電機及其驅(qū)動控制裝置的制作方法

            文檔序號:7487435閱讀:186來源:國知局
            專利名稱:電機及其驅(qū)動控制裝置的制作方法
            技術(shù)領(lǐng)域
            本發(fā)明涉及一種最適合在電動動力轉(zhuǎn)向裝置中使用的電機及其控制裝置的改良、以及使用它們的電動動力轉(zhuǎn)向裝置。
            背景技術(shù)
            以往電動動力轉(zhuǎn)向裝置中使用的電機一般為永久磁鐵同步電機(PMSM),永久磁鐵同步電機由三相的正弦波電流驅(qū)動。另外,作為驅(qū)動電機的控制方式,廣泛使用被稱為矢量控制的控制方式。但是,電動動力轉(zhuǎn)向裝置的小型化要求強烈,存在作為適于小型化的電機而使用無電刷DC電機的傾向。
            在這種狀況下,參照圖1對以往的使用了電動動力轉(zhuǎn)向裝置用電機的矢量控制方式的電機驅(qū)動控制裝置進行說明。
            其結(jié)構(gòu)為在控制電機1的電流的電流指令值算出部100的后邊連接有通過檢測電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref與電機電流Ia、Ib、Ic之間的誤差的減法器20-1、20-2、20-3,輸入來自減法器20-1、20-2、20-3的各誤差信號的PI控制部21,輸入來自PI控制部21的電壓va、vb、vc的PWM控制部30,和將直流轉(zhuǎn)換為交流的逆變器31而到達電機1的主路徑。在逆變器31與電機1之間配設(shè)有檢測電機電流Ia、Ib、Ic的電流檢測電路32-1、32-2、32-3,并構(gòu)成將檢測出的電機電流Ia、Ib、Ic分別反饋至減法器20-1、20-2、20-3的反饋控制系統(tǒng)B。
            接下來,對電流指令值算出部100進行說明。首先關(guān)于其輸入,輸入根據(jù)由未圖示的轉(zhuǎn)矩傳感器所檢測出的轉(zhuǎn)矩算出的轉(zhuǎn)矩指令值Tref;由與電機1連接的位置檢測傳感器11所檢測出的電機1內(nèi)的轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)角θe;由微分電路24運算出的電角速度ωe。將電角速度ωe和轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)角θe作為輸入,利用換算部101算出反電動勢ea、eb、ec。接著利用3相/2相轉(zhuǎn)換部102轉(zhuǎn)換成d軸成分電壓ed、q軸成分電壓eq,將該d軸成分電壓ed、q軸成分電壓eq作為輸入,利用q軸指令電流算出部108算出q軸的電流指令值Iqref。其中,在該情況下,設(shè)d軸的電流指令值Idref=0來進行運算。即,在電機的輸出方程式Tref×ωn=3/2(ed×Id+eq×Iq) ...(1)中,當(dāng)輸入Id=Idref=0時,以Iq=Iqref=2/3(Tref×ωn/eq) ...(2)進行計算。根據(jù)來自q軸指令電流算出部108的電流指令值Iqref和后述的超前角控制的超前角Φ算出電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。即,q軸指令電流算出部108輸入由超前角算出部107算出的超前角Φ和電流指令值Iqref,利用2相/3相轉(zhuǎn)換部109算出電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。
            另外,在實驗中使用Φ=acos(ωb/ωm)或者Φ=K(1-(ωb/ωm))等函數(shù)(“acos”表示cos-1)。并且,電機的基準角速度ωb是不使用削弱磁場控制來驅(qū)動電機1時的電機極限角速度。圖2表示轉(zhuǎn)矩T與電機轉(zhuǎn)速n(角速度ωe)的關(guān)系,表示沒有削弱磁場控制情況下的極限角速度ωb的一例。
            接下來,對超前角控制進行說明。
            在電機1不是高速旋轉(zhuǎn)的期間,即在電機1的機械角速度ωm低于電機的基準角速度ωb的期間,電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref,與超前角Φ無關(guān),如果按照根據(jù)電流指令值Iqref由2相/3相轉(zhuǎn)換部109算出的值進行控制,則可以輸出根據(jù)轉(zhuǎn)矩指令值Tref而得到的轉(zhuǎn)矩。即,作為電動動力轉(zhuǎn)向裝置,意味著駕駛員可以順利地執(zhí)行轉(zhuǎn)向操作。
            另外,在電機高速旋轉(zhuǎn),即電機的機械角速度ωm高于電機的基準角速度ωb時,若不執(zhí)行附加了超前角Φ的控制,則不能實現(xiàn)比基準角速度ωb更高的角速度。當(dāng)將該電機的高速旋轉(zhuǎn)置換到電動動力轉(zhuǎn)向裝置時,在為了停車而變換方向或因緊急避難而進行急速轉(zhuǎn)向的情況下,由于電機1不能跟隨轉(zhuǎn)向操作,因此使駕駛員的轉(zhuǎn)向感惡化。
            作為電機高速旋轉(zhuǎn)時的轉(zhuǎn)矩控制有一種被稱為削弱磁場控制的控制方式,作為其具體的一個方法有超前角控制。該超前角控制方式的詳細內(nèi)容在美國專利第5,667,605號說明書(C1)、C.C.Chanetal“NovelPermanent Magnet Motor Drivers for Electric Vehicles”IEEE Transaction onIndustrial Electronics(Vol 43,No.2April 1996 page335,F(xiàn)ig.5)中記載。超前角控制方式的特征在于使電流指令值Iqref的相位僅超前角度Φ來生成磁場削弱成分。在圖10(B)中,當(dāng)使電流指令值Iqref僅超前角度Φ時,作為d軸成分產(chǎn)生Iqref×sinΦ,作為q軸成分產(chǎn)生Iqref×cosΦ。這里,Iqref×sinΦ作為磁場削弱成分發(fā)揮作用,Iqref×cosΦ作為轉(zhuǎn)矩成分發(fā)揮作用。
