專利名稱：高壓電源的制作方法
技術領域：
本發明涉及電源技術，更準確地說，涉及具有改進的千伏/體積特性的高壓電源。
本發明背景一般的電壓源(例如，給高壓負載提供DC功率的電壓源)使用電源電子線路，后者包括提供電壓遞增和輸入與輸出之間隔離的變壓器以及合理配置的用于從變壓器的輸出產生所需高壓的電壓倍增級。由于象絕緣要求、工作頻率、電壓倍增器的典型輸入(例如，25V)所要求的電壓倍增器中大量的倍壓級、以及電源電子線路中磁性元件(電感器和變壓器)的大小這些因素，通常，航空航天應用的高壓電源尺寸都很大，一般大于0.5立方英尺。而且，由于連續的倍壓級的工作特性的緣故，在負載下常常增大輸出電壓脈動和電壓降。
發明慨述本發明的一個方面針對高壓電源。根據一個方面，本發明針對連續可變的高壓電源。根據本發明實施例的高壓電源包括功率比例換算部分、推挽變換器以及電壓倍增器，所述功率比例換算部分接收輸入電壓信號并將輸入電壓信號轉換成可控DC電壓；所述推挽變換器用于將可控DC電壓轉換成高頻波；而所述電壓倍增器接收由推挽變換器產生的高頻波并執行連續的倍增操作以便產生高壓DC輸出。本發明的另一方面針對提供高壓電源的方法。根據本發明實施例的提供高壓電源的方法包括接收輸入電壓信號，并在功率比例換算部分將輸入電壓信號轉換成可控DC電壓；使用推挽變換器將可控DC電壓轉換成高頻波；以及接收由推挽變換器產生的高頻波，并執行連續的倍壓操作，產生高電壓DC輸出。
附圖的簡要說明從以下結合附圖所進行的說明，對本發明的更加完整的理解將變得更加清楚，附圖中
圖1是根據本發明實施例的高壓電源系統的功能方框圖；圖2是根據本發明實施例的電源電子線路模塊的功能方框圖；圖3是根據本發明示范性實現方案的高壓電源系統的電源電子線路模塊的原理說明圖；圖4是根據本發明示范性實現方案的高壓電源系統的電壓倍增器模塊的原理說明圖；圖5是根據本發明實施例的高壓電源的電源電子線路控制模塊的功能方框圖；圖6是根據本發明示范性實現方案的高壓電源系統的電源電子線路控制模塊的原理說明圖；圖7A-7E圖解說明根據本發明示范性實現方案的高壓電源的電路板互連配置；圖8是根據本發明實現方案的電壓倍增器絕緣系統的截面圖；以及圖9是根據本發明示范性實現方案的高壓電源的電壓倍增器的倍壓級布局的原理說明圖。
詳細說明參照附圖閱讀以下詳細說明，本發明的其它方面和優點將變得顯而易見。
圖1說明根據本發明的原理的高壓電源(HVPS)10的功能方框圖。一般地說，HVPS 10將DC(直流)或AC(交流)電壓轉換成隔離的、高精度的、連續可調的高DC電壓(例如，大約幾十千伏(KV))。根據本發明的原理配置的電源10可以具有高達0.6KV/in3(立方英寸)的KV/體積和高達30KV/1b(磅)的KV/重量。可以將電源自然冷卻(例如，對流冷卻)并在寬的環境條件下(例如，從海平面上到外層空間)工作。
圖1中示出的HVPS 10包括三個主要模塊電源電子線路模塊100；電壓倍增器模塊200；以及電源電子線路控制模塊300。電源電子線路模塊100將輸入的AC或DC電壓轉換成可調節的DC電壓，然后，將可調節的DC電壓轉換成高頻波，在最佳實施例中所述高頻波是方波，其振幅可調。在本發明的一個實現方案中，由電源電子線路模塊100產生的高頻波具有比大約20KHz更高的頻率。在本發明的一個最佳實施例中，由電源電子線路模塊100產生的高頻波具有大約100KHz的頻率。電源電子線路模塊100以高頻工作，減少了對體積龐大而且沉重的電抗元件的需求。此外，高頻工作提高了HVPS 10的功率密度并且由于以下詳細討論的原因而減小了負載條件下輸出電壓的脈動和電壓降。電源電子線路模塊100的高頻變壓器提供了輸入和輸出之間的隔離。
