專利名稱：改善具有多重輸出電壓的切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法
技術領域：
本發明關于一種改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲(Transient Noise)的方法，尤其關于一種改善具有多重電源供應通道以提供多重輸出電壓的切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，其中該多重電源供應通道可全部采用電壓模式反饋控制或者一部分通道采用電壓模式反饋控制而其余部分通道采用電流模式反饋控制。
現有技術典型上，切換式直流至直流轉換器通過適當地控制功率切換晶體管的工作循環而達成將直流電壓源調節成具有所期望的電壓電平的直流輸出電壓。在直流輸出電壓的電壓電平大于直流電壓源的電壓電平的情況中，這些切換式直流至直流轉換器被統稱為升壓轉換器或升壓調節器。另一方面，在直流輸出電壓的電壓電平小于直流電壓源的電壓電平的情況中，這些切換式直流至直流轉換器被統稱為降壓轉換器或降壓調節器。為了確保直流輸出電壓的穩定性，切換式直流至直流轉換器通常設有反饋電路，其典型地區分為電壓模式反饋及電流模式反饋。在電壓模式反饋中，反饋電路擷取直流輸出電壓的一定比率，用以產生反饋信號。在電流模式反饋中，反饋電路則利用電流感測放大器偵測電感電流的大小，借以產生反饋信號。此外，電流模式反饋電路也要擷取直流輸出電壓的一定比率，用以進行斜率補償的功能。
在現今大多數的電子系統產品中，通常通過組合各式各樣的功能模塊(Functional Module)以達成一完整的系統性操作與結果。舉例而言，數字相機是一個由液晶顯示器、背光模塊、影像傳感器、數字處理器、與內存等許多功能模塊所組合而成的電子系統產品，從而達成數字影像的顯示、攝取、與儲存。在數字相機的例子中，液晶顯示器、背光模塊、影像傳感器、數字處理器、與內存皆需要直流電源供應方能執行所期望的操作與功能。典型上，電子系統產品中的各式各樣的功能模塊所需要的直流電源供應并不相同，亦即各自設計成操作于不同的直流電源供應電壓下。由于電子系統產品通常僅有單一個直流電壓源，例如電池所提供的電壓，故必須使用多個切換式直流至直流轉換器以便供應多個彼此不同的直流輸出電壓。通常所知，多個切換式直流至直流轉換器被整合于單一集成電路芯片中，從而減少封裝與配線制程，以達成低成本、小尺寸、并降低寄生電容與電感的優點。在此情況中，原先多個切換式直流至直流轉換器轉變成此整合后的單一集成電路芯片中的多個電源供應通道。此多個電源供應通道并聯于共同的直流電壓源與地之間，并且具有各自分離的輸出終端，用以供應多個彼此不同的直流輸出電壓。
圖1(a)顯示現有的具有多重輸出電壓的切換式直流至直流轉換器10的電路方框圖。參照圖1(a)，切換式直流至直流轉換器10具有四個電源供應通道11A至11D，用以將單一的直流電壓源Vsource(顯示于圖1(b)中)分別轉換成四個直流輸出電壓Vout1至Vout4。電源供應通道11A包含一切換控制器12A、一轉換電路13A，設有一功率切換晶體管15A、以及一反饋電路14A。功率切換晶體管15A由切換控制器12A所輸出的脈寬調制(PWM)控制信號PWM1所驅動。PWM控制信號PWM1的工作循環決定了直流電壓源Vsource與直流輸出電壓Vout1間的電壓電平轉換關系。換言之，在固定的直流電壓源Vsource的條件下，通過適當地調整PWM控制信號PWM1的工作循環可操縱直流輸出電壓Vout1的電壓電平。此外，切換控制器12A接收從反饋電路14A所產生的反饋信號FB1，而調整PWM控制信號PWM1的工作循環，使直流輸出電壓Vout1維持于穩定的值。
