反向電流變換器功率因數校正電源的制作方法

專利名稱：反向電流變換器功率因數校正電源的制作方法
技術領域：
本發明主要涉及電源，和更具體地，涉及一種具有進行功率因數校正的反向電流變換器(opposed current converter)的電源。
背景技術：
電源在許多的電裝置，包括大多數有電子電路的裝置中被作為功率源使用。電源可以利用來自單相或多相交流電源的輸入功率來產生輸出功率。輸出功率可在一個或多個預定電壓和確定范圍的輸出電流下產生。根據電源所供給的負載，輸出功率可以是幾乎任何數量的交流(AC)或直流(DC)。
一些電源和相關的電裝置的負載可分為非線性功率電子負載。這些非線性功率電子負載通常包括整流器/電容器輸入級，特征在于因過載電流諧波引起不希望有的低功率因數。負載電流諧波導致供給該非線性功率電子負載的RMS電流的量增加。負載電流諧波導致功率因數降低，由于它們不能給非線性功率電子負載提供有用功率。
數千瓦的非線性功率電子負載，如大功率音頻放大器或磁共振成像梯度放大器，在輸入功率源上有很大的電流需求。來自輸入功率源的供電可從具有有限載流量的斷路器供給負載。例如，是單相配電系統的供電可由一個在接近單位功率因數的持續RMS電流額定15安培的斷路器供給。當有低功率因數的負載存在時，RMS電流的需求較高，并且斷路器可斷開供電即使是負載沒有使用很大的功率。
功率因數校正(PFC)可用來減小由諧波引起的附加RMS電流的量。功率因數校正可涉及的工作是保持從交流源吸到的電流與從交流源吸取的電壓同相并且形式相同。對于非線性功率電子負載來說，有無源和有源功率因數校正方法。無源方法包括串聯電感濾波器和諧振濾波器。有源方法包括升壓導出變換器(boost derived converters)和其它基于開關模式的系統。
通常，升壓導出變換器運行的開關頻率大于輸入功率源的頻率(通常為50-60Hz)，從而控制輸入電流波形的形狀。升壓導出變換器的工作頻率可能導致不希望有的高的電流紋波頻率。除了功率因數校正之外，被稱為通用輸入升壓變換器的升壓導出變換器具有接受如100VAC標稱(日本)，120VAC標稱(美國)和230VAC標稱(歐洲)的輸入電壓范圍的能力。升壓導出變換器還可提供變換器輸出電壓的電壓調節。
一些升壓導出變換器以PFC在斷續傳導模式(discontinuousconduction mode，DCM)運行。為將與該開關模式運行相關的紋波電流減到最小，一些升壓導出變換器以交錯(interleave)結構運行。該交錯結構涉及在開關期間中順序運行的多重開關，來增加紋波頻率，同時減小紋波的量。紋波量的減小進一步降低不希望有的線路電流，因此改進了功率因數。
但是，減小量的紋波電流仍產生不希望有的負載電流。另外，由于功率處理必須通過的級數，已知的升壓導出變換器遭受到很大的功率損失。升壓導出變換器可包括第一級，是橋式整流器，第二級，DC-DC升壓變換器，和第三級，是帶電隔離(galvanic isolation)的DC-DC功率變換器。在低電源電壓的情況下由于高輸入電流在已知的升壓導出變換器中還發生顯著增加的功率損失。由于不能對電感快速磁化和去磁，一些升壓導出變換器還必須限制升壓導出變換器中包括的升壓電感的尺寸。對升壓電感尺寸的限制可能導致增加紋波電流，來避免在低輸入電壓期間中輸入電流超時(dI/dt)失真。
因此，需要有一種功率因數校正電源，具有較低諧波，較大功率效率，以及最小的紋波電流。

發明內容
本發明提供一種功率因數校正電源，用于從交流電源供給直流功率。該功率因數校正電源包括一個輸入級功率變換器和一個輸出級功率變換器。輸入級功率變換器起升壓變換器的作用，將交流輸入電壓(Vin)轉換為是增加電壓(Vboost)的第一直流電壓。輸出級功率變換器起直流到直流變換器的作用，將增加電壓轉換為是隔離直流輸出電壓的第二直流電壓。該直流輸出電壓提供給直流干線(rail)以供給負載，如一個音頻放大器。
輸入級功率變換器包括至少一個反向電流變換器和一個功率因數校正(PFC)控制器。反向電流變換器可由PFC控制器控制，進行功率因數校正及直流輸出電壓的電壓調節。由于使用了反向電流變換器，對交流輸入電壓整流的橋式整流器就不需要了，因此也就避免了伴隨的損失。反向電流變換器還通過PFC控制器交錯運行，來減小紋波電流并且改進功率因數。
反向電流變換器包括至少一對升壓開關，至少一對升壓電感和至少一個升壓電容器。升壓開關由PFC控制器引導在選定的工作循環開和關。可控制升壓開關對的工作循環，使升壓開關對在每個工作循環中同時閉合。每個升壓開關閉合時的時限中心基本相同。升壓開關的工作循環對升壓電感進行磁化和去磁。升壓電感可由電源和由存儲在升壓電容器中的功率來磁化。升壓電感的去磁提供一個峰值充電電流(Ic)和脈寬調制(PWM)電壓(Vc)，有正弦平均波形。升壓電容器由PWM電壓(Vc)和峰值充電電流(Ic)充電到增加電壓(Vboost)。峰間輸入電壓(Vin)的量通過升壓比增加到增加電壓(Vboost)的量。
反向電流變換器產生的PWM電壓(Vc)的正弦平均波形經升壓開關對由PFC控制器控制，從而改進功率因數。PWM電壓(Vc)平均波形的振幅可被控制在與交流輸入電壓(Vin)波形的振幅基本類似。因此，交流電流的波形可保持與交流輸入電壓(Vin)的波形大致相同，并且改進了功率因數。升壓開關的工作循環由PFC控制器進一步控制，來補償一定范圍的交流輸入電壓(Vin)數量，例如從約90VAC到約265VAC。未整流的交流輸入電壓(Vin)可用來產生增加電壓(Vboost)，如約380VAC到約400VAC。
PFC控制器還可調節帶有反向電流變換器的功率因數校正電源的直流輸出電壓。電壓調節可基于跟蹤增益比(tracking gain ratio)來控制。跟蹤增益比是輸入電壓(Vin)與PWM電壓(Vc)的期望比。當PWM電壓(Vc)經升壓開關由PFC控制器控制在平均相對值上低于輸入電壓(Vin)(基于跟蹤增益比)時，輸入電流(Iin)來自電源。輸入電流(Iin)的流動使得功率因數校正電源能將功率供給負載并保持增加電壓(Vboost)。當PWM電壓(Vc)進一步降低時，提供附加的輸入電流(Iin)，并且因此能給負載供給附加功率。因此，輸入電流(Iin)表示出輸入電壓(Vin)和PWM電壓(Vc)之間相對值上的差。
當PWM電壓(Vc)的相對值增加較接近輸入電壓(Vin)時，輸入電流(Iin)減小，并且能給負載供給較少功率同時仍然保持增加電壓(Vboost)。當PWM電壓(Vc)的相對值等于輸入電壓(Vin)時，幾乎沒有輸入電流(Iin)流動。當PWM電壓(Vc)的相對值增加到輸入電壓(Vin)之上時，功率因數校正電源可返回給電源提供功率。
直流輸出電壓的調節可涉及改變PFC控制器的總電壓增益，從而改變由反向電流變換器產生的PWM電壓(Vc)的量。為了增加功率因數校正電源的直流輸出電壓，可降低總電壓增益。總電壓增益的降低減小了PWM電壓(Vc)的振幅。為了降低直流輸出電壓，可增加總電壓增益。PFC控制器的電壓調節可基于測量輸入電壓(Vin)，測量直流輸出電壓和測量輸入電流(Iin)。另外，利用測量增加電壓(Vboost)，可實現總電壓增益的進一步穩定。
本發明其它的系統，方法，特征及優點通過以下的附圖及詳細說明對于本領域普通技術人員來說都是或將變成是顯而易見的。所有這些其它的系統，方法，特征和優點都欲函蓋在本說明書中，包括在本發明的范圍內，并由下面的權利要求所保護。


參考以下附圖和說明能更好地理解本發明。圖中的部件不必按比例繪制，重點放在對本發明原理的說明上。另外，在附圖中，相同的參考編號在所有不同的視圖中表示相應的部分。
圖1是功率因數校正電源和音頻放大器的框圖。
圖2是圖1所示的功率因數校正電源的示意圖。
圖3是圖2的功率因數校正電源中包括的輸入級功率變換器的時序圖。
圖4是圖2所示的功率因數校正電源中包括的功率因數校正控制器的示意圖。
圖5是圖2所示的功率因數校正電源中包括的功率因數校正控制器的另一示意圖。
圖6是圖2所示的功率因數校正電源中包括的功率因數校正控制器的另一示意圖。
圖7是圖1所示的功率因數校正電源的另一個示意圖。
圖8是圖7的功率因數校正電源中包括的輸入級功率變換器的時序圖。
圖9是圖1所示的功率因數校正電源的另一示意圖。
圖10是圖9的功率因數校正電源中包括的輸入級功率變換器的時序圖。
圖11是圖1所示的功率因數校正電源的另一示意圖。
圖12是圖11的功率因數校正電源中包括的輸入級功率變換器的時序圖。
圖13是圖1所示的功率因數校正電源的另一示意圖。
圖14是圖13的功率因數校正電源中包括的輸入級功率變換器的時序圖。
圖15是處理流程圖的一部分，示出圖1的功率因數校正電源的運行。
圖16是處理流程圖的第二部分，示出圖1的功率因數校正電源的運行。
具體實施例方式
本發明包括一個功率因數校正電源。該功率因數校正電源利用高效開關模式運行提供穩定輸出電壓。另外，該電源將諧波和紋波電流減到最小。該電源起非線性功率電子負載的作用，帶有功率因數校正(PFC)，增加輸入功率因數趨于單位數(unity)。
圖1是功率因數校正電源100一個實施例應用的框圖，它給音頻放大102供應穩定直流電壓。功率因數校正電源100在一個或多個輸出電力線104上提供輸出功率。在所示的實施例中，輸出電力線104包括一個在正直流干線106上提供的正直流輸出電壓(+Vcc)和一個在負直流干線108上提供的負直流輸出電壓(-Vcc)。功率因數校正電源100的其它實施例可以包括更少或更多數目的輸出電壓及干線。功率因數校正電源100還包括一個輸入線110。來自電源112，如交流線路的輸入電壓(Vin)和輸入電流(Iin)可提供在輸入線110上。
在所示實施例中，直流輸出功率以正直流輸出電壓(+Vcc)和負直流輸出電壓(-Vcc)的形式被供給音頻放大器102的正和負直流干線。利用直流輸出功率，音頻放大器102對在音頻信號輸入線114上接收的輸入音頻信號進行放大，從而在放大音頻信號線路116上產生放大輸出音頻信號。例如，輸入音頻信號可源于麥克風，放大輸出音頻信號可驅動揚聲器。在其它實施例中，其它的負載可從功率因數校正電源100獲得功率。
圖2是功率因數校正電源100一個實施例的更詳細的框圖。功率因數校正電源100包括一個輸入級功率變換器202和一個輸出級功率變換器204。功率因數校正電源100還可包括一個前置級206。如圖1所示，電源112供給功率給功率因數校正電源100。電源112供應的輸入電壓(Vin)可在，例如，約90VDC到約265VAC的范圍內。
在所示實施例中，功率因數校正電源100包括一個電源插頭210，能與是電源112的單相墻壁插座可拆卸地耦合。電源插頭210包括饋線212，公用線214和接地216。在其它實施例中，可能有其它的電壓范圍、相位數及與電源112的互連。如在此所用的術語“耦合”和“電耦合”被定義為直接連接和通過一個或多個中間件的間接連接，這些連接傳導電壓和電流。
前置級206包括一個線路濾波器220和一個軟起動電路222。線路濾波器220可以是能夠減小由功率因數校正電源100的輸入電流紋波引起的電磁干擾(EMI)的任何形式的濾波器。軟起動電路可包括第一起動開關224，第二起動開關226和電阻228，例如正溫度系數電阻。第一和第二起動開關224和226被運行通過接入電阻228來緩和起動中的起動電流。另外，第一和第二起動開關224和226可依據故障檢測斷開，防止故障電流流到功率因數校正電源100。當EMI和軟起動不是一個問題時，則不需要前置級206。
