩指令電流值(iq_ref+iq_ref′)，系統的其他部分與現有的矢量控制系統相同。圖3.為引入了轉矩指令電流復合控制方法后改進的系統控制框圖。
本發明的特征在于，它依次含有以下步驟(1)系統初始化向系統中的數字信號處理器即DSP輸入用戶提供的壓縮機負載轉矩-轉子位置曲線表；在DSP中設定轉速的參考值ωref＝0，勵磁電流參考值id_ref＝0；反電勢估算常數Ke，位置估算常數Kθ為設定值；控制周期T為設定值；設定速度調節器的比例、積分常數Kp1，Ki1，轉矩電流調節器的比例、積分常數Kp2，Ki2，勵磁電流調節器的比例、積分常數Kp3，Ki3；由用戶提供的永磁同步電機的參數極對數pn，轉子永磁磁鏈ψr，dq軸電感Ld，Lq，定子電阻R，反電勢系數KE；同時，設定上述電機的dq軸電壓初始值為零，即ud(0)＝0，uq(0)＝0；(2)DSP檢測定子三相電流和計算電機的dq軸電壓DSP檢測依次經過上述電機定子側的電流互感器、濾波電容、A/D轉換器來的定子三相電流ia，ib，ic；對于，n≥1的ud，uq取DSP中上一個數字控制周期T計算得到的實際參考dq軸電壓，即ud(n)＝ud_ref(n-1)，uq(n)＝uq_ref(n-1)；(3)DSP采用基于反電勢的內埋式永磁同步電機無速度傳感器的轉速、位置辨識方法來辨識電機在第n周期的轉速和位置 和位置θM(n)；設定有一個參數完全相同的模型電機建立在γδ軸上，所述γδ軸為估算的轉子軸，它與dq軸的角誤差為Δθ，Δθ＝θ-θM，θ為d軸與參考軸+A的夾角，θM為γ軸與參考軸+A的夾角設初始時刻，轉速θ·(0)=0,]]>位置θM(0)＝0，則θM(n)=θM(n-1)+TKEeM(n)+Kθsgn{θ·M(n-1)}Δiγ(n)]]>eM(n)＝eM(n-1)-KeΔiδ(n) Δiγ(n)Δiδ(n)=iγ(n)iδ(n)-iMγ(n)iMδ(n)]]>iγ(n)iδ(n)=1-RLdTθ·M(n-1)LqLdT-θ·M(n-1)LdLqT1-RLqTiγ(n-1)iδ(n-1)+TLdLqLquγ(n-1)Lduδ(n-1)+TLdLqeLqsin(Δθ)-Ldcos(Δθ)]]>iMγ(n)iMδ(n)=1-RLdTθ·M(n-1)LqLdT-θ·M(n-1)LdLqT1-RLqTiγ(n-1)iδ(n-1)+TLdLqLquγ(n-1)Lduδ(n-1)+TLdeM01]]>uγ(n)uδ(n)=R+θ·M(n)Lγδ+pLγ-θ·M(n)Lδ-pLγδθ·M(n)Lγ-pLγδR-θ·M(n)Lγδ+pLδiγ(n)iδ(n)+e-sin(Δθ(n))cos(Δθ(n))]]>其中，Δθ(n)＝θ(n)-θM(n)
p為微分算子；在估算達到穩態時，Δθ≈0，因此式Lγ，Lδ，Lγδ分別近似等于Ld，Lq，0，所述Lγ，Lδ，Lγδ分別是γ軸的自感，δ軸自感和γ，δ軸間的互感；其中，n為離散化后的時間周期數，θM是估算的轉子位置角，eM是模型電機的反電勢，e是實際電機的反電勢，ω是轉子轉速，即ω=θ·M,]]>Ke是反電勢估算常數，Kθ是位置估算常數均為設定值；uγ，uδ為實際電機在γ，δ軸上的電壓，iγ(n-1)，iδ(n-1)為真實電機在γ，δ軸上的電流響應，iMγ(n)，iMδ(n)為以γ，δ軸為轉子軸建立的模型電機的電流響應，Δiγ(n)，Δiδ(n)為每個周期內真實電流和模型電機在γ，δ軸上的電流之差；(4)DSP采用轉矩指令電流復合控制方法計算dq軸電壓參考值，它依次含有以下步驟；(4.1)將abc坐標系下的電流坐標系下ia，ib，ic乘以坐標變換矩陣得到dq軸下的電流值id、iq、i0id(n)iq(n)i0(n)=23cos(θ(n))cos(θ(n)-23π)cos(θ(n)+23π)sin(θ(n))sin(θ(n)-23π)sin(θ(n)+23π)121212ia(n)ib(n)ic(n)]]>(4.2)DSP把轉速的參考值ωref與步驟(3)得到的估算轉速ω(n)=θ·M(n)]]>之差Δω(n)＝ωref-ω(n)輸入速度調節器，求得q軸參考電流iq_ref(n)，iq_ref(n)=Kp1Δω(n)+Ki1Σi=0i=nΔω(i)T,]]>其中，Kp1，Ki1為速度調節器的比例、積分常數；
(4.3)根據步驟3估算得到的轉子位置θM(n)，在每個控制周期內，根據估算的位置查轉子位置-負載轉矩曲線表，同時電機的電磁轉矩等于負載轉矩，因此得到電磁轉矩Tem，由此計算需要的轉矩電流iq_ref′iq_ref′=Tempnψr;]]>(4.4)DSP把iq_ref′+iq_ref與實際q軸電流iq的差值Δiq(n)＝iq_ref′(n)+iq_ref(n)-iq(n)輸入轉矩電流調節器，得到q軸參考電壓uq_ref(n)，uq_ref(n)=Kp2Δiq(n)+Ki2Σi=0i=nΔiq(i)T]]>其中，Kp2，Ki2為轉矩電流調節器的比例、積分常數；(4.5)DSP把id_ref＝0與id的差值Δid(n)＝idref(n)-id(n)輸入勵磁電流調節器，得到d軸參考電壓ud_ref(n)，ud_ref(n)=Kp3Δid(n)+Ki3Σi=0i=nΔid(i)T,]]>其中，Kp3，Ki3為勵磁電流調節器的比例、積分常數；(5)DSP根據uq_ref、uq_ref計算dq0坐標系下的電壓矢量，uα(n)uβ(n)=cosθ(n)-sinθ(n)sinθ(n)cosθ(n)ud_ref(n)uq_ref(n)]]>(6)DSP用空間矢量PWM方法得到逆變器的開關信號，得到逆變器每個開關管的開通關斷時間，發出相應的PWM脈沖去控制逆變器的輸出電壓，實現對永磁同步電機的控制在每個控制周期T內，逆變器三個橋臂中各個開關管開通關斷時間Ta，Ta，T0 T0＝T-Ta-TbVs=uα2+uβ2,]]>γ=tan-1uαuβ]]>電壓矢量分布的空間分成6個區域，在每一個控制周期內電壓uα，uβ在αβ軸下的合成的空間矢量幅值為Vs，幅角為γ；而開關矢量的作用時間由在每個區域內由VsT，VaTa，VbTb構成的三角形決定，其中Va＝Vb＝Edc，T為控制周期，Edc為直流母線電壓；同時γ也決定了開關矢量即空間矢量所在的區域，即逆變器當前的所處的運行狀態。
應用轉矩指令電流復合控制方法，由于加入了轉矩指令電流的前饋控制，根據轉子估算位置，大范圍變化轉矩所需的轉矩電流可以預先計算出來，同時傳統的PI控制器還可以對反饋的速度信號進行調節，這樣得到的電磁轉矩大小就相當好的追蹤了負載轉矩。圖9.為q軸電感發生10％波動，控制周期從100us增至400us，采用轉矩指令電流復合控制方法后系統仿真結果。可見，電機穩態時速度的波動大大減少(±5％以內)，系統估算算法不受參數的影響而能夠繼續穩定的進行，從而證明了該方法在提高變頻空調中永磁同步電機的控制性能方面的有效性。


