專利名稱：臨界連續導電模式功率因數校正器并聯交錯運行方法
技術領域：
本發明屬于開關電源中單相AC/DC功率因數校正器(Active Power Factor Correction，APFC)部分的研究和應用，屬于功率變換器的控制技術領域。
背景技術：
臨界連續導電模式(Boundary Conduction Mode，BCM)Boost APFC變換器，簡稱BCM Boost APFC變換器。因為它可以實現開關管開通的零電流、零電壓(ZCS、ZVS)和消除高壓快恢復二極管反向恢復帶來的損耗，相對于連續(CCM)和斷續(DCM)BoostAPFC變換器來說，它具有較高的轉換效率。圖1和圖2給出了BCM Boost APFC變換器的系統結構和關鍵的工作波形。圖3給出了BCM Boost APFC變換器的開關頻率和輸入電壓的關系曲線。
圖1所示的BCM Boost APFC變換器的控制策略是開關頻率可變的峰值電流控制，其控制過程可分為4個部分(1)輸出電壓調節部分輸出電壓Udc與給定值Udcref的差經過一個PI調節器運算后，輸出為Uvea；(2)電感電流參考值iLref的產生通過一個乘法器，電壓環PI調節器的輸出Uvea乘以變換器的輸入電壓|uac|得到電感電流的參考值iLref，iLref包含了電感電流和輸出電壓的控制信號，因此，可以實現輸入電流和輸出電壓的控制；(3)開關電流的峰值檢測當開關電流的峰值等于參考值iLref時，開關管S關斷，實現電感電流的控制。S關斷時，開關管S的寄生電容和電感L發生諧振，實現開關管S開通的ZVS；(4)電感電流的過零點判斷(ZCD)當檢測到電感電流過零時，開通開關管S，實現電感電流的臨界連續，實現開關管S開通的ZCS，并消除快恢復二極管反向恢復帶來的損耗。
圖2所示的是BCM Boost APFC變換器開關管的PWM信號和臨界連續的電感電流波形。圖中uac為交流輸入電壓，參考值iLref為電感電流的包絡。
圖3所示的BCM Boost APFC變換器的開關頻率fsw和輸入電壓的關系曲線。由圖可見，變換器的開關頻率是可變的。在半個工頻周期內，開關頻率隨輸入電壓幅值的升高而降低，在輸入電壓的峰值處開關頻率最低，而在輸入電壓的過零點處開關頻率最高。
由于電感電流工作在臨界狀態，即介于DCM和CCM之間，BCM Boost變換器具有較高的輸入功率因數。而較大的電感電流紋波增加了EMI濾波器的負擔，使得功率密度降低、成本增加，因此，單開關BCM Boost APFC變換器一般只適用于小功率場合。而在較大功率應用場合，理論上可以采用多個BCM Boost APFC變換器并聯工作，并且令并聯BCMBoost變換器的高頻開關相位均勻錯開，實現電感電流的交錯。這樣可以使總的輸入電流紋波很小，減小EMI濾波器的體積。另外，各個開關管和快恢復二極管均勻分擔電流，可以減小器件的電流應力。因此，并聯交錯的BCM Boost APFC變換器是一個很有吸引力的拓撲。隨著研究的深入，在某些較大功率和要求較高的場合，并聯交錯的BCM Boost APFC變換器將可能代替CCM Boost APFC變換器取得更佳的整機性能。圖4給出了以3個Boost變換器并聯連接的例子，圖5給出了3個交錯的電感電流和交錯后的總電流波形。
圖4所示的是3個BCM Boost變換器并聯交錯的APFC主拓撲。3個Boost變換器在結構上并聯連接，在控制上實現3個Boost變換器均勻承擔總的輸入電流和使3個變換器的電感電流均勻交錯。
圖5所示的是交錯的電感電流波形，雖然單個電感電流的紋波很大，但交錯后總的輸入電流紋波很小，而且，紋波的頻率也可以成倍的增加。