輸入級功率變換器202包括由功率因數校正(PFC)控制器232控制的反向換流器230。反向換流器230起AC-DC的升壓變換器的作用，升高未整流的交流輸入電壓(Vin)到確定的直流增加電壓(Vboost)，如在約380VDC到約400VDC之間。反向換流器230包括第一升壓電感(Lp)234，第一升壓開關(Sp)236，第一升壓二極管(Dp)238和第一升壓電容器(Cp)240。另外，反向換流器230包括第二升壓電感(Ln)244，第二升壓開關(Sn)246，第二升壓二極管(Dn)248和第二升壓電容器(Cn)250。第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250的每個由反向換流器230單獨充電到增加電壓(Vboost)。因而，反向換流器230實際上將交流輸入電壓(Vin)升高到一對直流增加電壓(Vboost)。
Stanley的美國專利第5,657,219號(`219專利)公開了一種反向電流變換器，結合在此作為參考。`219專利所述的反向電流變換器起放大器的作用，利用叢正和負直流干線供給的直流功率，提供放大輸出功率給負載。然而，如圖2所示，當反向電流變換器230起升壓變換器的作用時，負載是取自交流線路的交流功率來給直流干線供給功率。換言之，與`219專利的反向電流變換器相比，反向電流變換器230是以“反向的”功率通量起升壓變換器的作用。因此，交流線路驅動電流進入反向電流變換器230，供給直流干線，基于輸入電壓(Vin)與反向電流變換器230產生的脈寬調制(PWM)電壓之間量上的差。
如在此所用的術語“PWM電壓(Vc)”是指反向電流變換器230中第一和第二升壓開關(Sp，Sn)234和236的高頻開關產生的電壓的平均量。為了進行功率因數校正，PWM電壓(Vc)的平均值可保持與線電壓(Vin)相同頻率和相位的正弦曲線。PWM電壓(Vc)的正弦曲線和平均值是由第一和第二升壓開關(Sp，Sn)234和236開關產生的較高頻率波形構成。對第一和第二升壓開關(Sp，Sn)234和236的控制通過控制PWM電壓(Vc)正弦波形的振幅來控制PWM電壓(Vc)的平均量。另外，對第一和第二升壓開關(Sp，Sn)234和236的控制控制了PWM電壓(Vc)正弦波形的頻率和相位。
與專利`219中的一樣，所示的反向電流變換器230是一個半橋結構，運行通過交錯的優化使用對線路紋波電流濾波。因此輸入紋波電流在頻率上加倍，在振幅上減至最小。紋波電流的最小化使不希望有的電流減至最小，并因此改進了功率因數。另外，線路濾波器220可做得更經濟，因為最小的紋波電流可能需要對輸入功率的較少濾波就變得調節順從(regulatory compliant)。反向電流變換器230利用有三角波形作為調制波形的雙邊自然脈寬調制(PWM)來優化交錯實際應用。
圖3的時序圖示出升壓開關對(第一升壓開關(Sp)236和第二升壓開關(Sn)246)的運行。第一調制波形302表示第一升壓開關(Sp)236的運行，第二調制波形304表示第二升壓開關(Sn)246的運行。第一和第二調制波形302和304是PWM信號，共享一個大體上的公用時間用于其脈沖的中心，并且對稱調制使其工作循環的和是一個接近單位數的常量。
在所示的調制波形中，來自電源112(圖2)的輸入電壓(Vin)可是略負的并到正的。這種過渡建立起如第一和第二調制波形302和304上的箭頭所示的工作和工作趨勢。
圖3還包括一個調制定相(phasing)圖306。調制相位圖306包括表示第一調制波形302調制的第一矢量308，和表示第二調制波形304調制的第二矢量310。圖3所示的調制波形302和304繞調制相位圖306相隔約180度均勻地分開。
在圖2中，第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244的第一側與來自電源112的饋線212電耦合。第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244的第二側與相應的第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的一側，和與相應的第一和第二升壓二極管(Dp，Dn)238和248的一側電耦合。第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的另一側與相應的第二和第一升壓二極管(Dn，Dp)248和238的另一側，相應的第一和第二升壓電容器(Cp和Cn)240和250的一側，和相應的第一和第二增加電壓輸出線252和254電耦合。第一和第二升壓電容器(Cp和Cn)240和250的另一側與升壓中心點(centerpoint)256電耦合。升壓中心點256還與公用線214電耦合。
第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244通過第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的運行來磁化和去磁。磁化第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244的功率由電源112以及還由第一和第二升壓電容器(Cp和Cn)240和250提供。第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246連接在第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244與第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250之間。因此，存儲在第一升壓電容器(Cp)240的電壓可協助電源212有的電壓對第一升壓電感(Lp)234進行磁化。類似地，存儲在第二升壓電容器(Cn)250的電壓可協助電源212有的電壓對第二升壓電感(Ln)244進行磁化。
存儲在第二升壓電容器(Cn)250的能量來源于第一升壓電感(Lp)234的去磁。同樣，存儲在第一升壓電容器(Cp)240的能量來源于第二升壓電感(Ln)244的去磁。第一升壓電感(Lp)234用正電感電壓和負電流(例如，V-I平面的第四象限)磁化。習慣上應理解為負電流從輸入級202流出流向電源212。另外，還應理解，第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244每個的正極端子分別與第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246電耦合。
因此，當第一升壓開關(Sp)236是開時(第一升壓電感(Lp)234的去磁模式)，負電流從公用線214經過第二升壓電容器(Cn)250，第一升壓二極管(Dp)238和第一升壓電感(Lp)234流到饋線212。另一方面，第二升壓電感(Ln)244由是負電感電壓和正電流(例如，第二象限)的能量來磁化。因此，當第二升壓開關(Sn)246處于開時，正電流從饋線212經過第二升壓電感(Ln)244，第二升壓二極管(Dn)248和第一升壓電容器(Cp)240，流到公用線214。
第一升壓電感(Lp)234的去磁在第一升壓開關(Sp)236開時開始，并且使電流能從第一升壓電感(Lp)234經過第一升壓二極管(Dp)238流入第二升壓電容器(Cn)250。在第一升壓開關(Sp)236閉合時，第一升壓電感(Lp)234的去磁結束并且磁化重新開始。同樣，第二升壓電感(Ln)244的去磁在第二升壓開關(Sn)246開時開始，并且使電流能從第二升壓電感(Ln)244經過第二升壓二極管(Dn)248流進第一升壓電容器(Cp)240。
當第二升壓開關(Sn)246閉合時，第二升壓電感(Ln)244的去磁結束并且磁化重新開始。磁化被加速處理事實上是由于電源212是在負循環部分，無論第一升壓電感(Lp)236是帶有大量負電感電流時或正輸入電流(Iin)時。類似方式，無論第二升壓電感(Ln)246是帶有大量正電感電流時或負輸入電流(Iin)時，線路112是在正循環部分。當輸入電壓(Vin)與輸入電流(Iin)的波形大體相同時由于變換器起電阻負載的作用結果產生高功率因數。
有效的磁化循環使得能夠使用較大值的升壓電感用于第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244，而不會成為輸入電流(Iin)轉換速率的限制。具有較大值的升壓電感又減小施加于電源112的紋波電流。存儲在第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250的電壓大于電源112供給的最大峰值電壓。如果不是這樣，無意識的(unintended)電流在輸入電壓(Vin)峰值過程中會流過第一和第二升壓二極管(Dp，Dn)238和248。
因此，第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250的電壓被升壓到輸入電壓(Vin)之上。例如，以高約265V RMS的線電壓(Vin)運行需要單個第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)的電壓被升壓到約380VDC到約400VDC。在本實施例，升壓開關(Sp)236和(Sn)246以及升壓二極管(Dp)238和(Dn)248受到的總電壓約760VDC到約800VDC。
提供到第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250的PWM電壓(Vc)和峰值充電電流(Ic)是由第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的共同運行產生的正弦波形。PWM電壓(Vc)波形的振幅以及平均值因此也可由第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的共同運行來控制。另外，PWM電壓(Vc)的量以及因此峰值充電電流(Ic)的量可由第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的共同運行來控制。
在起動過程中，升壓電容器(Cp，Cn)240和250的第一次充電可來自電源112的線電壓(Vin)和低頻峰值充電電流(Ic)。峰值充電電流(Ic)可流過第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244以及續流(freewheeling)第一和第二升壓二極管(Dp，Dn)238和248。反向電流變換器230不需要運行產生PWM電壓(Vc)來產生起始增加電壓(Vboost)。第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250初始充電產生的起動電流能用軟起動電路222來緩和。通過閉合第一起動開關224并讓第二起動開關226斷開，電阻228的阻抗可被用來緩和起動電流。起動后，第二起動開關226可閉合。如果發生故障，第一起動開關224和第二起動開關226可斷開，停止來自電源112的輸入電流(Iin)的流動。
在所示的功率因數校正電源100中，反向電流變換器230直接耦合到輸入電壓(Vin)。沒有使用橋式整流器級。因此，橫跨第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的峰間輸入電壓(Vin)是采用橋式整流器級的整流輸入電壓(Vin)量的兩倍。