圖1.壓縮機負載與無刷直流機轉矩控制方法示意圖；圖2.q軸電感發生10％波動時，整定速度調節器PI參數后的仿真結果；圖3.永磁同步電機-空調壓縮機控制系統結構圖；圖4.轉矩指令電流復合控制方法；圖5實際電機d-q軸和模型電機γ-δ軸；圖6軟件系統控制流程；圖7.軟件計算流程圖；圖8.空間矢量PWM方法示意a.逆變器電壓矢量與扇區示意圖；b矢量合成示意圖；圖9.q軸電感發生10％波動，控制周期從100us增至400us，采用轉矩指令電流復合控制方法后系統仿真結果；圖10.硬件系統結構框圖。
圖中符號與變量說明如下PMSM永磁同步電機；θ估算的轉子位置角；ω估算的電機轉速；ωref設定的電機轉速；id電機在dq0坐標系下的d軸電流，即勵磁電流；iq電機在dq0坐標系下的q軸電流，即轉矩電流；iq_ref參考轉矩電流；iq_ref′經轉矩指令電流復合控制方法得到的參考轉矩電流；id_ref勵磁電流參考值；ud_ref，uq_ref分別為電機在dq0坐標系下的d軸參考電壓和q軸參考電壓；abc-dq abc坐標系到dq0坐標系下的轉換模塊；dq-αβ dq0坐標系到αβ0坐標系下的轉換模塊；SVPWM為電壓空間矢量PWM調制模塊，PI為比例積分器模塊；ud，uq定子繞組d-q軸電壓；id，iq定子繞組d-q軸電流；
ψd，ψqd-q軸磁鏈；ψr轉子永磁磁鏈；R 定子電樞電阻；Ld，Lqd-q軸電感；Tem，TL電磁轉矩和負載轉矩；pn極對數；J轉子轉動慣量p微分算子 ω轉子轉速(也記為 θ是估算轉子位置角)；eM是模型電機的反電勢；e是實際電機的反電勢。
電機d，q，0，α，β，0的坐標系統的介紹d，q，0坐標系統是放在轉子上的隨轉子一起旋轉的坐標系統，d軸在轉子縱軸線的方向上，q軸領先d軸90°電角度，0軸是為了保證變換可逆性的假想軸。d，q，0坐標系統是建立在定子上的靜止的坐標系統。α，β，0可以看成是轉速為零的d，q，0坐標系統。
d，q，0坐標系統與a，b，c坐標系統的電壓、電流、磁鏈的轉換關系為idiqi0=23cos(θ)cos(θ-23π)cos(θ+23π)sin(θ)sin(θ-23π)sin(θ+23π)121212iaibic]]>其中，θ為轉子位置角。
α，β，0坐標系統與a，b，c坐標系統的電壓、電流、磁鏈的轉換關系為iαiβi0=23cos(0)cos(23π)cos(23π)sin(0)sin(-23π)sin(23π)121212iaibic.]]>具體實施方式
圖10為本發明的硬件系統結構框圖。本發明的實驗硬件采用日本Myway公司的電機控制開發系統PE-Expert，該平臺利用了TI公司的DSP芯片TMS320C32，采用C語言編程。硬件系統主要由PC機、DSP板、A/D，D/A轉換器、PWM發生器和專為交流電機矢量控制設計的兩電平電壓型逆變器組成。本發明的系統通過傳感器檢測PMSM定子回路的電流、逆變器的直流母線電壓，利用開發系統PE-Expert進行AD轉換，并在其DSP中進行無速度傳感器矢量控制，以及在圖6中所涉及的坐標變換、PI調節等模塊。利用空間矢量調制方法形成PWM脈沖，控制逆變器，從而實現對變頻空調中的永磁同步電機的高性能控制。
