Dc－dc變換器及使用其的高壓放電燈點燈裝置的制作方法

專利名稱：Dc－dc變換器及使用其的高壓放電燈點燈裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及改善了效率的PWM方式降壓Buck型(降壓型)DC-DC變換器，以及使用它的、對金屬鹵化物燈和水銀燈等高壓放電燈進行點燈的點燈裝置。
背景技術：
在將直流電源的電壓變換成其它值后輸出并供給負載的變換器，即DC-DC變換器中，特別是作為降壓變換的變換器，以前多使用圖15所示的降壓Buck型DC-DC變換器。
在該電路中，利用FET(field effect transistor)等主開關元件Qx′使來自直流電源Vin的電流重復交替導通狀態和截止狀態，并通過主線圈Lx′對平滑電容Cx′進行充電，使該電壓可施加到負載Zx上。
而且，在上述主開關元件Qx′成為導通狀態的期間，利用通過上述主開關元件Qx′的電流，直接進行對上述平滑電容Cx′的充電和對上述負載Zx的電流供給，并以磁通的形式在上述主線圈Lx′中儲存能量；在上述主開關元件Qx′成為截止狀態的期間，利用以磁通形式儲存在上述主線圈Lx′中的能量，通過續流二極管Dx′進行對上述平滑電容Cx′的充電和對上述負載Zx的電流供給。
該變換器基于上述主開關元件Qx′的PWM控制而動作。具體地說，通過對上述主開關元件Qx′的導通狀態時間長度相對于導通狀態與截止狀態周期的比率、即導通比進行反饋控制，在上述直流電源Vin的電壓變動時，也將供給上述負載Zx的電壓控制成期望的(例如一定的)值，或者將供給電流控制成期望的值，或者將供給功率控制成期望的值。
當然，作為如上所述的所期望的供給能力(電壓或電流、功率)值，可以是一定值，也可以使其隨時間變化。而且，為了對如上所述的期望的供給能力進行反饋控制，需要用于檢測輸出電壓和輸出電流的檢測器和反饋控制電路，但在圖示中省略該部分。
圖16示出該變換器的電壓及電流波形的一個例子。當上述主開關元件Qx′處于導通狀態時，施加在上述主開關元件Qx′上的電壓VxD′從上述直流電源Vin的電壓轉換到大致0V，但這種轉換不是瞬間完成的，需要一定的時間。
此時，當上述主開關元件Qx′的電壓VxD′緩慢降低的過程中，上述主開關元件Qx′的電流IQx′也緩慢地開始變化，所以存在電壓VxD′和電流IQx′都不為零的期間，每當上述主開關元件Qx′轉換到導通狀態時，上述主開關元件Qx′上產生開關損耗SwL，損耗量為對此時的電壓和電流之積進行時間積分的值。
在通過與上述向導通狀態轉換時的情況相同的過程，向截止狀態轉換時，也產生這樣的開關損耗，但是，通常來說，向導通狀態轉換時的損耗較大。其理由是，例如當上述主開關元件Qx′為FET的時候，基極與漏極之間存在寄生靜電電容，在上述主開關元件Qx′的截止狀態期間，用上述直流電源Vin的電壓向該靜電電容充電的電荷，在向導通狀態轉換時被強制短路而放電，此時消耗的能量加在上述開關損耗SwL上。
如果存在這樣的開關損耗，不僅有變換器效率低下的問題，還大量產生上述主開關元件Qx′的發熱，需要使用損耗容量大的開關元件，或附加散熱效率高的大散熱器，所以有變換器成大型化、成本高的問題。而且，提供用于冷卻散熱器的冷卻風的風扇也需要具有高性能的類型，進一步加大了效率低下、成大型化、成本高的問題。
為了解決該問題，曾經提出過很多方案。主要是使上述電壓VxD′和電流IQx′都為零的期間不存在的技術，通常使用較多的是，將在開關元件的電壓為零時進行切換的技術稱為零電壓切換，將在開關元件的電流為零時進行切換的技術稱為零電流切換，使用所謂的LC諧振，將開關元件上的電壓和流過的電流暫時替換成由L成份(線圈)感應產生的電壓和流過C成份(電容器)的電流，從而使其實質上成為零或降低，在該期間內使開關元件轉換到導通狀態或關狀態。
例如日本專利廳專利公開公報平1-218352號中提出了電流諧振型的降壓Buck型DC-DC變換器。但是，該方案同以前的降壓Buck型DC-DC變換器相比，流過主開關元件Qx′的電流具有比諧振大的峰值，所以需要使用額定電流大的開關元件。而且，如果開關頻率比諧振頻率高，則在電流大時開關元件成為截止狀態，所以有進一步增加損耗的可能性。
此外，上述的電路結構中，假設DC-DC變換器的輸出電壓一定，在采用開關頻率一定的PWM方式時，需要匹配其導通比和諧振頻率，因此，導通比的范圍有限，只能在額定功率電壓附近實現高效率化，完全沒考慮與負載的變動相應的方針和條件。
另外，在例如日本專利廳專利公開公報平11-127575號中，提出了向上述的主線圈Lx′追加2級繞組而具有變壓器結構的降壓Buck型DC-DC變換器。
在該方案中，記載了在上述變壓器中連接輔助開關元件而作為正向變換器工作的內容，但完全沒考慮因該工作而增加輸出電流的波動。而且，追加的輔助開關元件不能實現零電壓切換，需要再追加線圈進行零電流切換。
順便說一下，在該零電流切換的情況下，與零電壓切換不同，是充電在上述主開關元件的寄生靜電電容中的電荷，在向導通狀態轉換時被強制短路而放電，因此，存在能量消耗損失問題沒有解決的缺點，不是理想的方案。
另一方面，如果考慮降壓Buck型DC-DC變換器的應用，例如用作固定電壓電源時，輸出電壓比較穩定，因此能夠容易且穩定地滿足如上所述的LC諧振電路的諧振條件。
但是，作為對金屬鹵化物燈或水銀燈等高壓放電燈進行點燈的電燈裝置使用的情況下，根據作為負載的燈的狀態，作為輸出電壓的燈電壓變化大，有時會表現出急劇的變動，因此，在設計中需要特別注意，變換器也必須適于這種設計。
在此，說明了作為變換器的負載的上述高壓放電燈的特征。通常，高壓放電燈Ld具有在放電空間內封入含有水銀的放電介質、一對用于主要放電的電極E1、E2對置的結構，在上述電極E1、E2之間產生電弧放電，將此時從電弧等離子區發出的放射用作光源。