            另外,作為在電動動力轉(zhuǎn)向裝置中使用的電機驅(qū)動控制方式,采用如下矢量控制根據(jù)轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)位置,由控制器通過逆變器產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場,來驅(qū)動控制轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)。即,矢量控制通過在以規(guī)定角度間隔配置于轉(zhuǎn)子的外周面上的多個勵磁線圈1上,根據(jù)轉(zhuǎn)子位置利用控制電路依次切換各勵磁線圈的勵磁,由此來控制轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)驅(qū)動。
            這種矢量控制在例如特開2001-18822(A)等中已經(jīng)公開。圖3是表示矢量控制下的電機56的驅(qū)動控制的一例的功能模塊結(jié)構(gòu)。
            在圖3中,形成有從決定電機56的控制指令值的指令電流決定部51開始,經(jīng)由PI控制部52、2相/3相坐標轉(zhuǎn)換部53、PWM電壓發(fā)生部54、逆變器55直至電機56的指令信號主路徑。另外,在逆變器55和電機56之間配置電流傳感器571、572,并形成反饋路徑,在該反饋路徑中,在3相/2相坐標轉(zhuǎn)換部59中將由這些電流傳感器571、572檢測出的電機電流轉(zhuǎn)換成2相,并把2相電流成分Iq、Id反饋至配設(shè)在指令電流決定部51和PI控制部52之間的減法電路581、582中。
            利用該控制系統(tǒng),在指令電流決定部51中,接收根據(jù)轉(zhuǎn)矩傳感器所檢測的轉(zhuǎn)矩而算出的轉(zhuǎn)矩指令值Tref、位置檢測傳感器所檢測的轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)角θ和電角ω,決定電流指令值Idref、Iqref。分別在減法電路581、582中,利用由反饋路徑的3相/2相坐標轉(zhuǎn)換部59轉(zhuǎn)換成2相的2相電流成分Iq、Id,對這些電流指令值Idref、Iqref進行反饋校正。即,在減法電路581、582中運算2相電流成分Iq、Id與電流指令值Idref、Iqref之間的誤差。然后,在PI控制部521、522中,以d成分和q成分的形式算出表示PWM控制的占空比的信號作為指令值Vd和Vq,利用2相/3相坐標轉(zhuǎn)換部53從d成分和q成分逆轉(zhuǎn)換成3相成分Va、Vb、Vc。然后,根據(jù)3相的指令值Va、Vb、Vc對逆變器55進行PWM控制,向電機56提供逆變器電流,從而控制電機56的旋轉(zhuǎn)。
            另外,61是車速傳感器,62是感應(yīng)區(qū)域判定電路,63是系數(shù)發(fā)生電路、64是基本助力計算電路,65是回復(fù)力計算電路,66是電角轉(zhuǎn)換部、67是角速度轉(zhuǎn)換部,68是非干擾控制校正值計算部。
            在上述那樣的矢量控制的情況下,根據(jù)轉(zhuǎn)矩指令值Tref和電角ω、轉(zhuǎn)角θ決定電流指令值Idref、Iqref。另外,在將電機56的反饋電流Iu、Iw轉(zhuǎn)換成3相電流Iu、Iv、Iw之后,轉(zhuǎn)換成2相電流成分Id、Iq,然后,在減法電路582和581中運算2相電流成分Id、Iq與電流指令值Idref、Iqref之間的誤差,該誤差實現(xiàn)基于PI控制的電流控制,由此求出對于逆變器55的指令值Vd、Vq。并且,在2相/3相坐標轉(zhuǎn)換部53中將指令值Vd、Vq再次逆轉(zhuǎn)換成3相的指令值Va、Vb、Vc,并控制逆變器55,從而進行電機56的驅(qū)動控制。
            但是,由于超前角控制而產(chǎn)生的d軸成分和q軸成分使電流指令值Iqref僅超前相位Φ,因此d軸的Iqref×sinΦ和q軸的Iqref×sinΦ限定于固定的關(guān)系,未必能夠使量的平衡最佳化。其結(jié)果,在高速旋轉(zhuǎn)時電機端子電壓飽和,電機電流不能跟隨電流指令,轉(zhuǎn)矩波動變大,電機噪音也變大。因此,作為電動動力轉(zhuǎn)向裝置,在快速轉(zhuǎn)向操作時,通過方向盤感覺到異常的振動,或者引起電機噪音,產(chǎn)生帶給駕駛員不愉快的感覺的不利情況。
            另外,在上述那樣的矢量控制的情況下,電機56的檢測電流和逆變器55的輸出為3相,反饋控制系統(tǒng)為2相。這樣,必須通過在2相/3相坐標轉(zhuǎn)換部53再次從2相逆轉(zhuǎn)換成3相,來驅(qū)動控制電機56,由于混合了2相/3相轉(zhuǎn)換和3相/2相轉(zhuǎn)換,因此存在控制系統(tǒng)整體變復(fù)雜的問題。