由于第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246運行在大體相似的時間中心，因此不需要其它的開關、電感和/或電容器來精確地跟蹤輸入電壓(Vin)波形的低壓部分及產生PWM電壓(Vc)。另外，損耗被降低，由于在功率因數校正電源100中去除了橋式整流器級。高電壓開關技術，如絕緣柵雙極型晶體管(IGBTs)或其它類型的裝置，可被用于第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246，以容納較高的峰間輸入電壓(Vin)。可選地，軟開關或零電壓開關(ZVS)可與較慢的開關高電壓開關技術一起使用。
反向電流變換器230的輸出電壓提供給第一升壓電容器(Cp)240和第二升壓電容器(Cn)250。反向電流變換器230的輸出電壓也可稱為增加電壓(Vboost)。第一升壓電容器(Cp)240和第二升壓電容器(Cn)250每個上的增加電壓(Vboost)可是一個較高的直流電壓，如約380VDC到約400VDC。較高的直流電壓可通過用分別由第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244提供的PWM電壓(Vc)和峰值充電電流(Ic)給第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250充電來實現。
第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246在工作循環的開關對第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244進行磁化和去磁。工作循環的控制產生具有期望相位和振幅的PWM電壓(Vc)波形，給第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250充電。第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250的每個被充電到增加電壓(Vboost)。由于第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250的每個分別被充電到增加電壓(Vboost)，因此反向電流變換器230可有約兩倍的增加電壓，如約760VDC到約800VDC。
升壓比(boost ratio)可通過增加電壓(Vboost)除以輸入電壓(Vin)瞬時值來確定。在較低的輸入電壓(Vin)(如日本標稱100VAC)需要較高的升壓比實現期望的增加電壓。然而，對于反向電流變換器230，第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246以及第一和第二升壓二極管(Dp，Dn)238和248的工作循環在高輸出功率和低輸入線電壓(例如，高升壓比)會聚于約50％。另一方面，一些升壓變換器遭受達到零的二極管工作循環，同時開關工作循環在低電壓時到100％，以便產生高升壓比。
由于第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244通過電源112以及第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250來磁化，因此開關工作循環可以是非常低的。另外，通過與逆向和諧振變換器相比的反向電流變換器230見不到相對于輸入電流(Iin)的高峰值電流。高峰值電流可用第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244的較大電感來避免。由于有足夠的功率來完全磁化第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244，因此電感可被增加，而不用考慮開關工作循環中磁化和去磁不足。磁化和去磁不足在一些升壓變換器中在低瞬時輸入電壓可是線路電流失真的重要原因。
瞬態峰值輸入電壓抗擾性也可由反向電流變換器230基于第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244的電感量提供。當瞬態峰值輸入電壓在不足的工作時間顯著磁化第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244時，可能有大的瞬態電壓而沒有損害。顯著磁化是指可產生有數量大到足以過充電第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250的峰值充電電流的磁化量。
第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244的電感還可設計成大到足以將環流和靜態開關損耗減至最小。例如，對于50/60Hz運行的功率因數校正電源110的電感可遠遠大于寬帶寬音頻放大器設計需要的電感(以及因此的功率)的量。第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244尺寸上的限制取決于物理尺寸限制和電感功率損耗(I2R)。還應該注意，在一些升壓變換器中，大電感的使用可在低功率輸入的輸入電壓(Vin)和輸入電流(Iin)的波谷產生電流波形失真。而對于反向電流變換器230則不發生這樣的失真，因為反向電流變換器230是真交流輸入變換器。
第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244的物理尺寸和電感的量還可通過考慮由功率因數校正電源100供給的負載運行特性來確定。例如，如果功率因數校正電源100供給的負載是一個音頻放大器，則第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244的物理尺寸可較小。由于音頻放大器的平均功率輸出通常遠小于音頻放大器的峰值要求，因此第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244的慢的熱時間常數能被用來使其尺寸減到最小。在本實施例中，第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244相對額定臺式功率大小能是小型的。當是小型的時，第一和第二升壓電感(Lp，Ln)234和244還可被監測以防止過溫度條件。
PFC控制器232可是一個能夠引導反向電流變換器230進行功率因數校正以及電壓調節的電路或裝置。引導反向電流變換器230涉及控制第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的開關工作(工作循環)。工作循環的啟動部分基本保持相同的時間中心。換言之，第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246在每個工作循環的一部分中由PFC控制器232同時啟動。PFC控制器232可分別以第一開關控制線路258和第二開關控制線路260選擇性地啟動和去活化(deactivate)第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246。第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的工作循環可由PFC控制器232基于PFC控制器232檢測的電壓和電流來引導。
所示的PFC控制器232檢測在輸入電壓讀出線(sensing line)262上給反向電流變換器230的輸入電壓(Vin)。輸入電壓(Vin)可橫跨反向電流變換器230的輸入側通過在饋線211和公用線214之間的測量來測量。來自電源112的輸入電流(Iin)的量和波形可由電流傳感器264，如電流互感器，Rogowski線圈，電阻分路器或一些用于檢測交流電流的其它機構來測量。電流傳感器264在輸入電流讀出線266上給PFC控制器232提供測量輸入電流(Iin)。測量輸入電流(Iin)可用比例因數(Ka)換算(scale)形成換算的測量輸入電流(Ka*Iin)。
在正直流干線106和負直流干線108上的正直流輸出電壓(+Vcc)和負直流輸出電壓(-Vcc)還可分別在正Vcc讀出線268和負Vcc讀出線270上由PFC控制器232檢測。PFC控制器232還可檢測增加電壓讀出線272上的反向電流變換器230的增加電壓(Vboost)。增加電壓(Vboost)可橫跨反向電流變換器230的輸出側通過第一增加電壓輸出線252和第二增加電壓輸出線254之間的測量來測量。
PFC控制器232的功率因數校正隱含涉及對從電源112供給反向電流變換器230的交流輸入電流(Iin)正弦波形的調節。交流輸入電流(Iin)的正弦波形通過對供給第一和第二升壓電容器240和250的PWM電壓(Vc)正弦波形的調節隱含調節。PWM電壓(Vc)波形通過開關第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246來調節，從而保持一個與供給反向電流變換器230的交流輸入電壓(Vin)的正弦波形大體一致的平均波形。
通過保持PWM電壓(Vc)的平均波形與輸入電壓(Vin)的正弦波形基本相同，諧波被減到最小，并且改進了功率因數。當PWM電壓(Vc)與輸入電壓(Vin)在波形上大體一致時，輸入電流(Iin)的波形形式上也與輸入電壓(Vin)的正弦波形大體一致。因此，從電源112的角度來看，功率因數校正電源100實質上表現為一個電阻性負載。
電壓調節另一方面涉及隨著功率因數校正電源100上的輸入電壓(Vin)和負載變化對PFC控制器232的總電壓增益的控制。電壓增益的控制又涉及控制第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的開關，從而控制PWM電壓(Vc)的量，并因此控制供給第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250的峰值充電電流(Ic)。反向電流變換器230的PWM電壓(Vc)的量可改變，以在正直流干線106和負直流干線108上保持期望的電壓。
如上所述，反向電流變換器230正起一個“反向”放大器的作用。為將直流輸出功率供給直流干線(通過增加電壓(Vboost))，電源112將輸入電流(Iin)“推”入反向電流變換器230。對于流入的輸入電流(Iin)，輸入電壓(Vin)的量根據“跟蹤增益比”應保持在PWM電壓(Vc)的相對值之上。“跟蹤增益比率”定義為交流輸入電壓(Vin)的量與平均交流PWM電壓(Vc)量的期望比。PWM電壓(Vc)是由反向電流變換器230產生的，來給第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250充電到增加電壓(Vboost)。
當輸入電壓(Vin)的相對值與PWM電壓(Vc)量基本相同時(根據跟蹤增益比)，流入反向電流變換器230的輸入電流的量是極小的。當PWM電壓(Vc)的量相對于輸入電壓(Vin)的相對值(根據跟蹤增益比)下降時，流入反向電流變換器230的輸入電流(Iin)量相應增加。類似地，PWM電壓(Vc)的量相對于輸入電壓(Vin)相對值(根據跟蹤增益比)的增加將減小流入反向電流變換器230的輸入電流(Iin)的量。