電壓倍增器模塊200將電源電子線路模塊100輸出的高頻波轉換成高壓。在本發明的一個實現方案中，電壓倍增器模塊200能夠輸出高達大于大約1KV DC的可調電壓。在本發明的一個最佳實施例中，電壓倍增器模塊能夠輸出高達大約30KV DC的可調電壓。使用更大數目的倍壓級，可以進一步提高HVPS 10輸出的上限。為電壓倍增器模塊200提供絕緣系統250。絕緣系統250(下面將詳細討論)允許小體積中的高電壓。控制模塊300根據模擬或數字指令信號以閉環形式調整電源電子線路模塊100的輸出波的振幅。
更準確地說，電源電子線路模塊100接收功率信號(例如，28V DC)和表示連續可變高壓電源輸出電壓(例如，在0至30KV范圍的DC)的可變指令信號(例如，0-10V DC)。在電源電子線路模塊100中，使用所謂”補償變換器”將輸入電壓變換成隨所需輸出電壓而變的可控DC電壓。然后，推挽變換器用于將所述電壓變換成高頻波電壓(例如，具有振幅大約為0至1KV的方波)。使用電源電子線路模塊100和電源電子線路控制模塊300之間的反饋信號，閉環控制系統確保HVPS 10的輸出電壓遵循所述指令。
圖2是根據本發明實施例的電源電子線路模塊100的功能方框圖。正如在圖2中所見，電源電子線路模塊100包括功率比例換算部分130；推挽變換器140；以及電源部分120。功率比例換算部分130是補償變換器，它接收輸入功率信號(例如，28V DC)和表示所需高壓電源輸出電壓的比例控制信號。功率比例換算部分130包括開關元件Q1，通過從電源電子線路控制模塊300接收的開關選通信號來控制開關元件Q1的接通/斷開，以便將輸入功率信號轉換成可控DC電壓(例如，0至28V范圍內的電壓)。
使用下面將更詳細討論的高頻變壓器配置，推挽變換器140將功率比例換算部分130的輸出轉換成高頻波電壓(例如，具有0-1KV峰值的電壓)。根據本發明實現方案，由推挽變換器140產生的高頻波是方波，從而便于后面的電壓倍增并改善了穩定性，包括HVPS 10的低電壓降和脈動電平。推挽變換器140提供絕緣以及輸入和輸出之間的電壓遞增。由推挽變換器140輸出的高壓使電壓倍增器模塊200可以利用較少的倍壓級實現所需的輸出電壓范圍。例如，如果HVPS 10的最大所需輸出電壓為30KV DC，推挽變換器輸出0至1KV，那么電壓倍增器就可以用16個倍增級來實現。在所述實現方案中，提供額外的倍壓級補償每一個電壓倍增級上的二極管兩端的電壓降，補償負載的電壓降，以便保證在整個輸出負載范圍內能夠獲得30KV DC的輸出電壓，30KV DC的輸出電壓可能會在電壓倍增器模塊的每一級上引起損耗。在下面討論的本發明的一個實現方案中，所述各倍壓級被分配到兩塊電路板(例如，每快電路板8級)。
電源部分120接收輸入功率信號，并為電源電子線路控制模塊300的各種不同的電路產生電源電壓(例如，5V、15V)。電源部分120是任選的組成部分，在這種情況下，電源電壓可以由外部提供。