本發明的系統控制流程如圖6所示，可以分為以下幾個步驟1.首先對軟件系統初始化，設定轉速的參考值ωref，轉速估算常數Ke，Kθ，控制周期T各個調節器的比例、積分常數Kp，Ki，輸入用戶提供的壓縮機負載轉矩-位置曲線表。初始化電機參數極對數pn，轉子永磁磁鏈ψr，d-q軸電感Ld，Lq，定子電阻R。
2.檢測定子三相電流和計算電機的dq軸電壓。
在實際的系統中，定子電流可以通過電流傳感器檢測，并通過濾波調理后進行A/D轉換輸入數字信號處理器(DSP)利用。電機的dq軸電壓初始值為零，即ud(0)＝0，uq(0)＝0；對于n≥1的ud，uq為DSP中上一個數字控制周期計算得到的實際參考dq軸電壓，即ud(n)＝ud_ref(n-1)，uq(n)＝uq_ref(n-1)，n≥1。
3.通過位置估算環節辨識電機的轉速和位置。
本發明系統采用了一種基于反電勢的內埋式永磁同步電機無速度傳感器轉速、位置辨識算法。
由于轉子位置角θ是未知的，因此電機的精確d-q軸也無法獲得，所有的估算算法只能基于估算的位置角θM，也就是假設有一個參數完全相同的模型電機建立在估算的轉子軸上(設為γ-δ軸)，如圖5所示，初始時刻θ=0θ·M=0.]]>由于轉子角誤差Δθ的存在，則實際電機在γ-δ軸上的方程變化為uγ(n)uδ(n)=R+θ·M(n)Lγδ+pLγ-θ·M(n)Lδ-pLγδθ·M(n)Lγ-pLγδR-θ·M(n)Lγδ+pLδiγ(n)iδ(n)+e-sin(Δθ(n))cos(Δθ(n))]]>其中，Δθ(n)＝θ(n)-θM(n) 在估算達到穩態時，Δθ接近于0，因此式(3)中的Lγ，Lδ，Lγδ分別近似等于Ld，Lq，0。
在數字控制中，需要使用電機的離散模型，記控制周期為T，則推出每個控制周期真實電機在γ-δ軸上的電流響應為iγ(n)iδ(n)=1-RLdTθ·M(n-1)LqLdT-θ·M(n-1)LdLqT1-RLqTiγ(n-1)iδ(n-1)+TLdLqLquγ(n-1)Lduδ(n-1)+TLdLqeLqsin(Δθ)-Ldcos(Δθ)]]>同時，已γ-δ軸為轉子軸建立的模型電機電流響應為，iMγ(n)iMδ(n)=1-RLdTθ·M(n-1)LqLdT-θ·M(n-1)LdLqT1-RLqTiγ(n-1)iδ(n-1)+TLdLqLquγ(n-1)Lduδ(n-1)+TLdeM01]]>對式(4)和(5)做減法，可以得到每個周期內真實電機和模型電機的電流之差為，Δiγ(n)Δiδ(n)=iγ(n)iδ(n)-iMγ(n)iMδ(n)]]>在每個控制周期，給定常數Ke和Kθ，對反電勢進行遞推，并且對轉子位置角進行校正，如下所示。
eM(n)＝eM(n-1)-KeΔiδ(n)θM(n)=θM(n-1)+TKEeM(n)+Kθsgn{θM(n-1)}Δiγ(n)]]>其中 電機速度可以按下式估算θ·M(n)=1T{θM(n)-θM(n-1)}=eM(n)KE+KθTsgn{θ·M(n-1)}Δiγ(n)]]>4.通過轉矩指令電流復合控制方法計算dq軸電壓參考值。
根據步驟3得到估算的轉速和位置，將abc坐標系下的電流坐標系下ia，ib，ic乘以坐標變換矩陣得到dq軸下的電流值id、iq、i0。