            另外,如果能夠維持控制系統(tǒng)的線性特性,則電機56的控制的控制響應(yīng)性變得良好,控制變得容易、并可容易地達到控制目標。但是,在電機56的驅(qū)動控制中,包含各種各樣的非線性的因素。作為使電機驅(qū)動產(chǎn)生非線性的因素,例如有逆變器控制的死區(qū)時間(dead time)。即,雖使用FET(Field Effect Transistor場效應(yīng)晶體管)作為逆變器的開關(guān)元件,但是FET并不是理想的開關(guān)元件,為了防止在上下臂中短路,設(shè)置同時使上下臂的FET為截止?fàn)顟B(tài)的期間(死區(qū)時間)。利用具有這樣的死區(qū)時間的FET開關(guān)產(chǎn)生的電機電流中,包含開關(guān)過渡狀態(tài)的非線性因素。另外,檢測電機電流的檢測元件和檢測電路等也包含非線性因素。
            在該情況下,通過反饋系統(tǒng)的3相/2相坐標轉(zhuǎn)換部59的d-q轉(zhuǎn)換,例如在a相電流Ia中產(chǎn)生的非線性因素被包含在d軸電流成分Id和q軸電流成分Iq中。因此,根據(jù)電流成分Id、Iq進行電流控制,算出從PI控制部522、521到逆變器55的指令值Vd和Vq,再利用2相/3相坐標轉(zhuǎn)換部53從d相和q相逆轉(zhuǎn)換成a相、b相和c相,算出3相的指令值Va、Vb、Vc。由此,當(dāng)初包含在a相電流Ia中的非線性因素通過d-q轉(zhuǎn)換,擴散至逆變器55的指令值Va、Vb、Vc中,不僅是a相,b相和c相的指令值中也包含非線性因素。即,在上述以往的控制方式的情況下,盡管用3相驅(qū)動電機,但是用2相來運算反饋的電流控制,將由2相決定的指令值Vd、Vq在形式上轉(zhuǎn)換成3相指令值Va、Vb、Vc來進行控制,因此,非線性因素擴散。
            所以,存在因上述以往的電機控制而導(dǎo)致的轉(zhuǎn)矩波動變大、電機的噪音也變大的問題。另外,當(dāng)將這樣的電機控制應(yīng)用于電動動力轉(zhuǎn)向裝置時,不能跟隨轉(zhuǎn)向操作來進行正確且穩(wěn)定的助力,產(chǎn)生在轉(zhuǎn)向時感覺到振動、或噪音變大這樣的問題。

            發(fā)明內(nèi)容
            本發(fā)明就是鑒于上述問題而提出的,本發(fā)明的目的在于,通過在將電機控制中所包含的非線性因素分離到各相的狀態(tài)下進行控制,提供一種轉(zhuǎn)矩波動小、噪音小的電機及其驅(qū)動控制裝置,并且,提供一種在電動動力轉(zhuǎn)向裝置中采用該電機及其驅(qū)動控制裝置,使轉(zhuǎn)向性能提高、具有良好的轉(zhuǎn)向感的電動動力轉(zhuǎn)向裝置。
            本發(fā)明的目的還在于,提供一種電機驅(qū)動控制裝置及其電動動力轉(zhuǎn)向裝置,其在電機高速旋轉(zhuǎn)時電機端子電壓也不飽和,轉(zhuǎn)矩波動小、電機噪音小,在電動動力轉(zhuǎn)向裝置中進行急速轉(zhuǎn)向操作時,噪音小、轉(zhuǎn)向操作可以平穩(wěn)地跟隨。
            本發(fā)明涉及電機,本發(fā)明的上述目的是通過如下方式達到的在電機感應(yīng)電壓波形為矩形波或準矩形波,且將對所述矩形波或者準矩形波進行頻率分析時的諧波成分設(shè)為n(=2、3、4、...)的情況下,設(shè)P為極數(shù),設(shè)ω為實際轉(zhuǎn)速,則大于等于振幅成分的5%的諧波成分n滿足n×P/2×ω≤電流控制的響應(yīng)頻率的上限值。
            另外,本發(fā)明涉及對具有3相或3相以上的電機進行控制的電機驅(qū)動控制裝置,是通過具有如下裝置而實現(xiàn)的使用矢量控制算出所述電機各相的相電流指令值的矢量控制相指令值算出部;檢測所述電機各相的電機相電流的電機電流檢測電路;根據(jù)所述相電流指令值和所述電機相電流控制所述電機的相電流的電流控制部。另外,是通過使所述矢量控制相指令值算出部具有如下結(jié)構(gòu)而實現(xiàn)的算出各相反電動勢的各相反電動勢算出部;根據(jù)所述各相反電動勢算出作為反電動勢的d軸和q軸成分的電壓ed和eq的d-q電壓算出部;根據(jù)所述電壓ed和eq算出作為電流指令值的q軸成分的電流指令值Iqref的q軸指令電流算出部;算出作為電流指令值的d軸成分的電流指令值Idref的d軸成分指令電流算出部;根據(jù)所述電流指令值Iqref、Idref算出各相的相電流指令值的各相電流指令算出部。另外,還通過如下方式實現(xiàn)在所述電機為3相的情況下,根據(jù)所述電流指令值Idref、Iqref以及取決于所述電機的旋轉(zhuǎn)角度θe的常數(shù)算出相電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。
            可以通過如下方式更加有效地實現(xiàn)本發(fā)明的上述目的所述電流控制電路包含積分控制,或者所述電機為無電刷DC電機,或者所述電機的電流為矩形波或準矩形波,或者使用所述電機驅(qū)動控制裝置的電動動力轉(zhuǎn)向裝置。
            并且,本發(fā)明涉及根據(jù)使用矢量控制算出的電流指令值Idref和Iqref來控制電機電流的電機驅(qū)動控制裝置,可以通過如下方式實現(xiàn)在所述電機的檢測出的機械角速度ωm高于所述電機的基準角速度ωb的情況下,通過所述電機的轉(zhuǎn)矩指令值Tref、所述基準角速度ωb和所述機械角速度ωm算出所述電流指令值Idref。
            可以通過如下方式更加有效地實現(xiàn)本發(fā)明的上述目的利用所述轉(zhuǎn)矩指令值Tref和sinΦ的函數(shù)求出所述電流指令值Idref,由所述基準角速度ωb和所述機械角速度ωm導(dǎo)出超前角Φ,或者將所述電流指令值Idref代入電機輸出方程式而算出所述電流指令值Idref,或者所述無電刷DC電機的電機電流為矩形波電流或準矩形波電流。


            圖1是基于以往的超前角控制的控制框圖。