高壓放電燈Ld同通常的負載不同，相對于阻抗元件，表現出更接近齊納二極管的特性。即，即使流過的電流變化，燈電壓也不怎么變化。但是，同齊納電壓相當的燈電壓，根據放電狀態的不同而發生大的變化。
具體地說，在放電開始前的狀態下，電流完全不流過，因此適應于齊納電壓非常大的狀態。當通過使高電壓脈沖發生器等的起動器工作而開始放電時，產生輝光放電，但例如在每1立方毫米的放電空間Sd中含有不少于0.15mg的水銀的放電燈的情況下，表現出180-250V的輝光放電電壓。因此，在上述的放電開始前的狀態下，事先向放電燈施加不小于輝光放電電壓、通常是270-350V左右的稱為無負載開放電壓的電壓，在該狀態下如上所述地使起動器工作。
當上述電極E1、E2被輝光放電充分加熱時，突然轉移到電弧放電，但在剛轉移之后表現較低的8-15V的電弧放電電壓，這是過渡性的電弧放電。通過電弧放電水銀被蒸發，隨著水銀蒸汽的加熱，電弧放電電壓逐步上升，最終到達50-150V的穩態電弧放電。而且，穩態電弧放電的電壓，即燈電壓依賴于被封入放電空間Sd中的水銀密度和上述電極E1、E2之間的間隙距離。
而且，剛轉移到電弧放電之后，依賴于水銀的蒸發狀態，有時會突然返回到輝光放電，或在電弧放電和輝光放電之間快速重復交替。
基于一定的直流電源Vin的電壓，降壓Buck型DC-DC變換器的輸出電壓近似地成為在直流電源Vin的電壓上乘以導通比的值，因此，降壓Buck型DC-DC變換器可近似看作直流恒壓電源。
另一方面，在理想化的電路理論中，在直流恒壓電源上作為負載連接齊納二極管、即另一個直流恒壓電源的情況下，與理論不符，不能很好地分析。若再強調敘述，在恒壓電源上作為負載連接齊納二極管的情況下，當恒壓電源的輸出電壓比齊納電壓低的時候，齊納二極管中完全不流過電流，相反，恒壓電源的輸出電壓比齊納二極管的電壓高的時候，流過無限大的電流。
當把近似地看作是齊納二極管的放電燈作為負載連接到實際存在的降壓Buck型DC-DC變換器上的情況下，當變換器的輸出電壓比齊納二極管低的時候，產生放電的中斷，相反地，當變換器的輸出電壓比齊納二極管高的時候，由直流電源Vin或變換器的電流供給能力決定的過大電流流入燈中。
因此，在用于對高壓放點燈進行點燈的點燈裝置中，要求向高壓放電燈供電的變換器具有如下的特性在PWM控制中，使導通比與高壓放電燈的放電電壓相對應地、在幅度較寬的可變范圍內快速變化，以便即使在按照如上所述的放電狀態即施加無負載開放電壓的狀態(放電開始前的狀態)、輝光放電狀態、過度性的電弧放電狀態、穩態電弧放電等狀態下較大或急劇變化的、相當于齊納電壓的放電電壓時，也不會產生放電中斷、或流過過大電流而破壞燈或變壓器自身的現象。還要求具有可維持由諧振動作引起的開關損耗降低的運轉的特性。
此外，包含在流過放電燈中的波動大的情況下，會發生聲共鳴引起的放電不穩定、閃變、中斷，因此，要求變換器的輸出電流波動小。所以，為降低開關損耗而設置的諧振電路的動作不應該助長多余的波動成分的發生。
例如，前面引用的日本專利廳專利公開公報平11-127575號中記載的降壓Buck型DC-DC變換器的情況下，主線圈兼用作諧振動作用變壓器，但是，原來在降壓Buck型DC-DC變換器的基本動作中，在主開關元件處于導通狀態的期間，在其兩端接受輸入的直流電源電壓與輸出電壓的差電壓，使輸入的直流電源電壓不直接施加在負載上。
因此，輸出電壓較大變動的情況下，兼作主線圈的諧振動作用變壓器的1級側電壓較大地變動，并傳送給諧振動作用變壓器的2級側電路的能量也發生較大變動，其結果，諧振動作也較大地變動。因此，日本專利廳專利公開公報平11-127575號中記載的降壓Buck型DC-DC變換器也不適合用作對高壓放電燈供電的變換器。
如上所述，在降壓Buck型DC-DC變換器中，為了避免變換器的、大型化、高成本化，需要降低開關損耗，但在現有技術中，輸出電壓具有幅度較寬的可變范圍，很難將追加諧振電路而引起的成本增加抑制成較低。從而，上述變換器不適合作為對高壓放電燈進行點燈的點燈裝置而使用。
專利文獻1日本專利特開平1-218352號；專利文獻2日本專利特開平1-127575號。

發明內容
本發明的目的在于提供一種DC-DC變換器，解決了現有的DC-DC變換器中存在的問題，即難以用低成本的方法實現在主開關元件的較大的導通比可變范圍內降低開關損耗的問題。
此外，本發明的另一個目的在于提供一種高壓放電燈點燈裝置，解決了現有的高壓放電燈點燈裝置中存在的問題，即難以用低成本的方法實現降低開關損耗的問題。
為了解決上述課題，本發明的第一項發明內容的DC-DC變換器，包括直流電源Vin；可控制導通截止的主開關元件Qx；主線圈Lx，與主開關元件Qx串聯連接；續流二極管Dx，配置成在主開關元件Qx處于截止狀態時流過上述主線圈Lx的感應電流；平滑電容器Cx，用于使上述主線圈Lx的輸出平滑，此外，還包括輔助線圈Lw和諧振電容器Cw、以及可控制導通截止的輔助開關元件Qw；上述輔助線圈Lw和上述諧振電容器Cw串聯連接形成LC串聯電路；該LC串聯電路和上述主開關元件Qx、以及上述續流二極管Dx串聯連接；上述輔助開關元件Qw和上述LC串聯電路并聯連接；上述主開關元件Qx和上述輔助開關元件Qw被控制成交替地成為導通狀態，并且，上述輔助開關元件Qw成為截止狀態后，在規定時間τzz內，上述主開關元件Qx成為導通狀態。
本發明第二項發明內容的DC-DC變換器是，在第一項方案中，在諧振禁止信號被激活的狀態下，上述的上述主開關元件Qx和上述輔助開關元件Qw被控制成在上述主開關元件Qx成為導通狀態時，上述輔助開關元件Qw也成為導通狀態；以此來代替如下的控制動作上述主開關元件Qx和上述輔助開關元件Qw交替地成為導通狀態，并且，上述輔助開關元件Qw成為截止狀態后，在規定時間τzz內，上述主開關元件Qx成為導通狀態。
本發明的第三項發明內容的高壓放電燈點燈裝置，對在放電空間(Sd)中封入放電介質、并對置配置著一對用于主放電的電極(E1，E2)的高壓放電燈Ld進行點燈，而且，向上述高壓放電燈Ld供電的DC-DC變換器是如權利要求1和權利要求2所述的DC-DC變換器。