id(n)iq(n)i0(n)=23cos(θ(n))cos(θ(n)-23π)cos(θ(n)+23π)sin(θ(n))sin(θ(n)-23π)sin(θ(n)+23π)121212ia(n)ib(n)ic(n)]]>在本系統中，電流、速度調節器均采用了典型的限幅加PI(比例積分器)調節器的形式。常規的PI調節器輸入輸出的數學表達式為y(n)=Kpe(n)+KiΣi=0i=ne(i)T]]>e(n)為調節器輸入，y(n)為調節器輸出，Kp，Ki分別為比例、積分常數。轉速的參考值ωref與估算轉速的差值Δω(n)＝ωref-ω(n)輸入速度調節器，通過比例積分運算得到q軸參考電流iq_ref(n)，iq_ref(n)=Kp1Δω(n)+Ki1Σi=0i=nΔω(i)T.]]>由步驟3估算得到的轉子位置，在每個控制周期內，根據估算的位置查表找到負載的轉矩大小，也就得到了需要的電磁轉矩大小，由此直接計算需要的轉矩電流大小為iq_ref′=Tempnψr]]>將iq_ref′+iq_ref與iq的差值Δiq(n)＝iq_ref′(n)+iq_ref(n)-iq(n)輸入轉矩電流調節器，通過比例積分運算輸出為q軸參考電壓uq_ref(n)，即uq_ref(n)=Kp2Δiq(n)+Ki2Σi=0i=nΔiq(i)T.]]>id_ref＝0與id的差值Δid(n)＝id_ref(n)-id(n)輸入勵磁電流調節器，通過比例積分運算輸出為d軸參考電壓ud_ref(n)，uq_ref(n)=Kp3Δid(n)+Ki3Σi=0i=nΔid(i)T.]]>5.計算αβ軸下的電壓矢量。由dq0坐標系到αβ0坐標系的轉換關系，根據uq_ref、uq_ref計算dq0坐標系下的電壓矢量。
uα(n)uβ(n)=cosθ(n)-sinθ(n)sin(n)cosθ(n)ud_ref(n)uq_ref(n)]]>6.利用空間矢量PWM方法得到逆變器的開關信號。
逆變器三個橋臂中功率器件的開關狀態分別用三個開關狀態SA，SB，SC表示。設Si(i＝A，B，C)＝1表示逆變器A，B，C臂上邊的功率器件導通，Si(i＝A，B，C)＝0表示逆變器A，B，C橋臂下邊的功率器件導通。根據SA，SB，SC的不同狀態組合，逆變器共有8個運行狀態。對應的8個運行狀態，有8個電壓空間矢量V0～V7，其中V1～V6為非零矢量，幅值大小為Edc(直流母線電壓)，V0，V7為零矢量，幅值為0。V0～V7的空間分布如圖8.a所示。
將電壓矢量分布空間分成6個區域，在每一個控制周期內根據電壓uα，uβ得到αβ軸下的合成的空間矢量(幅值為Vs=uα2+uβ2,]]>幅角為γ，(tanγ=uαuβ)]]>)所在的扇區選擇合適的開關矢量。在每一個區域內Vs可利用區域邊界的兩個非零矢量Va，Vb和零矢量V0或V7，通過合理控制它們的作用時間Ta，Tb，T0得到參考的電壓矢量。如圖8.b所示，在每個區域內可以由VsT，VaTa，VbTb構成的三角形，根據三角形正弦定理得到作用時間Ta，Tb，T0 T0＝T-Ta-Tb式中，T為控制周期，Edc為直流母線電壓。
這樣就得到每個開關管的開通關斷時間，發出相應的PWM脈沖控制逆變器的輸出電壓，也就實現了對永磁同步電機的控制。
7.判斷是否中止控制程序。否，則重新回到第2步開始執行；是，則記錄數據顯示波形，中止控制程序。
上述系統的軟件計算流程如圖6所示。
權利要求