目前，BCM Boost APFC變換器的控制都是采用模擬控制器來實現的。BCM BoostAPFC變換器的并聯交錯一般模式是首先使用專用的模擬IC控制基本的BCM Boost APFC變換器，然后用邏輯電路實現并聯變換器電感電流的交錯。為了避免邏輯電路出現問題，提高并聯交錯電路的工作可靠性，每個變換器都需要一個獨立的模擬IC控制器，這使得電路的元器件數目大大增加，尤其是并聯交錯的數目較大時，實現起來非常復雜。而且，多控制器PWM之間的差異和控制器之間通信延時會影響電感電流均勻交錯的程度，降低輸入電流的質量。而利用數字控制器的靈活性，可以很容易地實現多個BCM APFC變換器的并聯交錯，獲得較大功率輸出，使臨界連續模式Boost Boost APFC變換器在工業中得到較為廣泛的應用，提高APFC變換器的轉換效率和整機性能。
發明內容
本發明的目的在于提供一種BCM Boost APFC變換器并聯交錯運行的方法。
本發明的特征在于它依次含有以下各步驟(1)在數字信號處理器，簡稱DSP內，設定NBCM Boost APFC變換器，簡稱變換器，并聯交錯運行的個數；TsN個變換器并聯交錯運行的控制周期；Tsw各變換器的脈寬調制周期；Tsw/N各變換器交錯移相的時間間隔；TxPRTs和各Tsw的周期寄存器設定值，預先設定；TxCNTTs和各Tsw的定時器計數值；TxCMPR相應各比較器的設定值，預先設定；上述各變換器每個開關周期即Tsw內開關管的開通時間和關斷時間，分別用ton和toff表示
ton=LiLref|uac|,]]>toff=LiLrefUdc-|uac|,]]>其中，Udc為各變換器輸出電壓瞬時值，對各變換器是相同的，|uac|為各變換器輸入電壓瞬時值，對各變換器是相同的；L為各變換器的電感，對各變換器是相同的；iLref為各變換器的電感L上的電感電流參考值，對各變換器也是相同的；iLref是電感電流參考值，是一個電壓信號，正比于Uvea·|uac|的乘積；|uac|、Udc、iLref的采樣周期及采樣間隔；(2)Ts的定時器計數歸零，中斷信號入其中斷入口；(3)1#變換器的定時器T1CNT清零；(4)DSP啟動對|uac|、Udc、iLref的采樣，包括按以下步驟計算iLref(4.1)計算Udcref-Udc；(4.2)把Udcref-Udc的差值輸入PI調節器，得Uvea；(4.3)把Uvea、|uac|輸入一個乘法器，得iLref；(5)DSP依據|uac|、Udc及iLref的值，計算ton，toff，得到各變換器所需得PWM信號，也是當前1#變換器的PWM1信號；(6)當iLref過零即T1CNT的值等于T1CMPR即1#比較器的值時，DSP向1#開關管發出PWM1信號；(7)DSP判斷等待時間等于Tsw/N否，若相等，則向2#開關管發出PWM2信號；(8)重復步驟(7)，一直到DSP發出PWMN信號。
所述的Ts＝4Tsw。
本發明針對BCM Boost APFC變換器一般只適用于小功率場合的限制，提出一種數字無差拍控制方案。該方案只對輸入電壓和輸出電壓采樣，不需要對開關電流峰值檢測以及對電感電流過零點的判斷，實現了開關頻率可變的BCM Boost APFC變換器控制。基于數字控制技術的靈活性，采用采樣頻率可變的方法，使用單DSP較為容易地實現了多個BCM BoostAPFC變換器并聯交錯工作。在多個并聯的BCM Boost變換器中間確定一個為主變換器，其它為從變換器。由于電感電流是臨界連續的，所以可以采用主變換器閉環控制，從變換器開環控制，讓從變換器的電感電流跟隨主變換器的電感電流變化，實現多個Boost變換器在BCM模式下工作。利用軟件實現各個變換器PWM的交錯，使電感電流交錯開來，實現多個BCM Boost APFC變換器的并聯交錯運行。
圖1.BCM Boost APFC變換器的系統結構圖。