圖3圖解說明根據本發明實現方案的電源電子線路模塊100的示意的細節，包括功率比例換算部分130、推挽變換器140和電源部分120的示范性實現方案細節。正如在圖3中可見，功率比例換算部分130的示范性實現方案(通過連接件P、N)連接成接收輸入功率信號，所述輸入功率信號在圖3的示范性實現方案方案中是DC功率信號。功率比例換算部分130包括開關元件Q1(例如，IRF 530 MOSFET)，控制開關元件Q1的占空因數，可以根據從電源電子線路控制模塊300接收的開關選通信號G1P來按比例變換輸入電壓。圖3所示的功率比例換算部分130包括將選通信號G1P應用于開關元件Q1的電阻器R1和R2。功率比例換算部分130還包括濾波裝置，它包括電感器L1以及電容器C7和C8，用于對按比例變換的輸出電壓進行平滑/濾波；以及RC配置，它包括電阻器R4、R5和電容器C11，用于產生表示功率比例換算部分130的輸出的反饋信號VF，所述反饋信號VF被反饋給電源電子線路控制模塊300。電阻器R4、R5起分壓器作用，產生反饋信號VF，電容器C11對反饋信號進行濾波。功率比例換算部分130還包括電容器C1、C3和二極管D2，所述電容器C1和C3用于對輸入電壓進行濾波，以便減小輸入電壓的噪音，二極管D2是用于圖3的補償變換器裝置的續流二極管。
推挽變換器140包括高頻變壓器T1(例如，匝數比為1∶1∶36的變壓器)和一對開關Q1和Q2，所述高頻變壓器提供輸入和輸出之間的電壓隔離和遞增，根據接收的電源電子線路控制模塊300的開關選通信號G2P和G3P來轉換開關Q1和Q2。開關Q1和Q2可以是以高速率(例如，100KHz)轉換的MOSFET類型的半導體開關(例如IRF 530)。
這樣，與變壓器T1的初級繞組連接的開關Q2和Q3就將高頻電壓提供給變換器，高頻電壓由變壓器T1升壓，以便輸出給電壓倍增器模塊200。推挽變換器140還包括以下配置用于向開關Q2提供開關選通信號的電阻器R6、R7和用于向開關Q3提供開關選通信號的電阻器R10、R11。
根據圖3的實現方案的電源部分120包括第一電壓供給部分122和第二電壓供給部分124。如圖3中所示，第一電壓供給部分122可以使用15V穩壓器U1(例如，7815集成電路)來實現。圖3中第一電壓供給部分122的簡圖包括用于對輸入電壓進行濾波的電容器C2；用于對15V穩壓器U1的輸出電壓進行濾波的電容器C4和C5；以及作為旁路二極管的反饋二極管D1。第二電壓供給部分124可以使用5V穩壓器U2(例如，7805集成電路)來實現。圖3中第二電壓供給部分124的簡圖包括用于輸入濾波和輸出濾波的電容器C6和C9；以及旁路二極管D4。用于圖3中說明的示范性實現方案的電源模塊120還包括第三電壓供給部分126，后者向功率比例換算部分130的開關元件Q1提供15V隔離電壓。第三電壓供給部分126包括隔離的DC到DC的變換器U3(例如，AA5-15集成電路)和濾波電容器C10、C12、C13。
圖4說明電壓倍增器200的實施例的電路配置。電壓倍增器包括多個倍壓級210-1、210-2、...、210-n，其中每一個倍壓級包括多個電容器和二極管。如在圖4中看到的，每一個倍壓級包括兩個分路，每一個分路具有一對二極管。本專業的技術人員將明白，倍壓級數目和各個元件的值將控制電壓倍增。例如，在一種配置中，電容器可以具有0.1微法拉的值，并可以配置16級(例如，分配到兩個電路板中)，當輸入給電壓倍增器模塊200的波形最大峰值為1KV時，就允許倍增到30KV DC。本專業的技術人員將明白，將需要根據所需的輸出電壓電平來選擇元件和倍壓級數目的其它額定值。