1.無速度傳感器永磁同步電機-空調壓縮機系統的控制方法，其特征在于，它依次含有以下步驟(1)系統初始化向系統中的數字信號處理器即DSP輸入用戶提供的壓縮機負載轉矩-轉子位置曲線表；在DSP中設定轉速的參考值ωref＝0，勵磁電流參考值id_ref＝0；反電勢估算常數Ke，位置估算常數Kθ為設定值；控制周期T為設定值；設定速度調節器的比例、積分常數Kp1，Ki1，轉矩電流調節器的比例、積分常數Kp2，Ki2，勵磁電流調節器的比例、積分常數Kp3，Ki3；由用戶提供的永磁同步電機的參數極對數pn，轉子永磁磁鏈ψr，dq軸電感Ld，Lq，定子電阻R，反電勢系數KE；同時，設定上述電機的dq軸電壓初始值為零，即ud(0)＝0，uq(0)＝0；(2)DSP檢測定子三相電流和計算電機的dq軸電壓DSP檢測依次經過上述電機定子側的電流互感器、濾波電容、A/D轉換器來的定子三相電流ia，ib，ic；對于n≥1的ud，uq取DSP中上一個數字控制周期T計算得到的實際參考dq軸電壓，即ud(n)＝ud_ref(n-1)，uq(n)＝uq_ref(n-1)；(3)DSP采用基于反電勢的內埋式永磁同步電機無速度傳感器的轉速、位置辨識方法來辨識電機在第n周期的轉速和位置 和位置θM(n)；設定有一個參數完全相同的模型電機建立在γδ軸上，所述γδ軸為估算的轉子軸，它與dq軸的角誤差為Δθ，Δθ＝θ-θM，θ為d軸與參考軸+A的夾角，θM為γ軸與參考軸+A的夾角；設初始時刻，轉速θ·(O)=0,]]>位置θM(0)＝0，則θM(n)=θM(n-1)+TKEeM(n)+Kθsgn{θ·M(n-1)}Δiγ(n)]]>eM(n)＝eM(n-1)-KeΔiδ(n) Δiγ(n)Δiδ(n)=iγ(n)iδ(n)-iMγ(n)iMδ(n)]]>iγ(n)iδ(n)=1-RLdTθM·(n-1)LqLdT-θM(n-1)·LdLqT1-RLqTiγ(n-1)iδ(n-1)+TLdLqLquγ(n-1)Lduδ(n-1)+TLdLqeLqsin(Δθ)-Ldcos(Δθ)]]>iMγ(n)iMδ(n)=1-RLdTθM·(n-1)LqLdT-θ·M(n-1)LdLqT1-RLqTiγ(n-1)iδ(n-1)+TLdLqLquγ(n-1)Lduδ(n-1)+TLqeM01]]>uγ(n)uδ(n)=R+θM·(n)Lγδ+pLγ-θM(n)·Lδ-pLγδθM·(n)Lγ-pLγδR-θM·(n)Lγδ+pLδiγ(n)iδ(n)+e-sin(Δθ(n))cos(Δθ(n))]]>其中，Δθ(n)＝θ(n)-θM(n) p為微分算子；在估算達到穩態時，Δθ≈0，因此式Lγ，Lδ，Lγδ分別近似等于Ld，Lq，0，所述Lγ，Lδ，Lγδ分別是γ軸的自感，δ軸自感和γ，δ軸間的互感；其中，n為離散化后的時間周期數，θM是估算的轉子位置角，eM是模型電機的反電勢，e是實際電機的反電勢，ω是轉子轉速，即ω=θM·,]]>Ke是反電勢估算常數，Kθ是位置估算常數均為設定值；uγ，uδ為實際電機在γ，δ軸上的電壓，iγ(n-1)，iδ(n-1)為真實電機在γ，δ軸上的電流響應，iMγ(n)，iMδ(n)為以γ，δ軸為轉子軸建立的模型電機的電流響應，Δiγ(n)，Δiδ(n)為每個周期內真實電流和模型電機在γ，δ軸上的電流之差；(4)DSP采用轉矩指令電流復合控制方法計算dq軸電壓參考值，它依次含有以下步驟；(4.1)將abc坐標系下的電流坐標系下ia