            圖2是表示作為不使用削弱磁場控制時的極限角速度的基準角速度的圖。
            圖3是表示以往的矢量控制的控制方式的控制框圖。
            圖4是表示作為本發(fā)明的控制對象的無電刷DC電機的一例的斷面結(jié)構(gòu)圖。
            圖5是表示轉(zhuǎn)子位置檢測的原理的圖。
            圖6是與梯形波電流(電壓)的定義說明有關(guān)的圖。
            圖7是表示感應(yīng)電壓波形(矩形波)的一例的圖。
            圖8是表示本發(fā)明的無電刷DC電機的控制系統(tǒng)的一例的方框圖。
            圖9是表示與本發(fā)明的削弱磁場控制相關(guān)的電流指令值Idref算出的結(jié)構(gòu)例的方框圖。
            圖10是表示本發(fā)明的控制方式與以往的超前角控制方式的電流指令值Idref和Iqref的矢量關(guān)系的圖。
            具體實施例方式
            下面,參照附圖對本發(fā)明的實施方式進行說明。
            在本例中,雖然對3相無電刷DC電機進行說明,但是本發(fā)明并不限于此,對于其它電機也同樣可以使用本發(fā)明。
            如圖4所示,本發(fā)明的3相無電刷DC電機1具有圓筒形的外殼2;旋轉(zhuǎn)軸4,其沿該外殼2的軸心配設(shè),由上下端部的軸承3a、3b自由旋轉(zhuǎn)地支撐;電機驅(qū)動用永久磁鐵5,其固定在該旋轉(zhuǎn)軸4上;定子6,其固定在外殼2的內(nèi)周面以包圍該永久磁鐵5,并且纏繞有3相的勵磁線圈6a、6b、6c。由旋轉(zhuǎn)軸4和永久磁鐵5構(gòu)成了轉(zhuǎn)子7。在該轉(zhuǎn)子7的旋轉(zhuǎn)軸4的一端附近,固定有相位檢測用的環(huán)狀永久磁鐵8,該永久磁鐵8在周向上以相等間隔被交錯地極化成S極和N極。
            外殼2內(nèi)的配設(shè)有軸承3b的一側(cè)端面上,通過撐桿9配設(shè)有由環(huán)狀薄板構(gòu)成的支撐基板10。在該支撐基板10上與永久磁鐵8相對置地固定有分解器和編碼器等的轉(zhuǎn)子位置檢測器11。例外,如圖5所示,實際上對應(yīng)于勵磁線圈6a~6c的驅(qū)動定時,在周向上間隔適當(dāng)距離地設(shè)置有多個轉(zhuǎn)子位置檢測器11。這里,勵磁線圈6a~6c配設(shè)為彼此隔開電角120度而包圍轉(zhuǎn)子7的外周面,各勵磁線圈6a~6c的線圈電阻全部相等。
            另外,轉(zhuǎn)子位置檢測器根據(jù)相對的永久磁鐵8的磁極輸出位置檢測信號。轉(zhuǎn)子位置檢測器11利用其隨著永久磁鐵8的磁極發(fā)生變化這一點,檢測轉(zhuǎn)子7的旋轉(zhuǎn)位置。根據(jù)該旋轉(zhuǎn)位置,后述的矢量控制相電流指令輸出部20同時對3相勵磁線圈6a~6c進行2相通電,并且利用依次逐相切換勵磁線圈6a~6c的2相勵磁方式,旋轉(zhuǎn)驅(qū)動轉(zhuǎn)子7。
            然后,電機1的驅(qū)動控制使用矩形波電流或準矩形波電流作為電機電流,或者使用矩形波電壓或準矩形波電壓作為電機感應(yīng)電壓來進行控制。
            這里,當(dāng)將利用矩形波電流或準矩形波電流、或者感應(yīng)電壓的矩形波電壓或準矩形波電壓來進行的控制,與正弦波電流或正弦波電壓相比較時,如果電流峰值或電壓峰值相同,則由于矩形波電流或者矩形波電壓的有效值變大,因此可以得到較大的輸出值(動力)。其結(jié)果,在制作相同性能的電機的情況下,使用矩形波電流或準矩形波電流作為電機電流,或者使用矩形波電壓或者準矩形波電壓作為電機感應(yīng)電壓有可以實現(xiàn)電機的小型化的優(yōu)點。另一方面,使用矩形波電流或者準矩形波電流或者使用感應(yīng)電壓為矩形波電壓或者為準矩形波電壓的控制,與使用正弦波電流或者正弦波電壓的控制相比,存在難以減小轉(zhuǎn)矩波動的缺點。
            圖6表示根據(jù)電流(Id)控制進行控制的電機電流波形的一例。圖6(A)表示電機1在比較低的速度旋轉(zhuǎn)并且沒有根據(jù)電流(Id)控制的削弱磁場控制的情況(Idref=0)下的電機電流波形,圖6(B)表示電機1高速旋轉(zhuǎn)并且有根據(jù)電流(Id)控制的削弱磁場控制的情況下的電機電流波形。圖6(A)為電機電流波形,與此相對應(yīng)的感應(yīng)電壓的波形為如圖7(A)所示的矩形(梯形)波。與圖7(A)的感應(yīng)電壓的波形相對,在Id=0時的實際電流波形為圖7(B)(與圖6(A)相對應(yīng))所示,Id=10[A]時的實際電流波形為圖7(C)(與圖6(B)相對應(yīng))所示。在本發(fā)明中所指的矩形波電流或矩形波電壓與完全的矩形波(梯形波)不同,而是具有圖6(A)和圖7(B)這樣的凹部或圖6(B)和圖7(C)這樣的波峰的波形,或者是包含圖7(A)這樣的電流波形(準矩形波電流)或電壓波形(準矩形波電壓)的波形。
            本發(fā)明的電機由n(=2、3、4、...)次諧波的電流或電壓驅(qū)動,n次諧波的頻率小于等于電流控制的響應(yīng)頻率的上限值(例如1000Hz)。即,在電機的感應(yīng)電壓波形為矩形波或準矩形波,將對矩形波或者準矩形波進行頻率分析時的諧波成分設(shè)為n(=2、3、4...)的情況下,用下述公式(3)表示大于等于振幅成分的5%的諧波成分nn×P/2×ω≤電流控制的響應(yīng)頻率的上限值...(3)其中P為極數(shù),ω為實際轉(zhuǎn)速。