發明效果首先說明本發明第一項發明內容的作用。雖然在后面詳細說明，但是，本發明通過構成發明目的中記載的DC-DC變換器，在主開關元件Qx成為導通狀態之前使輔助開關元件Qw成為截止狀態，在輔助線圈Lw中，在使主開關元件Qx反向偏置的方向上感應產生電壓，經續流二極管Dx釋放主開關元件Qx的寄生靜電電容的電荷，由此，在主開關元件Qx成為導通狀態時進行零電壓切換。
再者，如后所述，控制成在主開關元件Qx成為截止狀態后的規定時間τxx以內，使輔助開關元件Qw成為導通狀態。由此，在輔助開關元件Qw成為導通狀態之前，使主開關元件Qx成為截止狀態，并在輔助線圈Lw中，在使輔助開關元件Qw反向偏置的方向上感應產生電壓，釋放輔助開關元件Qw的寄生靜電電容的電荷，由此，在輔助開關元件Qw成為導通狀態時進行零電壓轉換。


圖1是表示本發明第一方案的DC-DC變換器的電路結構的圖。
圖2是表示與本發明第一方案的DC-DC變換器的電路結構對應的電壓及電流波形的圖。
圖3是概念性地表示本發明第二方案的DC-DC變換器的主開關元件和輔助開關元件的驅動時序的圖。
圖4是概念性地表示本發明第二方案的DC-DC變換器的主開關元件和輔助開關元件的驅動時序的圖。
圖5是表示本發明第三方案的高壓放電燈點燈裝置的電路結構的圖。
圖6是本發明第一方案的一實施例的示意圖。
圖7是本發明第一方案的一實施例的示意圖。
圖8是表示本發明的DC-DC變換器的驅動控制部Gw和反饋控制部Fb的結構的圖。
圖9是表示本發明的DC-DC變換器的驅動控制部Gw和反饋控制部Fb的局部電路結構的一實施例的圖。
圖10是表示本發明第三方案的一實施例的圖。
圖11是表示本發明第三方案的一實施例的圖。
圖12是概念性地表示本發明第三方案的一實施例中的控制順序的圖。
圖13是表示本發明第三方案的一實施例的圖。
圖14是表示本發明第三方案的DC-DC變換器的實測的電壓及電流波形的圖。
圖15是表示現有的降壓Buck型DC-DC變換器的電路結構的圖。
圖16是表示現有的降壓Buck型DC-DC變換器的電路結構的電壓及電流波性的圖。
具體實施例方式
圖1簡化示出本發明的DC-DC變換器的電路結構，圖2概念性地示出圖1的電路中的各部分波形。
在該電路結構中，由FET等構成的主開關元件Qx處于導通狀態的期間，經與上述主開關元件串聯的主線圈Lx流過以直流電源Vin為源的電流，向在上述主線圈Lx的、與上述主開關元件Qx的相反一端上連接的平滑電容Cx充電，并向與上述平滑電容Cx并聯的負載Zx提供電流，并且，在上述主線圈Lx中以磁通的形式儲存能量；在上述主開關元件Qx處于截止狀態的期間，利用以磁通的形式儲存在上述主線圈Lx中的能量，經在上述主開關元件Qx與上述主線圈Lx之間的節點上連接陰極的續流二極管Dx，向上述平滑電容Cx充電，并向上述負載Zx提供電流，由此可知，其基本結構與上述的現有降壓Buck型DC-DC變換器的結構相同。
再者，在該電路結構中，在與上述的現有降壓Buck型DC-DC變換器相同的結構基礎上，將輔助線圈Lw和諧振電容Cw串聯而形成LC串聯電路，將該LC串聯電路連接成使上述直流電源Vin和上述主開關元件Qx及上述續流二極管Dx串聯的狀態，并且，在上述LC串聯電路上并聯輔助開關元件Qw。
在此，上述主開關元件Qx和上述輔助開關元件Qw的基本動作是當一方處于導通狀態時，另一方處于截止狀態，但是，控制成在上述主開關元件Qx成為導通狀態之前，上述輔助開關元件Qw提前后述的開關導通禁止期間τy而成為截止狀態。
在上述圖2中記載的時刻t1至時刻t2的期間，上述主開關元件Qx處于導通狀態，但上述輔助開關元件Qw處于截止狀態，因此，從上述直流電源Vin向負載側的電流供給是經上述輔助線圈Lw和諧振電容Cw進行的。即，作為上述LC串聯電路的諧振電流提供電流。該諧振現象是由上述輔助線圈Lw、電感和上述諧振電容Cw引起的LC諧振。
在從上述時刻t1至時刻t2的期間，上述諧振電容Cw被充電而產生電壓，施加在上述主線圈Lx的輸入側端子上的電壓逐漸降低，最好使上述諧振電容Cw根據該電路的開關頻率具有充足的靜電電容，以便避免在直到上述期間Ton結束期間該電壓降低量過大，而使向上述主線圈Lx以后的電路部分供給電流的能力有意降低。
在該期間，上述諧振電容Cw被充電而儲存電能，另外，上述輔助線圈Lw中流過電流而儲存磁能，即在上述LC串聯電路中儲存諧振能量。該能量在后面用于諧振動作。
接著，在時刻t2，當上述主開關元件Qx處于截止狀態時，則如下所述，通過上述輔助開關元件Qw的端子間電壓轉移到低的狀態，上述主開關元件Qx上施加上述直流電源Vin的電壓，因此，在上述主開關元件Qx的寄生電容上經充電積蓄電荷，直至達到該電壓。
在上述時刻t2，同時在上述LC串聯電路中儲存能量，所以在由輔助線圈Lw和上述諧振電容Cw及上述輔助開關元件Qw構成的閉環中持續流過諧振電流。但是，關于上述輔助開關元件Qw，是經與其并聯的反并聯二極管Dqw開始流通電流。
在此，例如當上述輔助開關元件Qw是MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect-transistor，即，金屬氧化物半導體場效應晶體管)的情況下，上述反并聯二極管Dqw作為寄生元件存在，也可以直接利用。
并且，關于使上述輔助開關元件Qw成為導通狀態的時間，最好是在確保充裕時間的基礎上，只要上述主開關元件Qx成為截止狀態，則盡可能快速地使上述輔助開關元件Qw成為導通狀態，以便與上述主開關元件Qx的導通期間不重合。因為，在上述反并聯二極管Dqw中流過電流的期間，發生上述反并聯二極管Dqw的順向電壓， 但是，只要此時上述輔助開關元件Qw處于導通狀態，則可以降低上述反并聯二極管Dqw的順向電壓，根據與所謂同步整流的情況相同的原理，可降低上述反并聯二極管Dqw和上述輔助開關元件Qw中的損耗，這是本發明的優點之一。