圖2.BCM Boost APFC變換器的電感電流波形。
圖3.BCM Boost APFC變換器的輸入電壓與開關頻率的關系圖。
圖4.3個BCM Boost變換器并聯連接拓撲。
圖5.3個交錯的電感電流和交錯后的總電流波形。
圖6.BCM Boost變換器的兩種工作模式。
圖7.BCM Boost變換器的無差拍控制器。
圖8.3個并聯交錯BCM Boost APFC變換器的控制器示意圖。
圖9.數字PWM發生原理示意圖。
圖10.3個變換器PWM交錯120°的原理示意圖。
圖11.并聯交錯控制器的軟件流程圖。
具體實施例方式
本發明提出的無差拍控制器是基于BCM Boost APFC變換器的兩種工作模式得到的，BCM Boost APFC變換器的兩種工作模式如圖6所示，提出的無差拍控制方案如圖7所示。提出的利用可變采樣頻率實現的基于單DSP的多個BCM Boost變換器并聯交錯運行方案，如圖8、圖9和圖10所示。
圖6(a)所示的工作模式中，電感電流iL=|uac|Lton,]]>在圖6(b)所示的工作模式中，iL=Udc-|uac|Ltoff,]]>其中|uac|和Udc是Boost變換器的輸入和輸出電壓瞬時值。由BCM BoostAPFC工作原理可知，iLref是電感電流的包絡，利用iLref可以得到每個開關周期開關管的開通時間和關斷時間，即ton=LiLref|uac|]]>和toff=LiLrefUdc-|uac|.]]>因此，在數字控制器中，可以實時地計算出每個開關周期所需的PWM信號，實現對電感電流的臨界連續控制。
圖7所示的是無差拍控制方案，控制過程可以分為3個部分(1)輸出電壓Udc與給定值Udcref的差經過一個PI調節器輸出為Uvea，然后，Uvea乘以變換器的輸入電壓|uac|得到電感電流的參考值iLref，即電感電流的包絡；(2)利用采樣得到的輸入電壓、輸出電壓瞬時值和電感電流參考值iLref，計算出所需導通時間ton和關斷時間toff；(3)根據計算出的ton和toff得到所需的驅動PWM信號，實現BCM Boost APFC變換器的控制。
圖8所示的是以3個BCM Boost APFC變換器為例的并聯交錯控制器示意圖。圖中1#為主變換器，采用閉環控制，2#和3#為從變換器，采用的控制方式是開環。另外，3個變換器的驅動脈沖PWM1，PWM2，PWM3的周期和占空比都是一樣的，只是在高頻開關相位上錯開了 來實現3個電感電流的均勻交錯。
本文采用的是TI TMS320LF240X這類低成本的DSP控制芯片。驅動脈沖選用的是定時器1的T1PWM、定時器2的T2PWM和定時器3的T3PWM，控制程序采用定時器4的中斷來實現。圖9和圖10所示的是高頻開關相位錯開了120°的3個PWM的軟件實現原理。
圖9所示的是TMS320LF240X定時器的PWM發生原理。驅動信號TxPWM(x＝1～4)是由該定時器的計數器TxCNT的值和比較寄存器TxCMPR的值比較產生的，本發明中選用的是低有效模式，即TxCNT的值低于TxCMPR時，TxPWM輸出為高電平。
圖10所示的是軟件實現3個PWM交錯120°的原理示意圖。本發明中的并聯交錯BCM Boost變換器的開關頻率是可變的。，為了實現3個電感電流的均勻交錯，采樣頻率也是可變的，隨開關頻率的變化而變化。3個BCM Boost變換器使用的驅動脈沖分別是T1PWM、T2PWM和T3PWM，定時器的周期寄存器T1PR、T2PR和T3PR決定各自通道TxPWM的周期Tsw，周期寄存器T4PR決定控制周期Ts。并且，Tsw和Ts皆是可變的。采用定時器4的下溢中斷，即在計數寄存器T4CNT計數到零時響應中斷，執行控制程序。因為開關頻率是可變的，每次中斷都要改變交錯的時間值 所以，為了能夠得到均勻的交錯PWM，必須要使定時器4的計數器T4CNT和定時器1的計數器T1CNT同時計數到零來實現一個相位的同步，即要保證開關周期和采樣周期之間是一個整數倍的關系。綜合考慮控制程序的大小和控制器的性能，選擇Ts＝4Tsw，如圖10所示。