            在該情況下,設(shè)置角度傳感器,以至少矩形波或者準矩形波的感應(yīng)電壓波形的函數(shù)提供電流波形??梢允闺姍C相關(guān)的電時間常數(shù)大于等于控制周期,可以設(shè)置角度估計單元,以來自該角度估計單元的估計角度提供電機電流波形。
            對于大于等于振幅成分的5%的諧波成分n,利用上述公式(3)進行設(shè)定的理由如下。當(dāng)電流控制部不能夠響應(yīng)的諧波成分n達到電流指令值時,其表現(xiàn)為電機的轉(zhuǎn)矩波動。眾所周知,如果電機的轉(zhuǎn)矩波動在10%以內(nèi),則由于轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)而不會被方向盤感知(例如專利第3298006號(B2))。因此,可以決定反電動勢的諧波成分以使轉(zhuǎn)矩波動小于等于電流值(轉(zhuǎn)矩)的10%。無法通過矢量控制(或者準矢量控制)的方式唯一地求出反電動勢和電流中包含的諧波成分的關(guān)系,但是通過實驗方法可知如果諧波成分小于等于振幅成分的5%,則轉(zhuǎn)矩波動小于等于電流值(轉(zhuǎn)矩)的10%。
            另外,在電動動力轉(zhuǎn)向裝置中,通常進行20KHz的PWM控制,但是,當(dāng)頻率低于20KHz時,電機噪音成為問題,當(dāng)頻率高于20KHz時,產(chǎn)生電磁輻射噪聲和發(fā)熱的問題。這由作為驅(qū)動單元的FET的性能左右,在20KHz的PWM控制中,1/20的1000Hz為電流控制的響應(yīng)頻率的上限值,在40KHz的PWM控制中,1/20的2000Hz為電流控制的響應(yīng)頻率的上限值。
            對于這種特性的電機(極數(shù)P),在本發(fā)明中構(gòu)成如圖8所示的電機驅(qū)動控制裝置。即,本發(fā)明的電機驅(qū)動控制裝置具有矢量控制相電流指令值算出部20;根據(jù)來自矢量控制相電流指令值算出部20的電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref和來自電流檢測電路32-1、32-2、32-3的電機相電流Ia、Ib、Ic而求出各相電流誤差的減法電路20-1、20-2、20-3;進行比例積分控制的PI控制部21。通過PWM控制部30的PWM控制,從逆變器31向電機1供給各相指令電流,控制電機1的旋轉(zhuǎn)驅(qū)動。用虛線所表示的區(qū)域A構(gòu)成電流控制部。
            在本實施例中,在矢量控制相指令值算出電路20中,在利用矢量控制的優(yōu)異特性決定矢量控制d、q成分的電流指令值之后,將該電流指令值轉(zhuǎn)換成各相電流指令值,并且,在反饋控制部中以全相控制而不是d、q控制來閉合矢量控制相指令值算出電路20。因此,由于在算出電流指令值的階段利用了矢量控制的理論,因此將本控制方式稱為準矢量控制(Pseudo Vector Control,下面稱為“PVC控制”)。
            另外,本實施例的電流控制部A如下構(gòu)成根據(jù)電機1的各相電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref和電機相電流Ia、Ib、Ic而求出各相電流誤差的減法電路20-1、20-2、20-3;和將該各相電流誤差作為輸入的PI控制部21。另外,在逆變器30和電機1之間作為電機電流檢測電路配設(shè)有電流檢測電路32-1、32-2、32-3,形成了將電流檢測電路32-1、32-2、32-3檢測出的電機的各相電流Ia、Ib、Ic提供給減法電路20-1、20-2、20-3的反饋電路B。
            另外,矢量控制相電流指令算出部20具有作為各相反電動勢電壓算出部的換算部101;作為d軸和q軸電壓算出部的3相/2相轉(zhuǎn)換部102;算出q軸的電流指令值Iqref的q軸指令電流算出部103;作為各相電流指令算出部的2相/3相轉(zhuǎn)換部104;算出d軸的電流指令值Idref的d軸指令電流算出部105;由轉(zhuǎn)矩指令值Tref換算電機的基準角速度ωb的換算部106。矢量控制相電流指令算出部20接收轉(zhuǎn)子位置檢測信號和根據(jù)未圖示的轉(zhuǎn)矩傳感器所檢測的轉(zhuǎn)矩而決定的轉(zhuǎn)矩指令值Tref,算出矢量控制的相指令值信號,其中轉(zhuǎn)子位置檢測信號包括由分解器等轉(zhuǎn)子位置檢測器11所檢測的轉(zhuǎn)子7的旋轉(zhuǎn)角度θe和通過在微分電路24中算出旋轉(zhuǎn)角度θe而獲得的電角速度ωe。轉(zhuǎn)子位置檢測器11具有作為角度傳感器的功能,其可以置換成角度估計單元。
            將轉(zhuǎn)矩指令值Tref輸入給q軸指令電流算出部103、換算部106、和d軸指令電流算出部105,將旋轉(zhuǎn)角度θe輸入給換算部101、3相/2相轉(zhuǎn)換部102和2相/3相轉(zhuǎn)換部104,將電角速度ωe輸入給換算部101、q軸指令電流算出部103和d軸指令電流算出部105。
            在使用這樣的PVC控制的電機驅(qū)動控制裝置的結(jié)構(gòu)中,如下進行電機1的驅(qū)動控制。
            首先,在矢量控制相電流指令值算出部20中將轉(zhuǎn)子7的旋轉(zhuǎn)角度θe和電角速度ωe輸入給換算部101,根據(jù)保存在換算部101中的換算表算出各相的反電動勢ea、eb、ec。反電動勢ea、eb、ec為n次諧波的矩形波或準矩形波,n次諧波的頻率為將電機的電角速度乘以n所得的值。當(dāng)將電機的實際速度設(shè)為ω時,電機的電角速度用P/2×ω表示。接下來,利用作為d-q電壓算出部的3相/2相轉(zhuǎn)換部102,根據(jù)下述(4)和(5)式將反電動勢ea、eb、ec轉(zhuǎn)換成d軸和q軸成分的電壓ed和eq。