圖4是類似于Texas Instruments/Unitrode UC3854的PFC控制器232的一個實施例。所示的PFC控制器232包括一個差動放大器402，一個輸入電壓前饋控制回路404，一個輸出電壓反饋控制回路406和一個電流控制內回路408。差動放大器402用一個比例因數(Kin)運行換算在輸入電壓讀出線262上接收的輸入電壓(Vin)到一個確定的電壓值。換算輸入電壓(Kin*Vin)然后被供給輸入電壓前饋控制回路404和輸出電壓反饋控制回路406。
輸入電壓前饋控制回路404包括一個低通(LP)濾波器412，一個乘方(squaring)乘法器和一個除法器416。LP濾波器412運行以提取直流或換算輸入電壓(Kin*Vin)的平均值。LP濾波器412在提取輸入電壓(Vin)平均值之前還可包括輸入電壓(Vin)的整流。當在輸入級功率變換器202(圖2)之前包括橋式整流器時，輸入電壓(Vin)不改變極性，并且因此無需用LP濾波器412整流。乘方乘法器414對LP濾波器412提供的換算輸入電壓(Kin*Vin)的平均值求方。換算輸入電壓(Kin*Vin)的平方值提供作為除法器416的分母。
第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246工作循環的控制可用輸入電壓前饋控制回路404進行。該工作循環可根據從電源112供給功率因數校正電源100的輸入電壓(Vin)(圖1)的范圍來控制。因此，輸入電壓前饋控制回路404提供一種前饋技術，隨著輸入電壓(Vin)的改變，保持輸入級功率變換器202(圖2)以穩定的平均輸入功率工作。在其它的實施例中，可使用其它技術來實現類似的功能。
輸出電壓反饋控制回路406包括一個差動接收器420，一個加法器422，一個積分器424和一個乘法器426。差動接收器420接收來自Vcc讀出線268的正直流輸出電壓(+Vcc)，和來自Vcc讀出線270的負直流輸出電壓(-Vcc)。差動接收器420可換算正直流輸出電壓(+Vcc)和負直流輸出電壓(-Vcc)的差。
在單相應用中，差動接收器420還可包括一個確定增益常數(Kf)。該增益常數可換算差動接收器420的輸出電壓來與差動接收器420的工作電壓兼容。期望的直流輸出電壓(Vref)的換算版本是由加法器422從換算差電壓(2*Kf*Vcc)中減去的。單相電路中的線路電流的失真在輸出電壓反饋控制回路406的響應速度太快時顯著下降。控制因此可用積分器424放慢。積分器424通過在積分器424的輸出中包括一個比例項還可以起比例積分器(PI)控制器的作用。加法器422的輸出被積分器424積分，并且作為電壓糾錯信號(Verr)提供給乘法器426。
電壓糾錯信號(Verr)是表示實際直流輸出電壓(+Vcc，-Vcc)和參考電壓(Vref)之間的誤差信號電壓的高濾波信號。乘法器426將換算輸入電壓(Kin*Vin)乘電壓糾錯信號(Verr)。乘法器426還包括增益常數(Km)用來調節增益系數。結果作為分子提供給除法器416，并且通過換算輸入電壓(Kin*Vin)的平方值來換算。除法器416產生換算版本的期望電流波形(Id)。期望的電流波形(Id)是能基本實現單位功率因數的波形。期望的電流波形(Id)提供給電流控制內回路408。
電流控制內回路408包括一個加法器430，一個誤差信號放大器432和一個開關控制器434。加法器430從期望的電流波形(Id)中減去輸入電流讀出線266上接收的換算測量輸入線路電流(Ka*Iin)，來產生一個電流誤差信號(Ie)。誤差信號放大器積分形成電流誤差信號(Ie)，并且提供比例誤差來驅動開關控制器434，以產生峰值充電電流(Ic)和PWM電壓(Vc)。開關控制器434由比例誤差驅動，通過控制通過反向電流變換器230的跨導來控制反向電流變換器230(圖2)的有效輸入阻抗。
反向電流變換器230的有效輸入阻抗是從輸入電壓(Vin)中減去PWM電壓(Vc)除以輸入電流(Iin)。對有效輸入阻抗的控制控制了交流輸入電流(Iin)波形的定相，并因此控制功率因數。適當量的負電流反饋可有增加反向電流變換器230(圖2)的有效輸入阻抗的效果。反向電流變換器230有效輸入阻抗上的變化可用第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246的工作循環來實現。可選擇性地改變工作循環以調節跨導，并因此調節反向電流變換器230的有效輸入阻抗。
對于圖4所示的PFC控制器232，對跨導的控制主要根據內電流控制回路408的輸入線路電流(Iin)。PWM電壓(Vc)和輸入電壓(Vin)數量上的差可根據輸入電流(Iin)的流動來確定。換言之，較大量的PWM電壓(Vc)(例如，較大的電壓增益)導致較低的峰值充電電流(Ic)。類似地，較小量的PWM電壓(Vc)(例如，較低的增益)導致較高的峰值充電電流(Ic)。根據輸入線路電流(Iin)的量，可調節PFC控制器232的總電壓增益。
開關控制器434包括一個脈寬調制(PWM)調制器436和多個驅動反向電流變換器230升壓開關的門驅動器438。在圖2所示的實施例中，第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246被驅動來控制PWM電壓(Vc)的量。第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246(圖2)可分別經第一開關控制線路258和第二開關控制線路260來驅動。
為了驅動反向電流變換器230，PWM調制器436可以雙邊自然(double edged natural)PWM運行，來優化交錯的使用。對于雙邊自然PWM，調制波形是三角形波形，調制信號是時間的連續變量。因此，PWM調制器以N交錯運行，其中N等于升壓開關和門驅動器438的數目。在所示的實施例中，反向電流變換器230(圖2)包括兩個升壓開關(第一和第二升壓開關(Sp，Sn)236和246)，因此N＝2。如下所述，在其它實施例中可包括其它升壓開關。
圖5是PFC控制器232的另一個實施例，具有與參考圖4所述的結構不同的控制結構。為簡化之目的，下述討論將集中在那些不同之處。在本實施例，電壓增益主要由PFC控制器232根據輸入電壓(Vin)來控制。圖5的PFC控制器232包括差動放大器402，輸入電壓前饋控制回路502，輸出電壓反饋控制回路504和電壓控制內回路506。差動放大器402給輸入電壓前饋控制回路502中包括的加法器510提供換算輸入電壓(Kin*Vin)。
輸出電壓反饋控制回路504包括差動接收器420，加法器422和積分器424，類似于圖4。另外，輸出電壓反饋控制回路504包括一個乘法器512，將換算輸入電壓(Kin*Vin)乘電壓糾錯信號(Verr)。結果提供給加法器510。加法器510從換算輸入電壓(Kin*Vin)中減去電壓糾錯信號(Verr*Km*Kin*Vin)和換算測量輸入電流(Ka*Iin)，產生一個電流誤差信號(Ie)驅動開關控制器506。開關控制器506包括一個PWM調制器516和多個門驅動器518。
與圖4的PWM調制器436類似，PWM調制器516以N交錯運行引導反向電流變換器230中升壓開關的工作循環(在圖2的實施例中，N＝2)。但圖5的PWM調制器516還包括一個附加前饋控制回路。增加電壓(Vboost)作為一個前饋信號在增加電壓讀出線272上提供給PWM調制器516。內電壓控制回路506提供對PWM調制器516產生的調制波形換算的控制。調制三角波形可換算成與期望的增加電壓(Vboost)成比例。附加的前饋控制回路提供從加法器510提供的電流誤差信號(Ie)的增益穩定性。
電壓控制內回路506的電壓增益可根據跟蹤增益比固定。因此，PWM調制器516可是補償升壓電容器上增加電壓(Vboost)中誤差的逆增益。沒有該補償，PWM調制器516的增益會與升壓電容器的增加電壓(Vboost)成比例，即不是固定的而是變化的。對于本控制方法，PFC控制器232包括一個內控制回路(電壓控制內回路506)，它在工作中是線性的，在反向電流變換器230的PWM電壓(Vc)是基于增加電壓(Vboost)控制的振幅時提供電壓控制。類似類型的用于增益穩定性的前饋控制回路還可在參考圖4所述的PFC控制器232中實現。
在圖5的PFC控制器232的實施例中，輸入電壓前饋控制回路502將換算輸入電壓(Kin*Vin)設為電壓控制內回路506的主信號。電壓控制內回路506包括一個電壓增益(1/Kin)。該電壓增益(1/Kin)抵消Kin，并且僅留下輸入電壓(Vin)作為控制信號，在沒有負載的條件下產生PWM電壓(Vc)。因此，在靜態條件下(例如，功率因數校正電源上幾乎沒有或沒有負載)，第一變換器級202(圖2)可用PWM電壓(Vc)跟蹤輸入電壓(Vin)。輸入電壓(Vin)可由PWM電壓(Vc)根據跟蹤增益比來跟蹤。因此反向電流變換器230默認時可不傳送功率。使用圖5的PFC控制器232的反向電流變換器230的運行可最好被說成是反向放大器的運行形式。反向放大器的運行與傳統放大器的運行相反，其中放大器被驅動來有一個預期形式的輸出，而不是通常就是這樣的跟蹤輸入。
由于前饋控制回路以作為主控制信號的換算輸入電壓(Kin*Vin)來運行，來自輸出電壓反饋控制回路504的電壓糾錯信號(Verr)的影響被減至最小。由于電壓控制內回路506提供的前饋控制，電壓糾錯信號(Verr)可被減到最小，而不損害功率因數校正電源100(圖1)的電壓調節。作為用增加電壓(Vboost)的附加前饋控制的結果，乘法器512可僅處理前饋控制的一小部分。另外，乘法器512可有較小的動態范圍。因此，與參考圖4所述的乘法器426相比，乘法器512可沒有它精確，以及也沒有它貴。
在非靜態條件下，圖5的PFC控制器232可使用比較適當量的換算測量輸入電流(Ka*Iin)形式的負電流反饋來控制反向電流變換器230(圖2)的有效輸入阻抗。如上所述，有效輸入阻抗的控制控制了功率因數。
另外，在非靜態條件下，可調節總電壓增益來調節功率因數校正電源100的直流輸出電壓(正和負直流輸出電壓(+Vcc和-Vcc))(圖1)。如上所述，總電壓增益的調節可通過輸出電壓反饋控制回路504進行。當PFC控制器232的總電壓增益變化時，反向電流變換器230可從電源112(圖1)獲得功率，或者將功率以良好的控制方式返給電源112。
因此，輸入級功率變換器202在第一和第三象限對電源112起電源的作用，在第二和第四象限起消耗電源112功率的作用。當PFC控制器232產生小于單位數的總前饋放大器增益時，功率流入反向電流變換器230。當總電壓增益大于單位數時，功率從反向電流控制器232流出流到電源112。
為將PFC控制器232的總電壓增益變到約為單位數，提供控制電壓增益的乘法器512可至少是一個兩象限乘法器(運行在象限二和四)，具有輸入電壓(Kin*Vin)朝著乘法器512的雙極輸入。PFC控制器232的總電壓增益，在不考慮乘法器512和電壓控制內回路506的情況下，可被設置成略大于單位數，通過調節換算放大器(scaling amplifier)402的比例因數(Kin)或加法器中的換算。乘法器512因此可被用來減小總電壓增益。
在這種控制方式中，乘法器512的整個工所需作范圍可是兩象限。乘法器512可是兩象限，因為當加在功率因數校正電源100(圖1)上的負載增加時，輸出電壓反饋控制回路504僅需要偏置乘法器512以電壓糾錯信號(Verr)運行。由于將功率返給電源112的需要會是極少的，所以乘法器512不必支持四象限的運行。