圖5是根據本發明實施例的電源電子線路控制模塊300的功能方框圖。如圖5中所見，電源電子線路控制模塊300包括用于產生高頻時鐘信號的時鐘發生器310；用于為電源電子線路模塊100的推挽變換器140的開關Q2和Q3產生開關選通信號的變換器選通信號發生器320；以及用于產生電源電子線路模塊100的功率比例換算部分130的開關Q1的開關選通信號的比例換算部分選通信號發生器330。比例換算部分選通信號發生器330根據表示所需輸出電壓和功率比例換算部分130的反饋VF信號的指令信號，控制功率比例換算部分130的開關Q1的占空因數，所述反饋VF信號表示輸出給推挽變換器140的換算電壓幅度。
圖6是根據本發明的示范性實現方案的電源電子線路控制模塊300的原理說明圖。在圖6中，利用”或非”門序列U1A、U1B、U1C和U1D(例如，雙輸入”或非”門CMOS集成電路序列(4001))來實現時鐘發生器310，產生門時鐘信號Dr2和Dr3。由”或非”門U1C輸出的門時鐘信號Dr2與”或非”門U1D輸出的門時鐘信號Dr3的相位相差180度，以便驅動推挽變換器140的開關元件Q2、Q3，使得一次只有一個開關元件接通。時鐘發生器310還包括用于按照Dr2、Dr3產生脈沖頻率的電路，所述電路包括電容器C1；電阻器R1、R2、R3；以及二極管D1。
可以使用高速功率MOSFET驅動器(例如，IR 2125集成電路)來實現圖6中的變換器的選通信號發生器320。第一驅動器322根據時鐘信號Dr2產生門開關信號G2P，第二驅動器電路324根據接收的時鐘發生器310的時鐘信號Dr3產生門開關信號G3P。圖6中的比例換算部分選通信號發生器330包括控制電路334，所述控制電路334根據輸入的指令電壓Vcmd和功率比例換算部分130的反饋信號VF產生比例控制信號Dr1。在圖6說明的實現方案中，控制電路334包括產生Dr1的轉換模式電源控制器集成電路(例如，TL 494集成電路)。控制電路334包括外部元件，后者包括芯片生產產家推薦的各種電阻器和電容器并用于確定PWM操作的開關頻率。高速MOSFET功率驅動器336根據轉換控制信號Dr1，為功率比例換算部分130的開關Q1產生開關選通信號G1P。可以使用眾所周知的集成電路(例如，IR 2125高速功率MOSFET驅動器)來實現功率驅動器336。圖6中說明的電源電子線路控制模塊330還包括控制增益元件332，所述控制增益元件包括為控制電路334產生控制信號的電阻器R8-R11和晶體管Q1的配置。控制增益元件332接收外部指令電壓Cmd并產生Vcmd，在所述實現方案中，Vcmd是相對于Cmd按比例變換后的電壓。作為對功率比例換算部分130的輸出電壓的閉環控制的一部分，進行所述按比例變換，以便于在指令信號和反饋信號VF之間進行比較。控制增益元件332還設置了控制電路334(Vdtc輸入)的空閑時間控制功能。
圖3、4和6圖解說明了根據本發明示范性實現方案的示意的細節。正如本專業的技術人員將明白的，所示的專用元件和數值可以用相同的功能元件和合適的組合代替，以達到相同的功能結果(例如，晶體管類型可以更換)。而且，幾個元件或元件組合的功能可以合并成單個元件(例如，應用專用的集成電路(ASIC)、混合裝置等)。另外，方案的功能部分可以由其它系統提供。例如，電源部分120可以由合適的外部電源代替。正如所示電路說明的，本專業的技術人員將明白，各種電路的配置可以用于實現相似的功能。