施加在上述諧振電容Cw上的諧振電壓的峰值，隨構成電路的元件的各常數而變化，因此，可以根據所使用元件的容量和成本采用有利的各常數組合即可。
施加在上述諧振電容Cw上的電壓的峰值與降壓Buck型DC-DC變換器的輸出功率大致成正比。例如，如果是恒定功率控制，則施加在諧振電容Cw上的電壓的峰值，也大致一定。當輸出功率小的情況下，施加在上述諧振電容Cw上的電壓峰值低，有無法進行充分的諧振動作的可能性，但是，此時的輸出功率小，所以開關損耗原來就小，所以不成為本發明的缺點。因此，為了進行諧振動作，利用使用的最大輸出功率附近的條件來設定構成電路的元件的各常數即可。
在本發明的電路結構中，設置與作為基本部分的(現有的)降壓Buck型DC-DC變換器部分相獨立的上述輔助線圈Lw和諧振電容Cw而進行諧振動作，由此，可期望降低開關損耗。因此，構成諧振電路的電路元件的各常數、即諧振電路的參數可大致獨立設定。
因此，例如有意地將上述輔助線圈Lw的電感設定成比上述主線圈Lx的電感小，也可設計成能夠實現良好的諧振動作。由此，在本發明中，即使在將上述的高壓放電燈作為負載的情況那樣、輸出電壓的變化較大的條件下，只要諧振電感具有充分大的容量，則降壓Buck型DC-DC變換器部的基本動作實際上只依據上述主線圈Lx的電感來規定。
另一方面，由于上述輔助線圈Lw設置在向成為基本部分的降壓Buck型DC-DC變換器部分供給能量的路徑上，所以，在上述主開關元件Qx處于導通狀態的期間內，儲存在上述輔助線圈Lw中的磁能，與開關動作的每個周期提供給負載的能量大致成正比，該關系幾乎不依賴于施加在負載上的電壓。
因此，即使在輸出電壓的變化大的條件下，只要提供給負載的功率不大幅變化，則向諧振電容Cw充電的電壓幾乎不變化。由此，只具有有意小于上述主線圈Lx的電感的上述輔助線圈Lw中的諧振現象，不易受負載的條件變動的影響，該特征是本發明的一個大的優點。
在上述圖2中記載的時刻t3，上述諧振電容Cw的諧振電壓達到峰值，流過上述輔助線圈Lw的諧振電流成為零，接著，開始向與此前相反的方向流動。如上所述，上述輔助開關元件Qw向導通狀態的轉換是從該時刻以前的、上述主開關元件Qx成為截止狀態的上述時刻t2開始的，上述反并聯二極管Dqw中流過電流，只要使上述輔助開關元件Qw的電壓在只產生上述反并聯二極管Dqw的順向電壓的期間τy內完成，則實現零電壓切換。
即，上述輔助開關元件Qw成為導通狀態的定時，為了不與上述主開關元件Qx的導通期間重合，要在確保時間余量的基礎上設定成比上述期間τy的時間長度τxx短，由此，可在上述輔助開關元件Qw的開關動作中也可將開關損耗抑制成較低，這是本發明的一個大的優點。
如上所述，進行控制，以便在上述主開關元件Qx成為導通狀態之前，提前開關導通禁止期間τy，而在上述圖2記載的時刻t4使上述輔助開關元件Qw成為截止狀態。
如上所述，在上述主開關元件Qx中流過順向電流的期間內的上述時刻t2，通過使上述主開關元件Qx成為截止狀態，在由輔助線圈Lw和上述諧振電容Cw及上述輔助開關元件Qw的上述反并聯二極管Dqw構成的閉回路中流過電流，以使上述輔助線圈Lw的電流繼續流動，但是，與上述相同，通過在上述時刻t4使上述輔助開關元件Qw成為截止狀態，這次是在該閉路之外的、通過上述輔助線圈Lw存在的部分的路徑中開始流過電流，以使上述輔助線圈Lw的電流繼續流動。
但是，這種情況下，要繼續流動的上述輔助線圈Lw的電流方向是與上述時刻t2時的方向相反，所以，在通過上述輔助線圈Qx存在的部分的路徑中電流開始流過時的方向也是反方向，朝著在上述主開關元件Qx中流過反向電流的方向開始流動。即，經過由上述輔助線圈Lw和上述續流二極管Dx、以及與上述主開關元件Qx并聯的反并聯二極管Dqx構成的路徑，電流開始從上述直流電源Vin的接地端子向正極端子流動。
此時，充電到上述的上述主開關元件Qx的寄生靜電電容中的電荷被釋放，其后，在上述反并聯二極管Dqx中流過電流的期間，維持在上述主開關元件Qx的兩端只產生上述反并聯二極管Dqx的順向電壓的狀態。
在此，例如當上述主開關元件Qx是MOSFET的情況下，上述反并聯二極管Dqx作為寄生元件存在，可以直接利用。
并且，如上所述地根據上述時刻t4的動作，電流從上述直流電源Vin的接地端子向正極端子流動的現象，意味著被儲存在上述輔助線圈Lw中的諧振動作的能量再生到上述直流電源Vin中，不浪費能量是本發明的一個大的優點。
如上所述，上述輔助開關元件Qw成為截止狀態之后，在經過開關導通禁止期間τy的、圖2中所示的時刻t5，使上述主開關元件Qx成為導通狀態，但是，這是使電流流過上述反并聯二極管Dqx，在上述主開關元件Qx的兩端上只產生上述反并聯二極管Dqx的順向電壓的狀態期間內完成的。
通過如上所述的動作，流過上述反并聯二極管Dqx的電流終于在圖2所示的時刻t6成為零，接著，反轉后向上述主開關元件Qx的順向流動時，可實現零電壓轉換。即，在上述主開關元件Qx向導通狀態轉換的轉換動作中，可將開關損耗抑制成較低，可享受本發明的優點。
并且，在圖2中，從上述主開關元件Qw成為截止狀態的上述時刻t4開始、到流過上述反并聯二極管Dqx的電流成為零的上述時刻t6的期間τz，為了制圖上的方便而描繪成較長期間，但在實際的電路動作中，由于上述主開關元件Qx的寄生電容量通常為數pF至數十pF左右的較小值，因此上述期間τz是短期間。
為了使上述主開關元件Qx成為導通狀態的定時不與上述輔助開關元件Qw的導通期間重合，上述開管道通禁止期間τy要在確保時間余量的基礎上，設定成比上述期間τz的時間長度τzz短。只要滿足該條件，則上述開管道通禁止期間τy就可以被設定成一定，也可以是隨條件變化的值。
如上所述，根據本發明的第一方案，在上述主開關元件Qx向導通狀態的轉換的動作中，可降低開關損耗。