            edeq=C1eaebec...(4)]]>
            C1=23-cos(θe)-cos(θe-2π/3)-cos(θe+2π/3)sin(θe)sin(θe-2π/3)sin(θe+2π/3)...(5)]]>接下來,對作為本發(fā)明的重點的d軸的電流指令值Idref的計算方法進行說明。
            將來自換算部106的基準角速度ωb、來自微分電路24的電角速度ωe、來自轉(zhuǎn)矩傳感器的轉(zhuǎn)矩指令值Tref作為輸入,在d軸指令電流算出部105中按照下述(6)式算出d軸電流指令值Idref。其中,Kt為轉(zhuǎn)矩系數(shù),ωb為電機的基準角速度,基準角速度ωb是以轉(zhuǎn)矩指令值Tref作為輸入在換算部106中求出的。
            Idref=-|Tref/Kt|·sin(acos(ωb/ωm))...(6)關(guān)于上述式(6)的acos(ωb/ωm)一項,在電機的旋轉(zhuǎn)速度不是高速旋轉(zhuǎn)的情況下,即在電機1的機械角速度ωm低于基準角速度ωb的情況下,由于ωm<ωb,因此acos(ωb/ωm)=0,因此Idref=0。但是,在高速旋轉(zhuǎn)時,即機械角速度ωm高于基準角速度ωb時,電流指令值Idref的值出現(xiàn),開始削弱磁場控制。如式(6)所述,由于電流指令值Idref根據(jù)電機1的旋轉(zhuǎn)速度而發(fā)生變化,因此具有可以無斷開地平穩(wěn)地進行高速旋轉(zhuǎn)時的控制的良好效果。
            另外,作為另一效果,針對電機端子電壓的飽和問題也有效果。電機的相電壓V一般用V=E+R·I+L(di/dt) ...(7)表示。這里,E為反電動勢,R為固定電阻,L為感應(yīng)系數(shù),電機越高速旋轉(zhuǎn)則反電動勢E越大,由于電池電壓等電源電壓固定,因此電機的控制中可利用的電壓范圍變小。達到該電壓飽和的角速度為基準角速度ωb,當(dāng)產(chǎn)生電壓飽和時,PWM控制的占空比達到100%,不能再跟隨電流指令值,其結(jié)果,轉(zhuǎn)矩波動變大。
            但是,式(6)所表示的電流指令值Idref的極性為負,與上述式(6)的L(di/dt)有關(guān)的電流指令值Idref的感應(yīng)電壓成分與反電動勢E的極性相反。因此,表現(xiàn)出了利用由電流指令值Idref感應(yīng)的電壓來減小越高速旋轉(zhuǎn)值越大的反電動勢E的效果。其結(jié)果,即使電機1高速旋轉(zhuǎn),也可以通過電流指令值Idref的效果,增大可以控制電機的電壓范圍。即,有如下效果通過電流指令值Idref的控制所實現(xiàn)的削弱磁場控制,使得電機的控制電壓不會飽和,可以控制的范圍變大,電機高速旋轉(zhuǎn)時也可以防止轉(zhuǎn)矩波動增大。
            圖9是與上述電流指令值Idref的算出有關(guān)的電路系統(tǒng)的功能模塊結(jié)構(gòu)。在圖9中,將轉(zhuǎn)矩指令值Tref輸入給換算部106和轉(zhuǎn)矩系數(shù)部105d,將電機的電角速度ωe輸入給機械角算出部105a。機械角算出部105a由電機的電角速度ωe算出電機的機械角速度ωm(=ωe/P),并輸入給acos算出部105b。另外,換算部106將轉(zhuǎn)矩指令值Tref換算成基準角速度ωb,并輸入給acos算出部105b,轉(zhuǎn)矩系數(shù)部105d將轉(zhuǎn)矩指令值Tref換算成系數(shù)Iqb(=Tref/Kt)并輸入給絕對值部105e。acos算出部105b根據(jù)輸入的機械角速度ωm和基準角速度ωb,算出超前角Φ=acos(ωb/ωm),并輸入給sin算出部105c。sin算出部105c根據(jù)所輸入的超前角Φ求出sinΦ,并輸入給-1倍的乘法器105f,乘法器105f將來自sin算出部105c的超前角Φ和來自絕對值部105e的絕對值|Iqb|相乘,再乘以-1,求出電流指令值Idref。根據(jù)下述式(8)算出電流指令值Idref,這是d軸指令電流算出部105的輸出。
            Idref=-|Iqb|×sin(acos(ωb/ωm)) ...(8)將按照上述式(8)算出的電流指令值Idref輸入給q軸指令電流算出部103和2相/3相轉(zhuǎn)換部104。
            另一方面,在q軸指令電流算出部103中,基于2相電壓ed和eq、電角速度ωe(=ωm×P)、d軸的電流指令值Iderf,根據(jù)下述式(9)和式(10)所表示的電機輸出方程式,算出q軸的電流指令值Iqref。即,電機輸出方程式為Tref×ωm=3/2(ed×Id+eq×Iq) ...(9)因此,當(dāng)將Id=Idref,Iq=Iqref代入該式(9)時,則變?yōu)镮qref=2/3(Tref×ωm-ed×Iderf)/eq...(10)另外,可以將利用式(8)算出的值代入電流指令值Idref。
            如式(10)所示,由于電流指令值Iqref是從電機的輸出相當(dāng)于功率這樣的電機輸出方程式中導(dǎo)出的,因此可以容易地計算電流指令值Iqref。另外,可以計算與用于獲得必需的指令轉(zhuǎn)矩Tref的電流指令值Idref取得了平衡的最佳電流指令值Iqref。因此即使在電機高速旋轉(zhuǎn)時,電機的端子電壓也不飽和,可以將轉(zhuǎn)矩波動控制得最小。
            若圖示以上所說明的本發(fā)明的電流指令值Idref與Iqfef的關(guān)系,則如圖10(A)所示。圖10(B)表示以往的超前角控制方式情況下的關(guān)系。