圖7A-7E(總體稱作為”圖7”)說明根據本發明示范性實現方案的HVPS 10的電路板互連配置。在所述實現方案中，第一電路板(電路板1)安裝了與電源電子線路控制模塊300相關的電路，第二電路板(電路板2)安裝有與電源電子線路模塊100相關的電路。與電壓倍增器模塊200相關的電路被分配在兩塊附加的電路板(電路板3、電路板4)中。圖7中說明的實現方案的電路板使用了多個跳線J1-J6，以便提供各種不同的電路板和外部連接件之間的連接。在圖7中說明的電路板配置中，控制板(電路板1)和電源電子線路板(電路板2)設置在電壓倍增器板(電路板3、4)的下面。電路板1和電路板2之間的間距可以大大小于電路板3和電路板4之間的間距(例如，與電路板3和電路板4之間的大約2.0cm的間距相比約為0.5cm間距)。電路板2和電路板3之間的間距至少應該盡可能大于電路板3和電路板4之間的間距。
圖8圖解說明用于為根據本發明實現方案的電壓倍增器模塊200的電路板提供改進的絕緣的絕緣系統250。絕緣系統250通過控制多層絕緣系統中的電場來提高擊穿電壓的幅度。絕緣系統250由n個絕緣層252-1、...、252-n和m個置于連續的絕緣層之間的非常薄(例如，小于約1mm)的導電帶254-1、...、254-m構成。252-1、...、252-n中的每一層都由合適的絕緣材料(例如，聚合絕緣材料)構成。導電帶254-1、...、254-m中的每一個的寬度用Ka表示，每一個絕緣層的厚度用b表示，復合的絕緣系統250的寬度用A表示，復合絕緣系統的厚度用B表示。在本發明的一個實施例中，在電壓倍增器板(例如，圖7中的電路板3和4)的兩面都設置有倍增器絕緣復合層。
在每一層252中，導電帶254-1、...、254-m都相對于相鄰層的導電帶對稱地移動恒定距離，所述距離由使絕緣層耐壓最高的移動因數確定。復合絕緣體中的電位分布可以根據不同設計參數的Laplace方程的解來確定，以便降低電場。絕緣系統250的基本原理在標題為”Design of Field-Controlled Multilayer InsulationSystem”，IEEE Transactions on Electrical Insulation，Vol.E1-21，No.2，April 1986，的論文中作了詳細說明，并通過引用全部結合在本說明書中。應該明白，絕緣系統250的參數(例如，n和m)將取決于具體的應用和HVPS 10的特性。
如圖9所示，為了改善熱耗散并且能夠在給定區域布置更多的電壓倍增器電容器，本發明的一種實現方案將級聯的倍壓級電容器410布置成與二極管420有關的鋸齒形圖案。通過把絕緣和這里說明的熱控制技術相結合，可以減小電壓倍增器板之間的元件的空間和間隙，從而減小HVPS 10的尺寸。
已經對本發明的實施例和示范性實現方案進行了詳細的說明，下面將說明這些實施例和示范性實現方案的特征和優點。正常情況下，在高壓電源的應用中，正弦波用作電壓倍增器的輸入。不能直接產生高頻正弦波，而產生高頻方波則沒有問題。而且，如上所述，輸入到電壓倍增器模塊200的方波便于電壓倍增并提高負載下的HVPS10的穩定性。這樣，在最佳實施例中，HVPS 10使用高頻方波作為電壓倍增器模塊200的輸入。
正常情況下，由于絕緣的需要和需要許多倍壓級，高壓電源的尺寸是大的。如果試圖使用高壓方波作為通常電源的電壓倍增器的輸入，那么，出現在電壓倍增器的各級中的高壓方波往往在彼此相對地具有高的電壓差元件端子之間引起飛弧(火花)。因此，試圖使用高壓方波的高壓電源不可能使尺寸做得很小。本發明的HVPS 10在一塊小板上使用高壓電平的高頻方波。