可選地，乘法器512可支持四象限的運行。因此，PFC控制器232可控制反向電流變換器230(圖2)來提供功率，或消耗電源112(圖1)的功率。在支持四象限的運行時，PFC控制器232的總電壓增益，在不考慮乘法器512的情況下，和電壓控制內回路506可設置成基本為單位數。因此，乘法器512可在單位數上或下調節總電壓增益。
當反向電流變換器230(圖2)的升壓電容器已存儲過剩能量時，能量可返給電源112(圖1)。存儲能量過剩的主要原因可在于電源112的電涌以及輸出電壓反饋控制回路504或電壓控制內回路506中的控制過沖。如果升壓電容器上的電壓對輸入和輸出變換器202和204(圖2)有害，PFC控制器232可截止反向電流變換器230的所有開關，直到電壓降到安全水平為止。
圖6是PFC控制器232的另一個實施例。在本實施例中，PFC控制器232包括差動放大器402，輸入電壓前饋控制回路502和電壓控制內回路506，類似于圖5。差動放大器402，輸入電壓前饋控制回路502和電壓控制內回路506都起與圖5實施例類似的作用。圖6的PFC控制器還包括一個輸出電壓反饋控制回路602，與參考圖5所述的輸出電壓反饋控制回路504類似。
然而，輸出電壓反饋控制回路602包括的附加元件有一個整流器604，一個低通(LP)濾波器606和一個加法器608。整流器604，低通(LP)濾波器606和加法器608將測量輸入電流(Iin)引入輸出電壓反饋控制回路602。測量輸入電流(Iin)可用比例因數(Kb)換算，形成換算測量輸入電流(Kb*Iin)換算測量輸入電流(Kb*Iin)可提供給整流器604。整流器604可提供對換算測量輸入電流(Kb*Iin)的整流。當輸入電流(Iin)已整流時，通常就是在輸入級功率變換器202之前包括一個橋式整流器，測量輸入電流不改變極性，并且因此整流器604是不必要的。整流、換算、測量輸入電流(Kb*Iin)的平均由低通(LP)濾波器606濾波。濾波后，濾波、整流、換算的測量輸入電流由加法器608加到電壓糾錯信號(Verr)以提供直流輸出電壓(正和負直流輸出電壓(+Vcc和-Vcc))的“超級調節”。
超級調節可通過檢測輸入級功率變換器202(圖2)吸取的測量輸入電流(Iin)的平均量獲得。然后，可響應測量輸入電流(Iin)的平均量調節直流輸出電壓(正和負直流輸出電壓(+Vcc和-Vcc))。當直流輸出電壓升高時，效果是降低任何有效電源阻抗并且因此增加測量輸入電流(Iin)的平均量。類似地，當直流輸出電壓下降時，有效電流阻抗升高，測量輸入電流(Iin)的平均量降低。如果施加足夠的電流反饋，隨著吸取功率的增加，直流輸出電壓將增加。該響應定義為一個負輸出電阻。
超級調節增加了電壓控制內回路506上使用的瞬時負電流的反饋量。然而，對于較大量的瞬時負電流反饋，如在圖4所示的PFC控制器232的電流控制內回路408中，超級調節是不必要的。但是，對于較小量的負電流反饋，如在圖5和圖6中的，增加瞬時負電流反饋減少了小工作-電壓轉換誤差導致的輸入電流(Iin)失真。當輸入級功率變換器202(升壓變換器)的輸入阻抗變得很低時，PWM電壓(Vc)上的小失真可表現為輸入電流(Iin)上的大失真。通過負電流反饋增加第一功率級變換器202的阻抗可減輕第一功率級變換器202上的線性需求。然而可影響到直流輸出電壓的調節。
與參考圖5所述的PFC控制器232類似，單相PFC電路中線路電流失真由于輸出電壓反饋控制回路602的響應速度太快而顯著降低。圖5和6所示的PFC控制器234的輸出電壓反饋控制回路504和602的響應速度因此可適當放慢。然而，同樣的慢可能使對加負載或輸入電壓(vin)變化的響應很難快速跟蹤。
圖6的超級調節實現了響應速度的改進。改進的響應速度可被實現，即使加入的測量輸入電流(Iin)的反饋還不太快以避免加入輸入電流(Iin)的失真。控制校正信號(電壓糾錯信號(Verr)和整流、換算、測量輸入電流(Kb*Iin))的紋波可定相。紋波可被定相，使凈紋波小于由任何一個控制校正信號單獨提供的紋波。
在圖2中，所示的輸出級功率變換器204接收第一增加電壓輸出線252和第二增加電壓輸出線254上來自反向電流變換器230的增加電壓(Vboost)和電流。可選地，輸出級功率變換器204在增加電壓(Vboost)可直接用來帶動負載時可被省略。在第二功率變換器204中沒有使用全橋(full-bridge)式的情況下，供給輸出級功率變換器204的峰值電流可有效地減半。如上所述，峰值電流已通過對供給輸入級功率變換器202的輸入電壓(Vin)的量加倍來有效地減半。
輸出級功率變換器204可是能夠提供輸入級功率變換器202提供的增加電壓(Vboost)的電壓轉換和輸出級功率變換器204提供的直流輸出功率的電隔離的電路或裝置。舉例的輸出級功率變換器204是一個DC-DC功率變換器，它包括一個半橋串聯諧振開關模式變換器273。在其它實施例中，也可以使用全橋串聯諧振開關模式變換器，或其它任何提供類似功能的開關模式變換器結構。
串聯諧振半橋尤其適于舉例的功率因數校正電源100，因為可能不想迫使第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250每個上的增加電壓在低頻時保持平衡。由于在電源頻率上增加電壓的交流紋波在第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)240和250上可是反相的，可能不能得到平衡的增加電壓(Vboost)。
所示的輸出級功率變換器204包括一個有初級端276和次級端278的變壓器(T1)274。初級端276包括一個第一開關(S3)280，一個第二開關(S4)282，一個諧振電感(Lr)284和一個諧振電容器(Cr)286。第一和第二開關(S3，S4)280和282在一端與相應的第一和第二增加電壓輸出線252和254電耦合，和在另一端與諧振中心點288電耦合。諧振電感(Lr)284串聯耦合在諧振中心點288和諧振電容器(Cr)286之間。
變壓器274包括一個初級繞組290和一個提供次級端278電隔離的次級繞組292。初級繞組290與諧振電容器(Cr)286和電源112的公用線214電耦合。次級端278包括多個次級二極管(BR1)294形成一個橋式整流器。另外，次級端278包括第一次級電容器(C5)296和第二次級電容器(C6)298，用于功率因數校正電源100的直流輸出功率的末級濾波。直流輸出功率包括在正直流干線106上提供的正直流輸出電壓(+Vcc)和在負直流干線108上提供的負直流輸出電壓(-Vcc)。第一次級電容器(C5)296電耦合在正直流干線106與接地299之間。第二次級電容器(C6)298耦合在負直流干線108與接地299之間。
第一和第二開關(S3，S4)280和282可由一個輸出級開關模式控制器(未示出)引導，以串聯諧振斷續開關模式(DCM)控制工作，將增加電壓(Vboost)轉換為第一和第二直流輸出電壓(+Vcc，-Vcc)。輸出級功率變換器204可是未調節的，從而使得第一和第二開關(S3，S4)280和282在開關在零電流關斷時能保持斷續的運行模式。通過控制停滯時間，開關還能在零電壓接通。這就是通常所說的零電壓開關(ZVS)，并且可用于將第一和第二開關(S3，S4)280和282中的開關損耗減到最小。另一方面，對輸入級功率變換器202的控制是利用PFC控制器232并且包括電壓調節，如上所述。因此，輸出級功率變換器204的電壓調節是不必要的。當PFC控制器232控制輸入級功率變換器202給電源112供給功率時，輸出級功率變換器204也可將諧振電流返給諧振中心點288。在起動過程中，輸出級功率變換器204還能立即開始運行，并給第一和第二次級電容器(C5，C6)296和298充電，而不需要單獨的軟起動模式控制。
輸出級功率變換器204的運行頻率可是固定的。輸出級功率變換器204插在輸入級功率變換器202和負載，如音頻放大器102(圖1)之間。在這種結構中，輸出級功率變換器204可足以從負載的開關模式運行中濾出并分離出輸入級功率變換器202可變頻率運行的開關噪聲。功率因數校正電源100可供給一個音頻放大器102(圖1)。輸出級功率變換器204的頻率可與開關模式音頻放大器102運行的固定頻率同步，以避免音頻放大器102的放大音頻輸出信號中的拍音。
由于輸出級功率變換器204提供的過濾，PFC控制器232可引導反向電流變換器230的運行以FM(調頻)運行。由于輸入級功率變換器202沒有諧振，實質的FM是可能的。輸入級功率變換器202的FM使用能改進電磁磁干擾(EMI)控制，并且因此進一步降低可用于消除線路傳導開關噪聲的線路濾波器220的成本，尺寸以及重量。
PFC控制器232和輸出級開關模式控制器也可電隔離相應的開關的門驅動器。因此，PFC控制器232和輸出級開關模式控制器可以是接地，參照在輸出級功率變換器204次級端的接地299。直流輸出電壓(第一和第二直流輸出電壓(+Vcc，-Vcc))可直接用作調節變量。如果PFC控制器232在輸入和輸出級功率變換器202和204的接地參照端上，則在輸入電壓讀出線262和輸入電流讀出線266上提供的信號也應被電隔離。提供調制器516前饋增益控制的Vboost檢測也應被電隔離。
輸出級開關模式控制器也可從第二增加電壓輸出線254供電。這可使得輸出級功率變換器204能被起動，而不用單獨控制的電源給PFC控制器232和輸出級開關模式控制器提供起始功率。
圖7示出功率因數校正電源100的另一個實施例。與圖2類似，功率因數校正電源100可包括一個前置級702。另外，功率因數校正電源100包括一個輸入級功率變換器704和一個輸出級功率變換器706。電源112通過包括饋線712，公用線714和接地716的電源插頭710可給功率因數校正電源100供給范圍約90VAC到約265VAC的單相功率。在其它實施例中，可能有其它的電壓范圍、相位數以及與電源112的互連。
與圖2一樣，前置級702可包括或不包括一個線路濾波器720和一個軟起動電路722。輸入級功率變換器704使用并聯電耦合的第一反向電流變換器726和第二反向電流變換器728起一個升壓變換器的作用。第一和第二反向電流變換器726和728的每個是一個半橋結構，運行與參考圖2所述的反向電流變換器230的相同。
第一反向電流變換器726包括第一和第二升壓開關(Sp1，Sn1)730和732，第一和第二升壓電感(Lp1，Ln1)734和736以及第一和第二升壓二極管(Dp1，Dn1)738和740。第二反向電流變換器728包括第一和第二升壓開關(Sp2，Sn2)750和752，第一和第二升壓電感(Lp2，Ln2)754和756以及第一和第二升壓二極管(Dp2，Dn2)758和760。然而，在本實施例中，第一升壓電容器(Cp)730和第二升壓電容器(Cn)732對于反向電流變換器726和728的每個是公用的。因此，增加電壓(Vboost)，如約380VDC到400VDC，橫跨第一和第二升壓電容器(Cp，Cn)730和732的每個。
第一和第二反向電流變換器726和728以并聯交錯運行，從而獲得紋波電流的進一步減小以及紋波頻率的增加。使用四個升壓開關(Sp1，Sn1，Sp2，Sn2)730，732，750和752，可獲得交錯數目為4(N＝4)。交錯數目為4可提供四個分開約90度的調制矢量。因此，紋波電流到第四級(fourth order)被消除，剩余紋波的振幅減小并且紋波頻率被增加。并聯運行還使得第一和第二反向電流變換器726和728的每個能夠承載參考圖2所述的單個反向電流變換器230約一半的電流。