            將電流指令值Idref和Iqref輸入給作為各相電流指令值算出部的2相/3相轉(zhuǎn)換部104,轉(zhuǎn)換成各相的電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。即,如式(12)和式(13)所示。這里,下標,例如電流指令值Iavref的“avref”表示通過矢量控制而決定的a相電流指令值。另外,行列式C2如式(13)所表示,是由電機的旋轉(zhuǎn)角度θe決定的常數(shù)。
            IavrefIbvrefIcvaef=C2IdrefIqref...(12)]]>C2=-cos(θe)sin(θe)-cos(θe-2π/3)sin(θe-2π/3)-cos(θe+2π/3)sin(θe+2π/3)...(13)]]>以往使用電流指令值Iqref和超前角Φ,由圖1的2相/3相轉(zhuǎn)換部109算出電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref,而在本發(fā)明中,如上所述,將電流指令值Idref和Iqref作為輸入,由2相/3相轉(zhuǎn)換部104算出電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。并且,減法電路20-1、20-2、20-3對電流檢測電路32-1、32-2、32-3檢測出的電機的各相電流Ia、Ib、Ic與電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref相減,算出各個誤差。接下來,PI控制部21控制各相電流的誤差,算出逆變器31的指令值,即表示PWM控制部30的占空比的電壓值va、vb、vc,PWM控制部30根據(jù)該電壓值va、vb、vc,對逆變器31進行PWM控制,由此驅(qū)動電機1,產(chǎn)生預(yù)期的轉(zhuǎn)矩。
            如以上說明那樣,本發(fā)明的電機及其驅(qū)動控制裝置在電機高速旋轉(zhuǎn)時也不會使電機的端子電壓飽和,可以將轉(zhuǎn)矩波動控制得最小。因此,在將本發(fā)明應(yīng)用于電動動力轉(zhuǎn)向裝置的情況下,具有如下良好效果可以平穩(wěn)地執(zhí)行急速轉(zhuǎn)向,不會給駕駛員帶來方向盤振動等不協(xié)調(diào)感覺。
            本發(fā)明與以往技術(shù)的通過d、q控制實現(xiàn)的反饋控制不同,在反饋控制僅在各相控制中執(zhí)行這一點完全不同。其結(jié)果,在以往技術(shù)中,在執(zhí)行由以往的d、q控制而實現(xiàn)的反饋控制的過程中,在a相產(chǎn)生的非線性因素擴散到b、c各相中,存在不能進行正確的校正控制的問題,而在本發(fā)明中,a相的非線性因素僅在a相中進行反饋控制,不會擴散到b相、c相中,因此可以正確地進行校正控制。
            通過使用這樣的PVC控制,可以在將控制中包含的非線性因素分離到各相的狀態(tài)下進行電機控制,其結(jié)果,可以實現(xiàn)轉(zhuǎn)矩波動小、噪音小的電機控制。由此,在應(yīng)用于電動動力轉(zhuǎn)向裝置的情況下,可以實現(xiàn)在停車時和緊急轉(zhuǎn)向時噪音小、且平穩(wěn)、振動小的轉(zhuǎn)向操作。
            另外,在上述實施例中,使用了相電壓ea、eb、ec,但是即使換算成線電壓eab、ebc、eca來進行控制,也能得到相同的結(jié)果。
            如上所述,根據(jù)本發(fā)明的電機,有如下效果在電機高速旋轉(zhuǎn)時電機的端子電壓也不會飽和,轉(zhuǎn)矩波動小、而且電機噪音小,并且,在電動動力轉(zhuǎn)向裝置中,具有如下良好效果可以提供一種平穩(wěn)地跟隨方向盤的急速轉(zhuǎn)向,從而在轉(zhuǎn)向操作中沒有不協(xié)調(diào)的感覺,噪音小的電動動力轉(zhuǎn)向裝置。
            并且,根據(jù)本發(fā)明的電動動力轉(zhuǎn)向裝置,基于矢量控制算出各相電流指令值,電流反饋控制使用分別控制各相的PVC控制,由此可以提供一種可以將無電刷DC電機控制成小型、轉(zhuǎn)矩波動小、電機噪音小的電機驅(qū)動控制裝置,可以提供一種轉(zhuǎn)向操作平穩(wěn)、噪音小的電動動力轉(zhuǎn)向裝置。
            并且,根據(jù)本發(fā)明的電機,由于n次諧波的頻率小于等于電流控制的響應(yīng)頻率上限值,因此即使用矩形波電流或準矩形波電流、或者矩形波電壓或準矩形波電壓進行驅(qū)動,也能得到轉(zhuǎn)矩波動變小,小型、且噪音小的電機。
            根據(jù)本發(fā)明,在電機的高速旋轉(zhuǎn)時電機的端子電壓也不會飽和,轉(zhuǎn)矩波動小、電機噪音小,因此若應(yīng)用于電動動力轉(zhuǎn)向裝置,則可以提供一種平穩(wěn)地跟隨方向盤的急速轉(zhuǎn)向,轉(zhuǎn)向操作中沒有不協(xié)調(diào)感覺,噪音小的電動動力轉(zhuǎn)向裝置。
            另外,根據(jù)本發(fā)明的電動動力轉(zhuǎn)向裝置,基于矢量控制算出各相電流指令值,電流反饋控制使用各相分別控制的PVC控制,由此可以提供一種可以將無電刷DC電機控制成小型、轉(zhuǎn)矩波動小、電機噪音小的電機驅(qū)動控制裝置,可以提供一種轉(zhuǎn)向操作平穩(wěn)、噪音小的電動動力轉(zhuǎn)向裝置。
            權(quán)利要求
            1.一種對具有3相或3相以上的電機進行控制的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,具有矢量控制相指令值算出部,其使用矢量控制算出所述電機各相的相電流指令值;電機電流檢測電路,其檢測所述電機各相的電機相電流;電流控制部,其根據(jù)所述相電流指令值和所述電機相電流控制所述電機的相電流。