使用高頻工作的一個優點是減小磁性元件(即，推挽變換器中的絕緣/升壓變壓器和補償變換器中的電感器)。正如從下面的討論中將看到的，使用高頻工作的另一個原因是減小輸出電壓的脈動和負載的電壓降。
輸出電壓的脈動由以下公式給定δV=IfCn(n+1)4=q2(1C1+2C2+···+nCn)]]>(公式1)其中，n為電壓倍增器中的倍壓級數目，q為每個周期中從電容器轉移到負載的電荷。設C1＝C2＝...＝Cn，則輸出電壓的脈動變為δV=qCn(n+1)4=IfCn(n+1)4]]>(公式2)正如所見，隨f的增加，δV將減小。這就是高頻工作的一個優點。
由從電容器吸取并轉移到負載上的電流引起的負載的輸出電壓降(ΔV0)由下式給出ΔV0=IfC(2n33+2n22+···-n3)]]>(公式3)對于n＞5的條件下，上述關系可以簡化為ΔV0≅IfC2n33(n>5)]]>(公式4)或ΔV0≅qC2n33(n>5)]]>(公式5)正如從公式可看到的，隨f的增加，ΔV0將減小，結果，最大輸出電壓將增大。最大輸出電壓由下述方程給出V0，max＝n(2Vmax，noload)-ΔV0(公式6)在本發明的HVPS 10中，通過印刷電路板和絕緣設計的實現方案來解決由使用高頻方波引起的飛弧的電壓問題。關于絕緣來說，可以使用利用絕緣材料的整體而不是其表面的磁場可控型介質材料。已知所述絕緣體具有所述表面的絕緣強度的至少10倍的絕緣強度。因此，可以奇跡般地減小裝有電壓倍增器的電路板的尺寸。利用絕緣層的專門設計，就可以強制電場穿透絕緣強度很高的材料，而不是停留在表面上。
電源電子線路控制模塊300具有兩個主要任務。第一個主要任務是根據指令信號(例如0至10V DC之間的模擬指令信號)，控制所述補償變換器從源電壓產生按比例變換的電壓。閉環控制通過調節MOSFET開關的占空因數來調節補償變換器輸出電壓幅度，以便根據指令信號把電源的高壓輸出控制在0至30KV之間。電源電子線路控制模塊300的第二個主要任務是產生推挽變換器的MOSFET開關的門脈沖。在一個實現方案中，這些開關以50％的占空比和100KHz的轉換頻率工作。在一個最佳實施例中，選擇模擬控制來控制補償變換器，以便利用它的高速特性的優點(即在輸入指令的毫秒級范圍內實現穩定的輸出電壓)。為了實現在100KHz的轉換率下使用數字控制的參考跟綜，需要一個大的且昂貴的微控制器或DSP板。模擬控制可以在合理的尺寸和成本上保證十分良好的結果。
本發明的HVPS 10的特征在于小尺寸和重量(尺寸5cm×10cm×15cm，重量＜500克)。由于在電壓倍增器模塊200中使用了絕緣系統250，所以可以奇跡般地減小安裝有倍壓級的印刷電路板的尺寸和間隙。由于有限的絕緣強度和傳統的絕緣設計不允許使用小尺寸的電路板和間隙，所以現有使用由電容器和二極管構成的電壓倍增器的高壓電源的尺寸很大。而且，由于工作在高轉換頻率的緣故，磁性部件的尺寸和重量(補償變換器的電感和推挽變換器的變壓器)也大大地減小了。為高壓電源尺寸和重量的減小作出貢獻的第三因素是電源可以自然冷卻，除了開關元件使用的散熱片以外，不需要任何附加的冷卻機構(例如，風扇)。
如上所述，HVPS可以安裝在各種各樣的環境中，例如，MIL-E-5400要求的環境，它確定設備在所述環境條件下必須工作的環境條件(包括設備可能遇到的環境溫度和壓力范圍)，或者環境溫度高達70℃的不加壓的環境。工作的海拔高度可以從海平面至16000米變化。
權利要求