此外，上述輔助線圈Lw在作為基本部分的降壓Buck型DC-DC變換器的電路結構之外獨立設置，通過將上述輔助線圈Lw的電感有意設定成比上述輔助線圈Lw的電感小，且將諧振電容設定成很大，上述輔助線圈Lw中的諧振現象難以受到負載中的條件變動的影響，因此，可在主開關元件的幅度較大的導通比的可變范圍內降低開關損耗。
此外，如果適當設定上述輔助線圈Lw和諧振電容Cw的參數，即使在上述輔助開關元件Qw向導通狀態轉換的動作中，也可以降低開關損耗。再者，能夠將上述輔助線圈Lw的諧振動作的能量再生到上述直流電源Vin，因此，作為整體可實現高效率的DC-DC變換器。
并且，作為參考，圖14中示出上述圖1中所記載的電路中的主要波形的實測波形。該電路的電路元件和參數如下。
·輔助線圈Lw35μH·諧振電容Cw1μF·主開關元件Qx2SK2843(東芝)·輔助開關元件Qw2SK2843(東芝)·主線圈Lx2.2mH·續流二極管DxYG1921S6(富士電機)·平滑電容Cx0.47μF·開關頻率100kHz·負載Zx30Ω·輸入電壓370V·輸出功率150W·輸出電壓67V
·輸出電流2.24A下面，說明第二方案的作用。
如前所述，上述圖1中記載的電路結構是，驅動上述主開關元件Qx的主開關元件門驅動信號VxG和驅動上述輔助開關元件Qw的輔助開關元件門驅動信號VwG交替地、即反轉地被激活，由此進行上述諧振動作。
如上所述，從上述直流電源Vin向負載側的電流供給是通過諧振電容Cw進行的，所以，當上述直流電源Vin的電壓和降壓Buck型DC-DC變換器的輸出電壓之差小的時候，輸出電流的供給能力降低。例如，在這樣的條件下，當增強DC-DC變換器的輸出電流供給能力為有利的時候，需要轉換電路結構，以便使向負載側的電流供給不經諧振電容Cw而進行。
在本發明的電路結構中，對串聯了上述輔助線圈Lw和上述諧振電容Cw的上述LC串聯電路，并聯了上述輔助開關元件Qw，所以，當上述主開關元件Qx成為導通狀態時，通過控制上述輔助開關元件Qw使其也成為導通狀態，并停止諧振動作，由此，可簡單地實現該功能。
圖3是表示圖1所示的電路中通過同步驅動上述主開關元件Qx和上述輔助開關元件Qw來實現該功能的狀況示意圖。在該圖中的上述主開關元件門驅動信號VxG和上述輔助開關元件門驅動信號VwG的動作中，雖然使上述主開關元件Qx成導通狀態的期間Ton，被描繪成包含在使上述輔助開關元件Qw成為導通狀態的期間Tw1內，但是，也可以是在相同時間內進行轉換的結構。
圖4是表示通過使上述輔助開關元件Qw恒定地成為導通狀態，而同樣地實現諧振動作的停止的狀況示意圖。
進行該圖所示的控制時動作簡單，但是，例如不能像利用脈沖變壓器進行上述輔助開關元件Qw的驅動的情況那樣，使上述輔助開關元件門驅動信號VwG成為直流，因此，在不能使上述輔助開關元件Qw恒定地成為導通狀態的情況下，可以像上述圖3所示那樣控制。
但是，如上所述，關于切換進行諧振動作的狀態即諧振模式和停止諧振動作的狀態即諧振停止模式的條件，例如，如上所述地上述直流電源Vin的電壓和DC-DC變換器的輸出電壓之差小的時候，控制成進入諧振停止模式，其它時候控制成諧振模式，此時，例如設置監視上述主開關元件Qx的導通比或導通比的相關量的電路，當檢測到該導通比大于等于預定值時控制成進入諧振停止模式即可。或者也可以設置只監視DC-DC變換器的輸出電壓的電路，當檢測到該電壓大于等于預定值時，控制成進入諧振停止模式。
再者，如應用于后述的放電燈點燈裝置的情況那樣，根據所應用的裝置的特性，例如事先知道起動初期的某期間內諧振停止模式有利的情況下，也可以通過只依據動作時序的時間控制來進行諧振模式和諧振停止模式的切換。
接著，說明第三發明的作用。如背景技術部分中所述的那樣，高壓放電燈的放電電壓按放電狀態即無負載開放電壓施加狀態(放電開始前的狀態)、輝光放電狀態、過渡性的電弧放電狀態、穩態電弧放電，而變大、或者激烈地變化，所以，要求向高壓放電燈供電的變換器按照高壓放電燈的放電電壓可在PWM控制中以寬的可變范圍盡快改變導通比的特性，進而要求具有通過諧振動作維持降低了開關損耗的運轉的特性。
如上所述，本發明的降壓Buck型DC-DC變換器中，上述輔助線圈Lw獨立于作為基本部分的降壓Buck型DC-DC變換器的電路結構而設置，通過將上述輔助線圈Lw的電感有意設定成比上述主線圈Lx的電感小，上述輔助線圈Lw中的諧振現象難以受到負載的條件變動的影響，所以，在主開關元件的較大幅度的導通比的可變范圍內可降低開關損耗。因此，適合作為向高壓放電燈供電的變換器，對利用它來構成的高壓放電燈進行點燈，因此點燈裝置良好地起作用。
圖5是用于對高壓放電燈Ld進行點燈的點燈裝置電路結構的簡化示意圖，其中用于向高壓放電燈供電的DC-DC變換器是作為本發明的圖1所示的降壓Buck型DC-DC變換器。
為了成為用于對上述高壓放電燈Ld進行點燈的點燈裝置，向上述圖1追加了起動器Ui、用作輸出電流檢測器的分流電阻R1、用作輸出電壓檢測器的分壓電阻R2、R3、反饋控制部Fb。
在上述起動器Ui中，由燈電壓VL經電阻Ri對電容Ci充電。當激活柵極驅動電路Gi時，通過使由晶體閘流管等構成的開關元件Qi導通，由此上述電容Ci通過變壓器Ti的1級側線圈Pi放電，在2級側線圈Hi上產生高電壓脈沖。產生的高電壓脈沖施加在上述高壓放電燈Ld的兩極的電極E1、E2之間，在放電空間內產生絕緣破壞而開始上述高壓放電燈Ld的放電。
根據上述分流電阻R1的燈電流檢測信號Sxi和根據上述分壓電阻R2、R3的燈電壓檢測信號Sxv輸入到上述反饋控制部Fb，從上述反饋控制部Fb向驅動控制部Gw供給PWM信號Sa，上述驅動控制部Gw按上述方式進行主開關元件Qx和輔助開關元件Qw的驅動控制。
上述反饋控制部Fb根據上述燈電壓檢測信號Sxv，在上述高壓放電燈Ld的放電開始前進行無負載開放電壓的反饋控制。例如可通過上述燈電流檢測信號Sxi，上述反饋控制部Fb能夠檢測到上述啟動器Ui產生高電壓脈沖，從而開始上述高壓放電燈Ld的放電。