與前面參考圖2，4，5和6所述的那些類似，反向電流變換器726和728用一個PFC控制器(未示出)控制。PFC控制器提供兩個單獨的PWM調制三角波形，來單獨控制第一和第二反向電流變換器726和728每個的升壓開關(Sp1，Sn1，Sp2，Sn2)730，732，750和752。各三角波形能產生一個調制器，參照分開約180度的角度。兩個三角波形由PFC控制器保持90°相差，來保持四交錯運行。如圖2的實施例，反向電流變換器726和728還可以FM運行來改進EMI。
圖8是示出第一和第二升壓開關(Sp1，Sp2和Sn1，Sn2)730，750和732，752運行的時序圖。第一調制波形802和第二調制波形804表示第一反向電流變換器726的第一和第二升壓開關(Sp1，Sn1)730和732的運行。第三調制波形806和第四調制波形808表示第二反向電流變換器728的第一和第二升壓開關(Sp2，Sn2)750和752的運行。
第一和第二調制波形802和804以及第三和第四調制波形806和808的每個是PWM信號。第一和第二調制波形802和804共享一個基本上的公用時間用于其脈沖的中心，并且對稱調制使其工作循環的和是一個接近單位數的常量。第三和第四調制波形806和808工作循環的和類似地是一個接近單位數的常量。在所示舉例的調制波形，電源112的輸入電壓(Vin)略為負并向更多正電壓過渡，從而具有如第一，第二，第三和第四調制波形802，804，806和808上箭頭所示的工作以及工作趨勢。還示出調制相位圖810，包括四個約90度均勻分開的調制矢量。與圖3相同，每個調制矢量表示一個在四交錯(N＝4)運行的調制波形802，804，806和808。
在圖7中，輸出級功率變換器706可是能夠提供輸入級功率變換器704提供的增加電壓(Vboost)的電壓轉換和輸出級功率變換器706提供的直流輸出電壓電隔離的電路或裝置。舉例的輸出級功率變換器706是一個DC-DC的功率變換器，包括一個在固定頻率運行的半橋串聯諧振開關模式變換器764。輸出級功率變換器706的形式以及功能與參考圖2所述的輸出級功率變換器204類似。在其它實施例中，可使用全橋串聯諧振開關模式變換器，或其它任何提供類似功能的開關模式變換器結構。
圖9是功率因數校正電源100的另一個實施例，與圖7的實施例類似，可包括一個前置級902。另外，功率因數校正電源100包括一個輸入級功率變換器904和一個輸出級功率變換器906。為簡化之目的，僅詳細討論與圖7的不同之處。在圖9的實施例中，輸入級功率變換器904包括第一反向電流變換器910和第二反向電流變換器912。第一和第二反向電流變換器910和912可各為半橋級，電耦合形成全橋變換器。專利`219公開了這種結構。與圖7的類似，第一反向電流變換器910和第二反向電流變換器912能以四交錯(N＝4)來交錯，從而將紋波電流減到最小。四交錯還導致紋波頻率比開關頻率大四倍。
在全橋結構中，第一和第二反向電流變換器910和912共享一個單全橋升壓電容器(C1)914。在這種結構中，全橋升壓電容器(C1)914只經受峰值電壓，而不是峰間電壓。因此，在與圖7的結構相比時，全橋結構導致在全橋升壓電容器(C1)914上需要較小的總電壓(例如，較低的增加電壓(Vboost))。在圖7中，增加電壓(Vboost)橫跨兩個以串聯電耦合的升壓電容器的每個。因此，峰間電壓是增加電壓(Vboost)的兩倍。
在圖9所示的結構中，全橋升壓電容器(C1)914可用電源112的輸入電壓(Vin)如在約90VAC到約265VAC之間充電到增加電壓(Vboost)如在約380VDC到約400VDC之間。第一和第二反向電流變換器910和912中包括的升壓開關(Sp1，Sp2和Sn1，Sn2)的開關頻率也可由于較低的電壓而增加。另外，如前所述，反向電流變換器910和912可以FM運行。因此，可使用較小的線路濾波器916。另外，由于較高的有效開關頻率以及較低的電壓，升壓電感(Lp1，Ln1，Lp2，Ln2)可更小。
由于輸出級功率變換器906橫跨全橋升壓電容器(C1)914電耦合，所以較低的增加電壓(Vboost)被提供給輸出級功率變換器906。然而，對于較低的增加電壓(Vboost)，輸出級功率變換器906上的電流可被加倍。為緩和電流的加倍，提供給輸出級功率變換器906包括的電隔離變壓器(T1)922的初級繞組920的電壓可被加倍。增加電壓(Vboost)可使用也包括在輸出級功率變換器906中的非諧振全橋開關模式變換器924來加倍，如圖所示。全橋開關模式變換器924的使用對于負載，如數千瓦的輸出級功率放大器906而言，可是一個實際應用方案。可選地，全橋開關模式變換器924可以是串聯諧振形式或其它任何形式的提供類似功能的開關模式變換器。
圖10是一個時序圖，示出相應的第一和第二反向電流變換器910和912(圖9)中升壓開關(Sp1，Sn1和Sp2，Sn2)的運行。第一調制波形1002和第二調制波形1004表示第一反向電流變換器910的相應升壓開關(Sp1，Sn1)的運行。第三調制波形1008和第四調制波形1006表示第二反向電流變換器912的相應升壓開關(Sp2，Sn2)的運行。
與圖8類似，每個第一和第二調制波形1002和1004以及第三和第四調制波形1006和1008為PWM信號。另外，共同運行的調制波形共享一個大體上的公用時間用于其脈沖的中心，并且對稱調制使其工作循環的和為一個接近單位數的常量。如前所述的時序圖，輸入電壓(Vin)可為負，并過渡到更多正電壓用來計時，如圖所示。但在圖10的時序圖中，全橋的反向電流變換器910和912(圖9)(兩個半橋)被調制逆相，使電源112的有效輸入電壓(Vin)加倍。需要指出的是，升壓開關Sn1的開關工作與升壓開關Sp2的開關工作相同，升壓開關Sp1的開關工作與升壓開關Sn2的開關工作相同。第一和第二半橋910和912每個的PWM電壓(Vc)是加和的，到PWM電壓(Vc)的兩倍。還示出了調制相位圖1010，包括四個約90度均勻分開的調制矢量。
圖11仍是功率因數校正電源100的又一個實施例，可包括一個前置級1102。另外，功率因數校正電源100包括一個輸入級功率變換器1104和一個輸出級功率變換器1106。在本實施例中，輸入級功率變換器1104包括串聯電耦合的第一全橋1112和第二全橋1114。第一全橋1112包括各為半橋的第一反向電流變換器1120和第二反向電流變換器1122。第二全橋1114包括各為半橋的第三反向電流變換器1124和第四反向電流變換器1126。與圖9類似，第一全橋1112還包括由第一和第二反向電流變換器1120和1122共享的第一全橋升壓電容器(C1)1130，和第二全橋1114包括由第三和第四反向電流變換器1124和1126共享的第二全橋升壓電容器(C2)1132。如上所述，反向電流變換器1120，1122，1124和1126能以FM運行來改進EMI。
圖11的功率因數校正電源100以交錯數目八(N＝8)來運行。由于第一和第二全橋1112和1114是串聯的，所以第一和第二全橋1112和1114的每個僅提供總增加電壓(Vboost)的一半。例如，當期望的總增加電壓約為380VDC時，第一和第二全橋1112和1114的每個可在第一和第二全橋升壓電容器(C1，C2)1130和1132上分別以約190VDC工作電壓運行。因此，PWM電壓(Vc)還可被減少到原來的四分之一。
由于交錯數目為八，與沒有交錯的升壓變換器PFC相比，輸入紋波電流振幅減少到原來的64分之一。另外，紋波頻率增加八倍。進一步地，調制矢量繞四個象限以約45度的間隔放置。實際上，較低的工作電壓為反向電流變換器1120，1122，1124和1126的較高開關頻率作準備。較高的開關頻率使得凈電感量能被減小，遠低于非交錯PFC升壓變換器所需的量。
圖12是圖11所示的功率因數校正電源100的時序圖。定時波形是PWM波形，驅動相應的反向電流變換器1120，1122，1124和1126(圖11)中的每個升壓開關(Sp1，Sn1；Sp2，Sn2；Sp3，Sn3和Sp4，Sn4)。第一和第二調制波形1202和1204表示第一反向電流變換器1120相應升壓開關(Sp1，Sn1)的運行。第三和第四調制波形1206和1208表示第二反向電流變換器1122相應升壓開關(Sn2，Sp2)的運行。第五和第六調制波形1210和1212表示第三反向電流變換器1124相應升壓開關(Sp3，Sn3)的運行。第七和第八調制波形1214和1216表示第四反向電流變換器1126相應升壓開關(Sn4，Sp4)的運行。
定時波形表示到更多負的明顯的負輸入電壓(Vin)，如波形上的箭頭所示。各相應的反向電流變換器1120，1122，1124和1126的升壓開關對(Sp1，Sn1；Sp2，Sn2；Sp3，Sn3和Sp4，Sn4)有工作循環的和約等于單位數，如前所述。還示出了一個調制相位圖1218，包括八個表示每個調制波形1202，1204，1206，1208，1210，1212，1214和1216的調制矢量(N＝8)。調制矢量繞調制相位圖1218離開約45度均勻設置。
在圖11中，輸出級功率變換器1106包括第一次級變換器1140和第二次級變換器1142。舉例的第一和第二次級變換器1140和1142各包括全橋非諧振開關模式變換器1144(斬波器)。在其它實施例中，第一和第二次級變換器1140和1142可各包括串聯諧振或其它任何具有類似功能的開關模式變換器結構。第一和第二次級變換器1140和1142可以一個主控制器(未示出)運行。主控制器可以固定頻率和交錯運行第一和第二次級變換器1140和1142。交錯使正直流干線106和負直流干線108上的紋波頻率加倍。另外，次級功率變換器1140和1142的電容器(C5，C6)中的紋波電流被減小。
第一和第二全橋1112和1114的串聯結構還提供自穩定性。當橫跨第一全橋升壓電容器(C1)1130和第二全橋升壓電容器(C2)1132的電壓大體平衡時，大體相同的放電電流流過第一次級變換器1140和第二次級變換器1142的每個。由于連接在相同的電流路徑中，第一和第二全橋1112和1114處理基本相似的電流。當電壓大體上不相等時，第一或第二全橋升壓電容器1130或1132上有較大存儲電壓的全橋次級變換器1140或1142將釋放相應的存儲電壓，直到電壓達到平衡以及次級變換器1140和1142共享功率并因此共享電流時為止。次級變換器1140和1142都給同一正直流干線106和負直流干線108供給直流輸出電壓。同樣地，次級變換器1140和1142還通過以大體一致的電壓運行來共享功率。
圖13是提供三相功率因數校正(PFC)的功率因數校正電源100的又一個實施例。功率因數校正電源100可包括一個前置級1302。另外，功率因數校正電源100包括一個輸入級功率變換器1304和一個輸出級功率變換器1306。三相電源1312給功率因數校正電源100提供三相交流輸入電壓(Vin)和輸入電流(Iin)。在其它方面，所示的功率因數校正電源100就其功能類似于參考圖2所述的單相實施例。前置級1302包括三相線路濾波器1314過濾EMI，以及第一軟起動電路1316和第二軟起動電路1318處理起動和故障電流，如上所述。
輸入級功率變換器1304包括第一反向電流變換器1322，第二反向電流變換器1324和第三反向電流變換器1326，分別運行在三相的每一相上。反向電流變換器1322，1324和1326共享一個公用三相升壓電容器(C1)1330作為公用增加電壓(Vboost)，在中(mid)電容器電壓嵌入“偽中性(pseudo neutral.)”。如上所述，反向電流變換器1322，1324和1326由PFC控制器控制。PFC控制器(未示出)可生成三個單獨的PWM調制三角波形來控制相應的反向電流變換器1322，1324和1326的升壓開關。