1.一種高壓電源(10)，它包括功率比例換算部分(130)，它接收輸入電壓信號，并將所述輸入電壓信號轉換成可控DC電壓；推挽變換器(140)，用于將所述可控DC電壓轉換成高頻波；以及電壓倍增器(200)，它接收由所述推挽變換器(140)產生的所述高頻波，并執行連續的倍壓操作以便產生高壓DC輸出。
2.如權利要求1所述的高壓電源(10)，其中還包括控制模塊(300)，用于控制所述功率比例換算部分(130)和所述推挽變換器(140)。
3.如權利要求2所述的高壓電源(10)，其中，所述功率比例換算部分(130)包括開關元件(Q1)、所述開關元件(Q1)的占空因數控制所述可控DC電壓幅度，以及所述控制模塊(300)將門轉換信號作為所述高壓電源(10)的所需輸出電壓的函數，輸出給所述功率比例換算部分(130)的所述開關元件(Q1)。
4.如權利要求3所述的高壓電源(10)，其中，所述控制模塊(300)接收基于所述功率比例換算部分(130)的輸出的反饋信號，以便調節所述門轉換信號。
5.如權利要求1所述的高壓電源(10)，其中，所述高頻波是方波。
6.如權利要求1所述的高壓電源(10)，其中，所述高頻波的頻率是大約100KHz。
7.如權利要求1所述的高壓電源(10)，其中，所述可控DC電壓處于大約0至28KV的范圍內。
8.如權利要求1所述的高壓電源(10)，其中，所述電源產生在大約0至30KV范圍內的DC輸出電壓。
9.如權利要求2所述的高壓電源(10)，其中，所述控制模塊(300)是模擬控制器。
10.如權利要求1所述的高壓電源(10)，其中，所述電壓倍增器(200)包括電路板上的多個倍壓級(210-1、...、210-n)，并且所述高壓電源(10)還包括與所述電路板相關聯的絕緣系統(250)。
11.如權利要求10所述的高壓電源，其中，所述絕緣系統(250)是具有n個絕緣層和設置在個連續的絕緣層之間的m個導電帶的多層系統。
12.如權利要求10所述的高壓電源，其中，所述絕緣系統(250)是控制電場的多層絕緣系統。
13.如權利要求10所述的高壓電源(10)，其中，所述多個倍壓級(210-1、...、210-n)被分配在與所述功率比例換算部分(130)和所述推挽變換器(140)分離的多個電路板中。
14.如權利要求10所述的高壓電源(10)，其中，所述多個倍壓級(210-1、...、210-n)包括布置成鋸齒形圖案的電容器(410)。
15.一種提供高壓電源的方法，所述方法包括接收輸入電壓信號并且將所述輸入電壓信號按比例變換為可控DC電壓；將所述可控DC電壓轉換為高頻波；以及對由所述轉換步驟產生的所述高頻波執行電壓倍增以便產生高壓DC輸出。
全文摘要
一種高壓電源(10)包括功率比例換算部分(130)、推挽變換器(140)和電壓倍增器(200)，功率比例換算部分接收輸入電壓信號并將輸入電壓信號轉換為可控DC電壓；所述推挽變換器用于將可控DC電壓轉換為高頻波；所述電壓倍增器接收由推挽變換器(140)產生的高頻波并執行連續的倍壓操作，產生高壓DC輸出。在一種實現方案中，電壓倍增器(200)接收頻率大約為100KHz的方波并輸出大約為0至30KV的可調節DC電壓。在一種實現方案中，高壓電源(10)包括電壓倍增器模塊(200)的絕緣系統(250)，所述絕緣系統形成在n個絕緣層和設置在循序的各絕緣層之間的m個導電帶上。
文檔編號H02M7/10GK1732615SQ200380107667
公開日2006年2月8日 申請日期2003年10月28日 優先權日2002年11月1日
發明者M·薩拉馬, C·H·林, M·卡澤拉尼 申請人:霍尼韋爾國際公司