此外，上述反饋控制部Fb通過用根據上述燈電壓檢測信號Sxv算出的燈電壓值除目標燈功率值，來算出該時刻的目標燈電流值，并在內部生成與該目標燈電流值對應的目標燈電流信號，進行燈電流的反饋控制，以使該目標燈電流信號與上述燈電流檢測信號Sxi的差異變小。
但是，如上所述地經輝光放電后轉移到過渡性電弧放電之后，燈電壓低，對應于該燈電壓值算出的目標燈電流值成為過大值，因此，燈電壓終于上升，可以控制成在算出適當的目標燈電流值之前，使燈電流值保持某一上限值。
實施例圖6中，作為本發明第一個發明的一實施例，示出了在主開關元件Qx的后級配置輔助線圈Lw和諧振電容Cw的本發明的DC-DC變換器的形態，可獲得與上述圖1所示的結構相同的效果。
并且，在該圖的電路結構中，在上述輔助線圈Lw與上述主開關元件Qx的串聯連接上并聯連接的二極管Dw的目的是，為了防止在上述主開關元件Qx向導通狀態轉移時，上述主開關元件Qx與上述主線圈Lx的接點的節點電位產生較大的振鈴(ringing)。因此，由于該振鈴的存在而使例如超過電路元件的額定值等不良情況不存在的時候，也可以省略上述二極管Dw。
圖7表示作為本發明第一個發明的一實施例，在與主開關元件Qx和主線圈Lx排列的線相反側的線(直流電源Vin的地線)上配置輔助線圈Lw的本發明的DC-DC變換器的方式，可獲得上述圖1所示的結構相同的效果。
圖8是本發明的DC-DC變換器的上述驅動控制部Gw與上述反饋控制部Fb的結構簡化示意圖。
反饋控制部Fb包括運算電路Uj，用由上述燈電壓檢測信號Sxv算出的燈電壓值除目標燈功率值而算出目標燈電流信號值；驅動能力控制電路Ud，利用反饋進行脈寬調制，以使由該運算電路Uj算出的目標燈電流信號Sxv和該時刻的燈電流檢測信號Sxi之差變小；諧振控制電路Uc，用于切換上述諧振模式和諧振停止模式，生成禁止諧振動作的諧振禁止信號Sc。從上述驅動能力控制電路Ud輸出上述PWM信號Sa。
這里，上述諧振禁止信號Sc被未激活時，上述主開關元件Qx和輔助開關元件Qw必須交替地成為導通狀態，因此，生成應該成為上述主開關元件Qx的驅動信號的主開關PWM信號Sax，和其反相信號、即應該成為上述輔助開關元件Qw的驅動信號的輔助開關PWM信號Saw。相反，上述諧振禁止信號Sc被激活時，上述輔助開關PWM信號Saw作為相對主開關PWM信號Sax同相的信號、或者恒定地使上述輔助開關元件Qw成導通狀態的信號而生成。
這樣，對上述主開關PWM信號Sax反相、或同相、或恒定的上述輔助開關PWM信號Saw的生成，是接受上述諧振禁止信號Sc而在信號變換部Uf中進行的，所生成的上述主開關PWM信號Sax和上述輔助開關PWM信號Saw，在上述驅動控制部Gw中被變換成用于驅動開關元件的信號。
上述輔助開關元件Qw成為截止狀態之后，為了控制成在規定時間τzz以內使上述主開關元件Qx成為導通狀態，通過追加使驅動上述主開關元件Qx的定時延遲的延遲電路Un，可調整該時間。
接著，設置驅動主開關元件Qx和上述輔助開關元件Qw的電路、例如由脈沖變壓器或高側驅動器(ハイサイドドライバ)等構成的驅動電路Uqx、Uqw，由此，對各開關元件生成驅動信號Sqx、Sqw，進行各開關元件的導通截止控制。
并且，雖然省略了圖示，但關于上述反饋控制部Fb，是通過裝載微處理器來識別高壓放電燈的放電狀態，可處理正常進行點燈控制的較復雜順序。此時，上述燈電壓檢測信號Sxv經AD變換而變換成燈電壓值，利用微處理器進行滿足目標燈功率值的目標燈電流值的計算，由AD變換器生成目標燈電流信號。
圖9是表示本發明的上述反饋控制部Fb的局部和DC-DC變換器的上述驅動控制部Gw的電路結構的一實施例的示意圖。
在驅動能力控制電路Ud中，利用由電容Cp和運算放大器Ade構成的誤差積分器，對于目標燈電流信號Sbv，積分該時刻的燈電流檢測信號Sxi。通過利用比較器Cmg將積分而得的積分信號Sd1和在鋸齒波發生器Osc中生成的鋸齒波進行比較，生成導通比大小隨上述積分信號Sd1的大小變化的信號，即用于上述主開關元件Qx的被PWM控制的柵極信號，最好聲稱PWM信號Sa。
在該圖中，通過在諧振控制電路Uc中利用比較器比較上述積分信號Sd1的大小和基準電壓信號發生器Vtc的信號，判別是否處于上述積分信號Sd1生成大于規定值的導通比的狀態，當處于上述積分信號Sd1生成大于規定值的導通比的狀態時，生成諧振禁止模式，否則如顯示諧振模式那樣，生成上述諧振禁止信號Sc。
另外，在該圖中記載了上述輔助開關元件Qw的柵極信號是利用脈沖變壓器Tw生成的情況，因此，當上述諧振禁止信號Sc選擇了諧振禁止模式的時候，上述輔助開關元件Qw并不是恒定地成為導通狀態，而是與上述主開關元件Qx同相地驅動。
在諧振模式中的上述輔助開關元件Qw的柵極信號中，上述主開關元件Qx和上述輔助開關元件Qw交替地成為導通狀態，所以，需要上述PWM信號Sa和其反相信號。相反，在諧振禁止模式中，不需要將上述PWM信號Sa的反相信號。
因此，對上述PWM信號Sa，設置生成與其同相的上述主開關PWM信號Sax的(根據需要設置的非反相的)緩沖器Bx、和生成與其反相的信號的反相器Bw，利用數據選擇器Se1并根據上述諧振禁止信號Sc來選擇任一信號，并作為用于生成上述輔助開關元件Qw的柵極信號的上述輔助開關PWM信號Saw，發送到后級。
這里，在上述主開關PWM信號Sax中插入由電阻Rx2和電容Cx1的CR電路的時間常數決定的延遲電路，經緩沖器Bfx向下一級輸出。在該延遲電路中，在成為高電平時可取得充分的延遲，相反，上述緩沖器Bfx的電壓從高電平變為低電平的情況下，在上述電阻Rx2上并列地追加二極管Dx1，調整成快速地從電容Cx1釋放電荷而縮短延遲時間，只延遲上述主開關元件Qx成為導通狀態時的信號。
接著，從上述緩沖器Bfx輸出的信號經基極電阻Rx3向驅動上述主開關元件Qx的驅動電路Uqx傳輸。從上述驅動電路Uqx的開關元件Qx2、Qx3的接點，、經電容Cx2和作為限流電阻的電阻Rx4向脈沖變壓器Tx的一級側線圈Px傳輸信號。從脈沖變壓器Tx的二級側線圈Sx開始，連接著作為上述主開關元件Qx的柵極電阻的電阻Rx5，為了使上述主開關元件Qx圓滑地成為截止狀態，在漏極-源極間連接著電阻Rx6，該驅動信號Sqx1、Sqx2傳送到上述主開關元件Qx。