PFC控制器給單個反向電流變換器1322，1324和1326提供的調制能包含三次諧波系列。三次諧波系列產生可加入偽中性點的第三諧波。第三諧波在電源1302提供的輸入電壓(Vin)的動態范圍上能將反向電流變換器1322，1324和1326供給的峰值電壓減小多達約13％。同樣地，增加電壓(Vboost)可小于期望的輸出電壓，因為三次諧波系列的加入將對差進行補償。
例如，當期望的增加電壓(Vboost)約為380VDC到400VDC時，對于電源1312提供的208VAC(delta)輸入電壓(Vin)，輸出電壓可在340VDC到36VDC之下。在沒有三次諧波系列加入的情況下，對于208VAC輸入電壓(Vin)，增加電壓(Vboost)需要的期望電壓約為380VDC到400VDC。在這點上，圖13的輸入級功率變換器1304與參考圖9所述的全橋設計實施例比與參考圖2所述的單相設計實施例有更多的共同之處。
對反向電流變換器1322，1324和1326相間交錯的最佳定相是可變的。每個相位能是兩交錯，然而，三相紋波電流的優化不再像上述單相實施例那樣簡單。對于舉例的輸入級功率變換器1304六交錯是理想的。但對于六交錯，由于有三個相位，紋波電流在反向電流變換器1322，1324和1326開關頻率6倍以下的頻率仍會出現在每個相位上。紋波的不完全消除可能發生在開關頻率的兩倍和四倍。三相線路濾波器1314的EMI過濾的大小可適當確定，從而將該紋波減到最小。應注意的是，每個相位的反向電流變換器1322，1324和1326中的兩交錯在開關頻率的所有奇數倍可能沒有消除紋波。
圖14是一個時序圖，示出用于以兩交錯單獨運行的每個反向電流變換器1322，1324和1326的第一和第二升壓開關(Spx，Snx)的運行。根據所考慮的反向電流變換器，“x”可以是1，2或3。與圖3類似，示出表示第一升壓開關(Spx)運行的第一調制波形1402和表示第二升壓開關(Snx)運行的第二調制波形1404。第一和第二調制波形1402和1404是PWM信號，共享一個大體上的公用時間用于其脈沖的中心。PWM信號對稱調制，使其工作循環的和為接近單位數的常量。在所示舉例的調制波形，電源312的輸入電壓(Vin)可略為負并到正，以具有如第一和第二調制波形1402和1404上箭頭所示的工作以及工作趨勢。
圖14還示出一個調制相位圖1406，相對于表示第二調制波形1404調制的第二矢量1410示出表示第一調制波形1402調制的第一矢量1408的定相。如圖所示，矢量以約180度分開放置。圖13中所示舉例的輸出級功率變換器1306包括一個全橋串聯諧振開關模式變換器1334來減小開關電流，如前所述。在其它實施例中，可使用其它DC-DC開關模式變換器，如斬波器，半橋等。
圖15是一個處理過程流程圖，示出參考圖1-14所述的功率因數校正電源100上述實施例的示范性運行。在框1502，該運行在交流功率以交流輸入電壓(Vin)和交流輸入電流(Iin)的形式從電源供給到功率因數校正電源100時開始。在框1504，啟動一個或多個軟起動電路，通過接通一個或多個電阻限制起動電流實現軟起動。在框1506，輸入級功率變換器的升壓電容器和輸出級功率變換器的電容器已初始充電，軟起動電路通過關斷電阻截止軟起動。
在框1508，PFC控制器控制反向電流變換器中升壓開關的開關，將交流電壓轉換為第一直流電壓。通過將至少一個升壓電容器充電到第一直流電壓的增加電壓來轉換交流電壓。升壓電容器由反向電流變換器提供的PWM電壓(Vc)和峰值充電電流(Ic)充電。在框1510，第一直流電壓供給輸出級功率變換器。在框1512，輸出級功率變換器將第一直流電壓轉換為第二直流電壓。在框1514，第二直流電壓提供到正和負直流干線上，作為功率因數校正電源的直流輸出電壓(+Vcc，-Vcc)。
在框1516，PFC控制器檢測測量電壓和電流。如前所述，測量電壓和電流包括電源的輸入電壓(Vin)、電源的輸入電流(Iin)以及正和負直流干線上的直流輸出電壓。另外，反向電流變換器的增加電壓(Vboost)可被檢測。在框1518，為適應電源提供的可能的輸入電壓(Vin)范圍的目的，PFC控制器考慮來自電源的輸入電壓(Vin)。
如果輸入電壓(Vin)略為負并到正，PFC控制器在框1520增加第一升壓開關(Sp)工作循環的接通時間部分，并且在框1522還減小第二升壓開關(Sn)工作循環的接通時間部分，同時保持相應的工作循環大體上的公用時間中心。第一和第二升壓開關(Sp，Sn)因此在各工作循環的部分中同時閉合。如果在框1518，輸入電壓(Vin)略為正并到負，PFC控制器在框1526減小第一升壓開關(Sp)工作循環的接通時間部分，并且在框1528還增加第二升壓開關(Sn)工作循環的接通時間部分，同時保持相應的工作循環大體上的公用時間中心。
在圖16，在框1530，PFC控制器在框1530考慮反向電流變換器產生的PWM電壓(Vc)波形的平均振幅是大于或是小于輸入電壓(Vin)波形的振幅。如果波形不相等，在框1532，PFC控制器用PWM調制器調節PWM電壓(Vc)的波形，使電壓達到平衡。
在框1534，PFC控制器確定功率因數校正電源的直流輸出電壓(+Vcc，-Vcc)的量是否為低。還可測量增加電壓(Vboost)來確定低的直流輸出電壓，如前所述。如果直流輸出電壓為低，在框1536，總電壓增益減小。PFC控制器的總電壓增益減小，降低了PWM電壓(Vc)的振幅，并因此增加了峰值充電電流(Ic)，使更多功率通過功率因數校正電源從電源供給到直流干線。作為峰值充電電流增加的結果，增加電壓(Vboost)的量也升高。然后運行返回到圖15的框1516，繼續控制功率因數并且調節直流輸出電壓。
現回到框1530，如果PWM電壓(Vc)波形與輸入電壓(Vin)的波形大體上平衡，運行進行到框1534。在框1534，如果直流輸出電壓不為低，在框1538，PFC控制器確定直流輸出電壓(和增加電壓(Vboost))是否為高。如果是，在框1540，總電壓增益增加。峰值充電電流由此減小，并且增加電壓(Vboost)和直流輸出電壓的量下降。然后運行返回到圖15的框1516。在圖16的框1538，如果直流輸出電壓(和/或增加電壓(Vboost))不是高，類似地，工作返回到圖15的框1516來繼續控制。
上述功率因數校正電源的實施例使用交流電源來供給直流負載。功率因數校正電源包括至少一個反向電流變換器進行直流電壓調節和功率因數校正。通過交錯的使用，反向電流變換器還起減小紋波電流并且因此進一步改進功率因數的作用。由于使用了反向電流變換器，功率因數校正電源在沒有橋式整流器的情況下運行，由此除去了初始級。初始級的除去減少了損耗，通過僅有包括反向電流變換器的輸入級，再加上給負載產生期望的調節直流輸出電壓的輸出級。
反向電流變換器由PFC控制器控制，來起一個升壓變換器的作用并提供一個是直流電壓的增加電壓。通過調節反向電流變換器中包括的升壓開關的工作循環，PFC控制器控制反向電流變換器來進行電壓調節和功率因數校正。功率因數校正是基于保持PWM電壓波形的平均值與交流輸入電壓(Vin)波形的值基本上類似。
前饋電壓調節控制還可通過PFC控制器根據到反向電流變換器的測量輸入電壓進行。基于功率因數校正電源的直流輸出電壓(正直流輸出電壓(+Vcc)和負直流輸出電壓(-Vcc))的反饋控制也可用于電壓調節。另外，附加的前饋控制可利用反向電流變換器的測量增加電壓(Vboost)進行電壓調節。反饋控制還可利用流過反向電流變換器的測量電流進一步改進電壓調節。
雖然，已對本發明的不同實施方案進行了說明，但對于本領域的普通技術人員來說在本發明的范圍內可能有更多的實施方案和實施方式是顯而易見。因此，本發明只受到所附的權利要求及其等同物的限制。
權利要求
1.一種功率因數校正電源，包括一個具有輸入和輸出的反向電流變換器；一個與所述反向電流變換器耦合的功率因數校正控制器，其中所述反向電流變換器由所述功率因數校正控制器引導，控制可由電源供給所述輸入的交流線路電流的波形；和一個與所述反向電流變換器的輸出耦合的輸出級功率變換器，其中所述輸出級功率變換器設置成提供隔離和在所述反向電流變換器的輸出提供的直流增加電壓的電壓轉換。
2.如權利要求1所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器設置作為一個升壓變換器，在所述輸入接收未整流的交流電壓，在所述輸出供給直流增加電壓。
3.如權利要求1所述的功率因數校正電源，其中所述功率因數校正控制器設置成控制所述反向電流變換器，調節在所述輸出供給的所述直流增加電壓。
4.如權利要求1所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器由所述功率因數校正控制器以調頻引導，來控制電磁干擾。
5.如權利要求1所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括一對升壓開關，每個都可以工作循環運行，并且被設置成可在大體相同的時間中心閉合，來控制所述交流線路電流的波形。
6.如權利要求1所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括一個升壓電容器和多個升壓開關，所述升壓開關可由所述功率因數校正控制器開關，來給所述升壓電容器充電到所述直流增加電壓。
7.如權利要求1所述的功率因數校正電源，其中所述輸出級功率變換器包括一個固定頻率開關模式功率變換器和一個變壓器，所述固定頻率開關模式功率變換器設置成給直流干線提供直流輸出電壓，所述變壓器具有電隔離，將所述反向電流變換器的開關噪聲減到最小。
8.如權利要求1所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括第一升壓電容器和第二升壓電容器，在中心點耦合，其中所述中心點設置成與所述電源的公用耦合，并且所述第一和第二升壓電容器的每個可被充電到所述直流增加電壓。
9.一種功率因數校正電源，包括一個功率因數校正控制器；一個與所述功率因數校正控制器耦合的反向電流變換器，其中所述反向電流變換器設置成接收未整流的交流輸入電壓并供給直流增加電壓；和一個與所述反向電流變換器耦合的輸出級功率變換器，被設置成接收直流增加電壓并供給直流輸出電壓，其中所述功率因數校正控制器設置有前饋控制，引導所述反向電流變換器，作為隨所述直流增加電壓而變的。
10.如權利要求9所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括一個半橋變換器，所述半橋變換器包括第一升壓電容器和第二升壓電容器經中心點耦合，其中所述中心點設置成與電源的公用線耦合。
11.如權利要求9所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括第一升壓開關和一個第二升壓開關，所述第一和第二升壓開關可僅用一個雙邊自然脈寬調制三角波開關，所述三角波可由所述功率因數校正控制器用前饋控制換算。
12.如權利要求9所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器設置成以交錯運行，所述反向電流變換器可由所述功率因數校正控制器引導以交錯運行，來形成一個脈寬調制電壓，它具有的平均波形與所述未整流的交流輸入電壓的正弦波形大體一致。