            2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,所述矢量控制相指令值算出部具有各相反電動勢算出部,其算出各相反電動勢;d-q電壓算出部,其根據(jù)所述各相反電動勢算出作為反電動勢的d軸和q軸成分的電壓ed和eq;q軸指令電流算出部,其根據(jù)所述電壓ed和eq算出作為q軸成分的電流指令值Iqref;d軸指令電流算出部,其算出作為d軸成分的電流指令值Idref;各相電流指令算出部,其根據(jù)所述電流指令值Iqref和Idref算出各相的相電流指令值。
            3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,在所述電機為3相的情況下,根據(jù)取決于所述電流指令值Idref、Iqref以及所述電機的旋轉(zhuǎn)角度θe的常數(shù)算出相電流指令值Iavref、Ibvref、Icvref。
            4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,所述電流控制部包含積分控制。
            5.根據(jù)權(quán)利要求1~4中的任意一項所述的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,所述電機為無電刷DC電機。
            6.根據(jù)權(quán)利要求1~5中的任意一項所述的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,所述電機的電流波形或感應(yīng)電壓為矩形波或準矩形波。
            7.一種電動動力轉(zhuǎn)向裝置,其特征在于,使用了權(quán)利要求1~6中的任意一項所述的電機驅(qū)動控制裝置。
            8.一種電機驅(qū)動控制裝置,其根據(jù)使用矢量控制算出的電流指令值Idref和Iqref來控制電機的電流,其特征在于,在所述電機的檢測出的機械角速度ωm高于所述電機的基準角速度ωb的情況下,根據(jù)所述電機的轉(zhuǎn)矩指令值Tref、所述基準角速度ωb和所述機械角速度ωm算出所述電流指令值Idref。
            9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,利用所述轉(zhuǎn)矩指令值Tref和sinΦ的函數(shù)求出所述電流指令值Idref,由所述基準角速度ωb和所述機械角速度ωm導(dǎo)出超前角Φ。
            10.根據(jù)權(quán)利要求8或9所述的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,將所述電流指令值Idref代入電機輸出方程式中而算出所述電流指令值Iqref。
            11.根據(jù)權(quán)利要求8~10中的任意一項所述的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,所述電機為具有3相或3相以上的無電刷DC電機。
            12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的電機驅(qū)動控制裝置,其特征在于,所述無電刷DC電機的電流波形或感應(yīng)電壓為矩形波或準矩形波。
            13.一種電動動力轉(zhuǎn)向裝置,其特征在于,使用了權(quán)利要求8~12中的任意一項所述的電機驅(qū)動控制裝置。
            14.一種電機,其特征在于,在電機的感應(yīng)電壓波形為矩形波或準矩形波,且將對所述矩形波或者準矩形波進行頻率分析時的諧波成分設(shè)為n(=2、3、4...)的情況下,設(shè)P為極數(shù),設(shè)ω為實際轉(zhuǎn)速,大于等于振幅成分的5%的諧波成分n滿足n×P/2×ω≤電流控制的響應(yīng)頻率的上限值。
            15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的電機,其特征在于,具有角度傳感器,至少以所述矩形波或者準矩形波的感應(yīng)電壓波形的函數(shù)來提供電流波形。
            16.根據(jù)權(quán)利要求14所述的電機,其特征在于,電機相關(guān)的電時間常數(shù)大于等于控制周期。
            17.根據(jù)權(quán)利要求14所述的電機,其特征在于,具有角度估計單元,以來自所述角度估計單元的估計角度來提供電機電流波形。
            18.根據(jù)權(quán)利要求14所述的電機,其特征在于,所述電流控制的響應(yīng)頻率的上限值為1000Hz。
            全文摘要
            本發(fā)明提供了一種即使提供梯形波電流,也能實現(xiàn)轉(zhuǎn)矩波動小、小型、電機噪音小的無電刷DC電機用的電機及其驅(qū)動控制裝置以及使用它們的電動動力轉(zhuǎn)向裝置,基于矢量控制算出各相電流指令值,電流反饋控制使用各相分別控制的準矢量控制。
            文檔編號H02P21/00GK1717860SQ200380104519
            公開日2006年1月4日 申請日期2003年11月27日 優(yōu)先權(quán)日2002年11月28日
            發(fā)明者佐高明, 遠藤修司 申請人:日本精工株式會社
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