在數字控制器中，當定時器4的計數器T4CNT計數到零時，進入下溢中斷立即將T1CNT清零，然后啟動T1的PWM功能，同時禁止T2和T3的PWM功能。延遲 后，將T2CNT清零，啟動T2的PWM功能，同時禁止T3的PWM功能。再延遲 后，將T3CNT清零，然后啟動T3的PWM功能。這樣就實現3個高頻PWM 120°的相位交錯。
圖11所示的是以3個BCM Boost APFC變換器為例的并聯交錯控制器的軟件流程圖。
權利要求
1.臨界連續導電模式功率因數校正器的并聯交錯運行方法，其特征在于，它依次含有以下各步驟(1)在數字信號處理器，簡稱DSP內，設定N臨界連續導電模式功率因數校正器，簡稱變換器，并聯交錯運行個數；TsN個變換器并聯交錯運行的控制周期；Tsw各變換器的脈寬調制周期；Tsw/N各變換器交錯移相的時間間隔；TxPRTs和各Tsw的周期寄存器設定值，預先設定；TxCNTTs和各Tsw的定時器計數值；TxCMPR相應各比較器的設定值，預先設定；上述各變換器每個開關周期即Tsw內開關管的開通時間和關斷時間，分別用ton和toff表示ton=LiLref|uac|,]]>toff=LiLrefUdc-|uac|,]]>其中，Udc為各變換器輸出電壓瞬時值，對各變換器是相同的，|uac|為各變換器輸入電壓瞬時值，對各變換器是相同的；L為各變換器的電感，對各變換器是相同的；iLref為各變換器的電感L上的電感電流參考值，對各變換器也是相同的；iLref是電感電流參考值，是一個電壓信號，正比于Uvea·|uac|的乘積；|uac|、Udc、iLref的采樣周期及采樣間隔；(2)Ts的定時器計數歸零，中斷信號入其中斷入口；(3)1#變換器的定時器T1CNT清零；(4)DSP啟動對|uac|、Udc、iLref的采樣，包括按以下步驟計算iLref(4.1)計算Udcref-Udc；(4.2)把Udcref-Udc的差值輸入PI調節器，得Uvea；(4.3)把Uvea、|uac|輸入一個乘法器，得iLref；(5)DSP依據|uac|、Udc及iLref的值，計算ton，toff，得到各變換器所需得PWM信號，也是當前1#變換器的PWM1信號；(6)當iLref過零即T1CNT的值等于T1CMPR即1#比較器的值時，DSP向1#開關管發出PWM1信號；(7)DSP判斷等待時間等于Tsw/N否，若相等，則向2#開關管發出PWM2信號；(8)重復步驟(7)，一直到DSP發出PWMN信號。
2.根據權利要求1所述的臨界連續導電模式功率因數校正器的并聯交錯運行方法，其特征在于，所述的Ts＝4Tsw。
全文摘要
臨界連續導電模式功率因數校正器的并聯交錯運行的方法屬于功率變換器控制技術領域，其特征在于它是數字無差拍控制方法，它是采用單個DSP，在多個并聯的BCM Boost變換器中確定一個為主變換器，用閉環控制，其余為從變換器，用開環控制。在開關頻率可變、采樣頻率可變的條件下，使從變換器的電感電流跟隨主變換器的電感電流，實現了多個BCM Boost APFC變換器并聯交錯運行。它只對輸入電壓和輸出電壓采樣，不需要在硬件上對開關電流的峰值檢測以及對電感電流過零點的判斷，也能得到較大功率輸出，控制也更為簡單。
文檔編號H02J3/46GK1599188SQ20041000947
公開日2005年3月23日 申請日期2004年8月20日 優先權日2004年8月20日
發明者蔣志宏, 劉亞東, 黃立培 申請人:清華大學