另一方面，對于輔助開關PWM信號Saw，同樣地通過由電阻Rw2、電容Cw1和二極管Dw1、以及緩沖器Bfw構成的延遲電路Um而賦予延遲。經緩沖器Bfw輸出的信號經基極電阻Rw4向開關元件Qw2、Qw3傳送，并從開關元件Qw2、Qw3的接點經電容Cw2和作為限流電阻的電阻Rw7向脈沖變壓器Tw的1級側線圈Pw傳送，并且，從二級側線圈Sw連接著上述輔助開關元件Qw的柵極電阻Rw5、和為了使上述主開關元件Qw圓滑地成為截止狀態而連接在漏極-源極間的電阻Rw6，生成的驅動信號Sqw1、Sqw2傳送到上述輔助開關元件Qw。
根據上述結構，該圖的控制電路可對本發明的高壓放電燈裝置進行反饋控制，使上述燈電流檢測信號Sxi與上述目標燈電流信號Sbv的誤差變小。此時，上述主開關元件Qx的導通比小于規定值，即輸出電壓較低的條件下，成為諧振模式，可按使開關損耗降低的方式對上述主開關元件Qx和上述輔助開關元件Qw進行導通截止控制，相反，上述主開關元件Qx的導通比大于規定值，即輸出電壓較高的條件下，成為諧振停止模式，確保與現有的降壓Buck型DC-DC變換器相同的輸出電流供給能力。
在諧振模式下，針對提供給主開關元件Qx和輔助開關元件Qw的雙方開關元件的主開關PWM信號Sax和輔助開關PWM信號Saw設置延遲電路Un、Um，使各開關元件不會同時成為導通狀態。
而且，在該實施例中，作為與主開關元件Qx的導通比相關的量監視上述積分信號Sd1，當導通比大時控制成為諧振停止模式，但是，這樣的控制方法非常適合用作放電燈點燈裝置的DC-DC變換器。其原因是，如上所述，在輸出電壓較高的無負載開放電壓施加狀態下，不流過輸出電流，在相同地輸出電壓較高的輝光放電中，輸出電流同電弧放電時相比很小，因此，在這些輸出電壓較高的條件下，提供給負載的功率原來就小，所以主開關元件Qx中的損耗小，從而，因設為諧振停止模式而引起的損耗的增加可以幾乎不考慮。
而且，作為集成了該圖中出現的上述運算放大器Ade或鋸齒波發生器Osc、用于同鋸齒波比較的比較器Cmg等功能模塊的市場上銷售的IC，例如可利用德克薩斯instalments公司制造的TL494等。
圖10是表示本發明的第三發明的一實施例的圖。該實施例是利用稱為外部觸發方式的啟動器的高壓放電燈點燈裝置，在上述高壓放電燈Ld中，將主要用于放電的電極以外的輔助電極Et設置成不與上述放電空間Sd接觸，在該輔助電極Et和上述第一及第二電極之間施加高電壓，在放電空間Sd產生等離子，以該等離子為源，利用事先施加在第一電極和第二電極之間的電壓(即無負載開放電壓)，開始主要的放電。
圖11是表示作為本發明的第三個發明的一實施例，在高壓放電燈Ld上施加交流電壓的外部觸發方式的高壓放電燈點燈裝置的示意圖。
在DC-DC變換器的直流輸出部追加開關元件構成全橋式倒相器(full bridge inverter)，由此，可在高壓放電燈Ld上施加交流的放電電壓。被追加的開關元件由全橋式驅動用控制電路部Gf驅動，被控制成以全橋式倒相器的對角要素交替地驅動，以使全橋式倒相器的對角要素的開關元件Q1、Q4，開關元件Q2、Q3同時導通。
圖12涉及本發明第三發明的一實施例，是概念性地表示燈電壓VL和燈電流IL、以及諧振禁止信號Sc的狀態的圖。
在上面，說明了作為與主開關元件Qx的導通比相關的量監視上述積分信號Sd1，當導通比大時控制成為諧振停止模式的實施例，在這里，進一步簡化，說明在從放電燈的工作開始到經過規定時間之前的期間設為諧振停止模式，其后設為諧振模式的實施例。
在該圖中，期間τv是輸出無負載開放電壓Vs的期間，在時刻tig啟動器動作，在期間τg產生具有某輝光放電電壓Vg的輝光放電，其后描述產生電弧放電的樣子。但是，實際上在一旦轉移到電弧放電，則返回到輝光放電，再次轉移到電弧放電的情況下，有時會在返回輝光放電時放電中斷，從無負載開放電壓的輸出開始再試著進行。經過這樣的輝光放電或中斷等的過渡現象的生成期間，最終完成向電弧放電的轉移。
在剛剛完成向電弧放電的轉移后的期間τe，由于燈電壓較低，所以，在該期間如果要向燈施加額定功率，則因燈電流過大，將燈電流限制成適當的上限電流值Ic來輸出。因此，在該期間，向燈施加比額定功率低的功率。
在上述的過渡現象的產生期間被限定在有限的時間內。再詳細地說，從上次的燈點燈結束開始的滅燈期間短且燈溫度過高的情況下，大多持續這樣的過渡現象，由于重復這樣的過渡現象會縮短燈的壽命，所以，當在規定期間內向電弧放電的轉移沒結束的時候，以保護燈的目的來中止點燈的試行，因此，其結果產生過渡現象的期間被限定在有限的時間內。當然，如果燈溫度足夠低，實際上在規定期間內完成向電弧放電的轉移。
如上所述，雖然在輸出輝光放電那樣的高電壓的條件下，設為諧振停止模式是有利的，但是，如在此說明的那樣，應為諧振停止模式的期間被限定在有限的期間內，所以進行如下的控制是十分有用的，即，實際上不需要確認是否為輝光放電，而確定適當的期間，在燈的起始動作開始后，在該期間內設為諧振停止模式，如果過了該期間則設為諧振模式。
在上述圖12中記載了如下情況，即從燈的起始動作開始后，在期間τr內，激活上述諧振禁止信號Sc作為諧振停止模式，如果過了該期間則作為諧振模式。但是，在該圖中，假定了上述諧振禁止信號Sc為高電平時成為諧振停止模式的極性。
而且，關于確定上述期間τr的方法，雖然是應該比產生上述的輝光放電或中斷等過渡現象的期間長，但是，應縮短為不超過比額定功率低的電能導通到燈的上述期間τe結束的程度。
圖13是表示本發明的上述反饋控制部Fb的一部分和DC-DC變換器的上述驅動控制部Gw的電路結構的一實施例的圖。該結構中，僅在上述諧振禁止信號Sc為低電平的時候，輔助開關元件Qw成為導通狀態。
關于延遲電路Un、Um和驅動電路Uqx，與上述圖9中記載的實施例中說明的相同。