，ib，ic乘以坐標變換矩陣得到dq軸下的電流值id、iq、i0id(n)iq(n)i0(n)=23cos(θ(n))cos(θ(n)-23π)cos(θ(n)+23π)sin(θ(n))sin(θ(n)-23π)sin(θ(n)+23π)121212ia(n)ib(n)ic(n)]]>(4.2)DSP把轉速的參考值ωref與步驟(3)得到的估算轉速ω(n)=θ·M(n)]]>之差Δω(n)＝ωref-ω(n)輸入速度調節器，求得q軸參考電流iq_ref(n)，iq_ref(n)=Kp1Δω(n)+Ki1Σi=0i=nΔω(i)T,]]>其中，Kp1，Ki1為速度調節器的比例、積分常數；(4.3)根據步驟3估算得到的轉子位置θM(n)，在每個控制周期內，根據估算的位置查轉子位置-負載轉矩曲線表，同時電機的電磁轉矩等于負載轉矩，因此得到電磁轉矩Tem，由此計算需要的轉矩電流iq_ref′iq_ref′=Tempnψr;]]>(4.4)DSP把iq_ref′+iq_ref與實際q軸電流iq的差值Δiq(n)＝iq_ref′(n)+iq_ref(n)-iq(n)輸入轉矩電流調節器，得到q軸參考電壓uq_ref(n)，uq_ref(n)=Kp2Δiq(n)+Ki2Σi=0i=nΔiq(i)T]]>其中，Kp2，Ki2為轉矩電流調節器的比例、積分常數；(4.5)DSP把id_ref＝0與id的差值Δid(n)＝idref(n)-id(n)輸入勵磁電流調節器，得到d軸參考電壓ud_ref(n)，ud_ref(n)=Kp3Δid(n)+Ki3Σi=0i=nΔid(i)T,]]>其中，Kp3，Ki3為勵磁電流調節器的比例、積分常數；(5)DSP根據uq_ref、uq_ref計算dq0坐標系下的電壓矢量，uα(n)uβ(n)=cosθ(n)-sinθ(n)sinθ(n)cosθ(n)ud_ref(n)uq_ref(n)]]>(6)DSP用空間矢量PWM方法得到逆變器的開關信號，得到逆變器每個開關管的開通關斷時間，發出相應的PWM脈沖去控制逆變器的輸出電壓，實現對永磁同步電機的控制在每個控制周期T內，逆變器三個橋臂中各個開關管開通關斷時間Ta，Ta，T0 T0＝T-Ta-TbVs=uα2+uβ2,]]>γ=tan-1uαuβ]]>電壓矢量分布的空間分成6個區域，在每一個控制周期內電壓uα，uβ在αβ軸下的合成的空間矢量幅值為Vs，幅角為γ；而開關矢量的作用時間由在每個區域內由VsT，VαTa，VbTb構成的三角形決定，其中Vα＝Vb＝Edc，T為控制周期，Edc為直流母線電壓；同時γ也決定了開關矢量即空間矢量所在的區域，即逆變器當前的所處的運行狀態。
全文摘要
無速度傳感器永磁同步電機－空調壓縮機系統的控制方法屬于變頻空調技術領域，其特征在于，它把無速度傳感器矢量控制用于永磁同步電機－空調壓縮機系統，克服了較大的轉速脈動的缺點。同時，用轉矩指令電流復合控制的方法更進一步減小了電機轉速的脈動。它有效的克服了傳統的矢量控制系統在PI調節器參數整定過程中出現的系統穩定性和響應速的的矛盾，提高了變頻空調中永磁同步電機的控制性能。
文檔編號H02P6/10GK1588793SQ20041007814
公開日2005年3月2日 申請日期2004年9月17日 優先權日2004年9月17日
發明者劉智超, 趙鐵夫, 黃立培 申請人:清華大學