13.如權利要求9所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括多個并聯耦合的反向電流變換器，來供給所述直流增加電壓。
14.如權利要求9所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括多個反向電流變換器，耦合形成一個全橋變換器。
15.如權利要求14所述的功率因數校正電源，其中所述全橋變換器可以四交錯運行。
16.如權利要求9所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括多個反向電流變換器，耦合形成多個全橋變換器，其中所述全橋變換器串聯耦合。
17.如權利要求9所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括多個反向電流變換器，所述反向電流變換器的每個設置成與三相電源中的一相耦合。
18.如權利要求9所述的功率因數校正電源，其中所述功率因數校正控制器進一步設置成引導所述反向電流變換器，作為隨所述直流輸出電壓和整流交流輸入電流中的至少一個而變的。
19.一種功率因數校正電源，包括一個反向電流變換器，設置成接收交流輸入電壓和交流輸入電流并供給直流增加電壓，其中所述反向電流變換器包括第一升壓開關和第二升壓開關，具有工作循環，所述第一和第二升壓開關在所述工作循環中可同時閉合；和用于控制與所述反向電流變換器耦合的功率因數的裝置，其中用于控制功率因數的所述裝置設置成控制所述第一和第二升壓開關的工作循環，來調節所述交流輸入電流的波形，改進功率因數。
20.如權利要求19所述的功率因數校正電源，進一步包括將所述直流增加電壓轉換為期望的直流輸出電壓的裝置。
21.如權利要求20所述的功率因數校正電源，其中用于控制功率因數的所述裝置設置成調節所述的期望直流輸出電壓，為隨所述直流增加電壓而變的。
22.如權利要求20所述的功率因數校正電源，其中用于控制功率因數的所述裝置設置成調節所述的期望直流輸出電壓，為隨所述直流增加電壓和所述的期望直流輸出電壓而變的。
23.如權利要求20所述的功率因數校正電源，其中用于控制功率因數的所述裝置設置成調節所述的期望直流輸出電壓，為隨所述直流增加電壓、所述的期望直流輸出電壓和所述交流輸入電流而變的。
24.如權利要求20所述的功率因數校正電源，其中用于轉換所述直流增加電壓的所述裝置設置成將所述的期望直流輸出電壓與所述反向電流變換器電隔離。
25.如權利要求19所述的功率因數校正電源，其中用于控制功率因數的所述裝置設置有前饋控制，控制所述工作循環為隨所述交流輸入電壓量而變的。
26.一種功率因數校正電源，包括一個輸入級功率變換器，包括一個與功率因數校正控制器耦合的反向電流變換器，其中所述反向電流變換器包括一個升壓電容器，一個升壓電感和一對可以工作循環運行的升壓開關，所述升壓開關對設置成在所述工作循環的一部分中同時閉合，來磁化所述升壓電感，所述升壓開關對設置成各在所述工作循環的一部分中斷開，將所述升壓電容器充電到第一直流電壓，其中所述升壓開關對的交錯開關可由所述功率因數校正控制器控制，調節所述第一直流電壓并控制可供給所述輸入級功率變換器的交流輸入電流的波形；和一個與所述輸入級功率變換器耦合的輸出級功率變換器，其中所述輸出級功率變換器設置成將所述第一直流電壓轉換為與所述第一直流電壓隔離的第二直流電壓。
27.如權利要求26所述的功率因數校正電源，其中所述輸入級功率變換器設置成在所述功率因數校正控制器的引導下消耗電源的功率和給所述電源提供功率。
28.如權利要求26所述的功率因數校正電源，其中所述升壓開關對可由所述功率因數校正控制器控制，來形成一個脈寬調制電壓，所述脈寬調制電壓具有平均振幅與交流輸入電壓波形的振幅大體類似的正弦波形，來改進功率因數。
29.如權利要求26所述的功率因數校正電源，其中所述輸出級功率變換器包括一個串聯諧振開關模式變換器。
30.如權利要求29所述的功率因數校正電源，其中所述輸出級功率變換器設置成在斷續電流模式以固定頻率運行。
31.如權利要求26所述的功率因數校正電源，其中所述輸出級功率變換器包括一個全橋開關模式變換器。
32.如權利要求26所述的功率因數校正電源，其中所述輸出級功率變換器包括一個半橋開關模式變換器。
33.如權利要求26所述的功率因數校正電源，進一步包括一個與所述輸入級功率變換器耦合的軟起動電路，其中所述軟起動電路包括多個開關和一個電阻，可選擇性地限制供給所述輸入級功率變換器的交流輸入電流。
34.如權利要求26所述的功率因數校正電源，進一步包括一個與所述輸入級功率變換器耦合的線路濾波器，將電磁干擾減到最小。
35.一種功率因數校正電源，包括一個功率因數校正控制器；和一個與所述功率因數校正控制器耦合的反向電流變換器，其中所述反向電流變換器包括一個輸入和一個輸出，所述反向電流變換器可由所述功率因數校正控制器控制為隨在所述輸出供給的直流增加電壓而變的，來調節所述直流增加電壓的量，所述反向電流變換器還可由所述功率因數校正控制器控制，控制可由電源供給所述輸入的交流輸入電流的波形。
36.如權利要求35所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括一個升壓電容器，所述升壓電容器可充電到所述直流增加電壓。
37.如權利要求36所述的功率因數校正電源，其中所述升壓電容器是多個升壓電容器，所述升壓電容器中的每個可充電到所述直流增加電壓。
38.如權利要求35所述的功率因數校正電源，進一步包括一個與所述功率因數校正控制器耦合的電流檢測裝置，所述電流檢測裝置設置成檢測所述交流輸入電流，所述功率因數校正控制器設置成調節所述直流增加電壓和控制所述交流輸入電流的波形，為隨所述直流增加電壓和所述功率因數校正控制器檢測的所述交流輸入電流而變的。
39.如權利要求35所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器包括一對升壓開關，所述升壓開關對具有工作循環可由所述功率因數校正控制器控制來調節所述直流增加電壓和控制所述交流輸入電流的波形。
40.如權利要求39所述的功率因數校正電源，其中所述升壓開關對設置成在每個工作循環一些部分中同時閉合。
41.如權利要求39所述的功率因數校正電源，其中所述升壓開關對的工作循環可由所述功率因數校正控制器控制到大體為單位數。
42.如權利要求39所述的功率因數校正電源，其中所述功率因數校正控制器設置成將調制波形換算成與所述直流增加電壓成比例，其中所述升壓開關對可由所述功率因數校正控制器用所述調制波形開關。
43.如權利要求38所述的功率因數校正電源，其中所述功率因數校正控制器設置成用輸出電壓反饋回路控制所述直流增加電壓，為隨由所述功率因數校正控制器檢測的所述交流輸入電流而變的。
44.如權利要求35所述的功率因數校正電源，其中所述功率因數校正控制器包括一個輸入電壓前饋控制回路，一個輸出電壓反饋控制回路和一個電壓控制內回路，其中所述直流增加電壓作為前饋控制信號供給所述電壓控制內回路。
45.如權利要求35所述的功率因數校正電源，其中所述反向電流變換器的輸出設置成與輸出級功率變換器耦合，所述輸出級功率變換器包括一個開關模式變換器和一個變壓器，提供隔離和在所述反向電流變換器的輸出提供的所述直流增加電壓的電壓轉換。
46.一種用功率因數校正電源進行功率因數校正的方法，所述方法包括提供具有交流輸入電壓和交流輸入電流的交流電源；用一個由功率因數校正控制器控制的反向電流變換器將所述交流輸入電壓轉換為第一直流電壓；用一個輸出級功率變換器將所述第一直流電壓轉換為第二直流電壓；將所述第二直流電壓供給電力干線來供給負載。
47.如權利要求46所述的方法，其中將所述交流輸入電壓轉換為第一直流電壓包括將所述第二直流電壓調節到一個期望量為隨所述第一直流電壓而變的。
48.如權利要求46所述的方法，其中所述反向電流變換器包括多個升壓電感和多個升壓電容器，和將所述交流輸入電壓轉換為所述第一直流電壓的工作包括用所述交流電源和一個第一升壓電容器磁化所述升壓電感中的一個；和對所述升壓電感中的一個去磁，來給第二升壓電容器充電。
49.如權利要求46所述的方法，其中將所述交流輸入電壓轉換為所述第一直流電壓包括開關所述反向電流變換器中包括的第一升壓開關和第二升壓開關，在大體上相同的時間中心閉合，對也包括在所述反向電流變換器中的第一升壓電感和第二升壓電感順序磁化和去磁。
50.如權利要求46所述的方法，其中將所述交流輸入電壓轉換為所述第一直流電壓包括用所述反向電流變換器生成一個脈寬調制電壓，來給在所述反向電流變換器中包括的一個升壓電容器充電到所述第一直流電壓。
51.如權利要求50所述的方法，其中生成所述脈寬調制電壓包括調節所述脈寬調制電壓的相對量小于所述交流輸入電壓的相對量來給所述電力干線提供功率。
52.如權利要求50所述的方法，其中生成所述脈寬調制電壓包括調節所述脈寬調制電壓正弦波形的平均振幅與所述交流輸入電壓波形的振幅大體類似來改進功率因數。
53.一種用功率因數校正電源進行功率因數校正的方法，所述方法包括提供具有交流輸入電壓和交流輸入電流的交流電源；用一個由功率因數校正控制器控制的反向電流變換器將所述交流輸入電壓轉換為一個直流電壓；減小從所述交流輸入電壓由所述反向電流變換器生成的脈寬調制電壓的量來增加流入所述反向電流變換器的交流輸入電流；和增加所述脈寬調制電壓的量來減小流入所述反向電流變換器的交流輸入電流。
54.如權利要求53所述的方法，其中減小和增加所述脈寬調制電壓的量包括用所述功率因數校正控制器調節所述直流電壓，為隨所述直流電壓而變的。
55.如權利要求53所述的方法，其中減小和增加所述脈寬調制電壓的量包括在靜態條件下用所述脈寬調制電壓跟蹤所述交流輸入電壓。
56.如權利要求53所述的方法，其中減小和增加所述脈寬調制電壓的量包括用所述功率因數校正控制器將一個調制三角波形換算成與所述直流電壓成比例。
57.如權利要求53所述的方法，其中減小和增加所述脈寬調制電壓的量包括用所述直流電壓進行所述直流電壓的前饋控制，和用所述交流輸入電流進行所述直流電壓的反饋控制。
58.如權利要求53所述的方法，進一步包括保持所述脈寬調制電壓的平均振幅與所述交流輸入電壓的振幅大體相同。
59.如權利要求53所述的方法，其中所述反向電流變換器包括第一升壓開關和第二升壓開關，和減小所述脈寬調制電壓的量包括減小所述第一升壓開關工作循環的接通時間部分和增加所述第二升壓開關工作循環的接通時間部分，其中所述第一和第二升壓開關在每個工作循環部分中同時閉合。
60.如權利要求59所述的方法，其中增加所述脈寬調制電壓的量包括增加所述第一升壓開關的工作循環和減小所述第二升壓開關的工作循環。
全文摘要
一種功率因數校正電源包括一個輸入級功率變換器和一個輸出級功率變換器。該輸入級功率變換器包括一個反向電流變換器和一個功率因數校正控制器。該功率因數校正控制器可引導反向電流變換器的運行，來進行功率校正和電壓調節。反向電流變換器由電源供給交流輸入電壓和交流輸入電流。交流輸入電壓由反向電流變換器轉換為直流增加電壓。該直流增加電壓可由輸出級功率變換器轉換為期望的直流輸出電壓。期望的直流輸出電壓可提供在直流干線上，用于功率因數校正電源的負載。
文檔編號H02M3/155GK1578077SQ200410070899
公開日2005年2月9日 申請日期2004年7月23日 優先權日2003年7月24日
發明者G·R·斯坦利 申請人:哈曼國際工業有限公司