在上述輔助開關元件Qw的柵極信號中，由于上述主開關元件Qx和輔助開關元件Qw交替地成為導通狀態，所以需要上述PWM信號Sa和其反相信號。因此，對于上述PWM信號Sa，設置2個開關元件Qx1、Qw1，開關元件Qx1是與電阻Rx1有關的射極輸出器，生成與PWM信號Sa同相的主開關PWM信號Sax，與此相比，開關元件Qw1與電阻Rw1連接，且射極接地，相對于PWM信號Sa，生成作為反相信號的輔助開關PWM信號Saw。
應成為上述輔助開關元件Qw的驅動信號的輔助開關PWM信號Saw在上述信號變換部Uf生成。如果上述諧振禁止信號Sc是低電平，則開關元件Qc成為導通狀態，通過與電阻Rx0串聯的電阻Rw0，開關元件Qw1成為截止狀態。其結果，輔助開關PWM信號Saw的信號成為高電平，通過上述延遲電路Um后傳送到上述驅動電路Uqw。
使用脈沖變壓器來使上述輔助開關元件Qw總處于導通狀態是困難的，因此，需要使用高端驅動器或光耦合器等絕緣裝置，或者當上述輔助開關元件Qw為FET時，需要將其源極端子與驅動控制部Gw的地線連接。
上述圖13記載的驅動電路是使用由信號發生器Hsc和可直接驅動上述輔助開關元件Qw的開關元件QH、QL等構成的高端驅動器Hsd的一個例子。此外，成為該高端驅動器(high side driver)Hsd的輸出電源的電壓，通過電容Ch和二極管Dh的結構、且利用主開關元件Qx的導通截止來充電提升，可在電容Ch上生成上述輔助開關元件Qw的驅動用電源。
上述輔助開關PWM信號Saw的信號通過上述延遲電路Um，并通過高端驅動器Hsd后經電阻Rh輸出。此時的輸出成為高電平，生成的驅動信號Sqw1、Sqw2通過高電平的電壓傳到上述輔助開關元件Qw。通過這樣的結構，利用上述諧振禁止信號Sc可簡單地實現諧振動作的切換。
本發明的DC-DC變換器中，在上述輔助開關元件Qw向導通狀態轉換時也實現零電壓切換，因此，也可以將該切換中的噪聲的產生抑制成很小。
在本說明書中記載的電路結構是為了說明本發明的光源裝置的動作和功能、及作用而記載的最小限度的內容。因此，在實施例中說明的電路動作的詳細事項，例如信號的極性、具體的電路元件的選擇或追加、省略、或者基于元件的獲取方便性或經濟上的理由的變更等的考慮，在實際裝置的設計業務中是以順利執行為前提的。
總而言之，用于從過電壓或過電流、過熱等破損要因中保護供電裝置的FET等的開關元件等電路元件的機構，或者降低伴隨供電裝置的電路元件的動作而產生的放射噪聲或傳輸噪聲的產生，或使發生的噪聲不傳到外部的機構，例如緩沖電路(snubber circuit)或變阻器、嵌位二極管、(包含逐個脈沖(pulse by pulse)方式的)限流電路、共態或常態噪聲濾波扼流圈、噪聲濾波電容器等，是以根據需要追加到實施例記載的電路結構的各部分中為前提的。
發明效果根據本發明的第一或第二方案，可提供一種DC-DC變換器，其解決了現有DC-DC變換器中存在的問題，即難以用低成本在主開關元件的較大幅度的導通比的可變范圍內，實現降低切換的損耗的問題。
此外，根據本發明第三方案提供一種高壓放電燈點燈裝置，解決了現有的高壓放電燈電燈裝置中存在的問題、即不能以低成本實現降低開關損失的問題。
權利要求
1.一種DC-DC變換器，包括直流電源(Vin)；可控制導通截止的主開關元件(Qx)；主線圈(Lx)，與主開關元件(Qx)串聯連接；續流二極管(Dx)，配置成在主開關元件(Qx)處于截止狀態時，流過上述主線圈(Lx)的感應電流；平滑電容器(Cx)，用于使上述主線圈(Lx)的輸出平滑，其特征在于，還包括輔助線圈(Lw)和諧振電容器(Cw)、以及可控制導通截止的輔助開關元件(Qw)；上述輔助線圈(Lw)和上述諧振電容器(Cw)串聯連接，形成(LC)串聯電路；該LC串聯電路和上述主開關元件(Qx)、以及上述續流二極管(Dx)串聯連接；上述輔助開關元件(Qw)和上述(LC)串聯電路并聯連接；上述主開關元件(Qx)和上述輔助開關元件(Qw)被控制成交替地成為導通狀態，并且，上述輔助開關元件(Qw)成為截止狀態后，在規定時間τzz內，上述主開關元件(Qx)成為導通狀態。
2.如權利要求1所述的DC-DC變換器，其特征在于，在諧振禁止信號被激活的狀態下，上述的上述主開關元件(Qx)和上述輔助開關元件(Qw)被控制成在上述主開關元件(Qx)成為導通狀態時，上述輔助開關元件(Qw)也成為導通狀態；以此來代替如下的控制動作上述主開關元件(Qx)和上述輔助開關元件(Qw)交替地成為導通狀態，并且，上述輔助開關元件(Qw)成為截止狀態后，在規定時間τzz內，上述主開關元件(Qx)成為導通狀態。
3.一種高壓放電燈點燈裝置，對在放電空間(Sd)中封入放電介質、并對置一對用于主放電的電極(E1，E2)的高壓放電燈(Ld)進行點燈，其特征在于，向上述高壓放電燈(Ld)供電的DC-DC變換器是權利要求1和權利要求2所述的DC-DC變換器。
全文摘要
本發明的DC－DC變換器包括直流電源(Vin)；控制導通截止的主開關元件(Qx)；主線圈(Lx)，與主開關元件串聯連接；續流二極管(Dx)，配置成在主開關元件處于截止狀態時流過上述主線圈的感應電流；平滑電容器(Cx)，用于使上述主線圈的輸出平滑，還包括輔助線圈(Lw)和諧振電容器(Cw)及可控制導通截止的輔助開關元件(Qw)；上述輔助線圈和上述諧振電容器串聯連接形成串聯電路；該LC串聯電路和上述主開關元件及上述續流二極管串聯連接；上述輔助開關元件和上述串聯電路并聯連接；上述主開關元件和上述輔助開關元件被控制成交替地成為導通狀態，上述輔助開關元件成為截止狀態后，在規定時間τzz內，上述主開關元件成為導通狀態。
文檔編號H02M3/158GK1578087SQ200410071609
公開日2005年2月9日 申請日期2004年7月15日 優先權日2003年7月15日
發明者鮫島貴紀, 岡本昌士, 鈴木義一 申請人:優志旺電機株式會社