電源供應通道11B包含一切換控制器12B、一轉換電路13B，設有一功率切換晶體管15B、以及一反饋電路14B。功率切換晶體管15B由切換控制器12B所輸出的PWM控制信號PWM2所驅動。PWM控制信號PWM2的工作循環決定了直流電壓源Vsource與直流輸出電壓Vout2間的電壓電平轉換關系。切換控制器12B接收從反饋電路14B所產生的反饋信號FB2，而調整PWM控制信號PWM2的工作循環，使直流輸出電壓Vout2維持于穩定的值。
電源供應通道11C包含一切換控制器12C、一轉換電路13C，設有一功率切換晶體管15C、以及一反饋電路14C。功率切換晶體管15C由切換控制器12C所輸出的PWM控制信號PWM3所驅動。PWM控制信號PWM3的工作循環決定了直流電壓源Vsource與直流輸出電壓Vout3間的電壓電平轉換關系。切換控制器12C接收從反饋電路14C所產生的反饋信號FB3，而調整PWM控制信號PWM3的工作循環，使直流輸出電壓Vout3維持于穩定的值。
電源供應通道11D包含一切換控制器12D、一轉換電路13D，設有一功率切換晶體管15D、以及一反饋電路14D。功率切換晶體管15D由切換控制器12D所輸出的PWM控制信號PWM4所驅動。PWM控制信號PWM4的工作循環決定了直流電壓源Vsource與直流輸出電壓Vout4間的電壓電平轉換關系。切換控制器12D接收從反饋電路14D所產生的反饋信號FB4，而調整PWM控制信號PWM4的工作循環，使直流輸出電壓Vout4維持于穩定的值。
振蕩器16輸出脈沖信號PULSE1與斜波信號RAMP1至切換控制器12A。脈沖信號PULSE1的上升邊沿與斜波信號RAMP1的下降邊沿同時發生。脈沖信號PULSE1設置(Set)切換控制器12A，使之產生PWM控制信號PWM1的上升邊沿，進而導通功率切換晶體管15A。斜波信號RAMP1與反饋信號FB1決定PWM控制信號PWM1的下降邊沿的發生，進而關閉功率切換晶體管15A。振蕩器16還輸出脈沖信號PULSE2與斜波信號RAMP2至切換控制器12B。脈沖信號PULSE2的上升邊沿與斜波信號RAMP2的下降邊沿同時發生。脈沖信號PULSE2設置切換控制器12B，使之產生PWM控制信號PWM2的上升邊沿，進而導通功率切換晶體管15B。斜波信號RAMP2與反饋信號FB2決定PWM控制信號PWM2的下降邊沿的發生，進而關閉功率切換晶體管15B。振蕩器16又還輸出脈沖信號PULSE3與斜波信號RAMP3至切換控制器12C。脈沖信號PULSE3的上升邊沿與斜波信號RAMP3的下降邊沿同時發生。脈沖信號PULSE3設置切換控制器12C，使之產生PWM控制信號PWM3的上升邊沿，進而導通功率切換晶體管15C。斜波信號RAMP3與反饋信號FB3決定PWM控制信號PWM3的下降邊沿的發生，進而關閉功率切換晶體管15C。振蕩器16再還輸出脈沖信號PULSE4與斜波信號RAMP4至切換控制器12D。脈沖信號PULSE4的上升邊沿與斜波信號RAMP4的下降邊沿同時發生。脈沖信號PULSE4設置切換控制器12D，使之產生PWM控制信號PWM4的上升邊沿，進而導通功率切換晶體管15D。斜波信號RAMP4與反饋信號FB4決定PWM控制信號PWM4的下降邊沿的發生，進而關閉功率切換晶體管15D。
參照圖1(b)，電源供應通道11A至11D彼此并聯于直流電壓源Vsource與地之間。具體而言，電源供應通道11A至11D經由連接配線并聯于直流電壓源Vsource與地之間。結果，在直流電壓源Vsource與電源供應通道11A至11D間分別存在有連接配線所造成的寄生電感Lw。同樣地，在電源供應通道11A至11D與地之間亦分別存在有連接配線所造成的寄生電感Lw。在電源供應通道11A至11D的操作中，轉換電路13A至13D中的功率切換晶體管15A至15D周期性地切換，從而達成電壓轉換的功能。由于寄生電感Lw的存在，每當功率切換晶體管15A至15D的任一個進行切換變遷時，即產生由瞬變尖峰(Transient Spike)所造成的噪聲。
圖1(c)顯示現有振蕩器16所產生的脈沖信號PULSE1至PULSE4與斜波信號RAMP1至RAMP4的波形時序圖。如圖1(c)所示，脈沖信號PULSE1至PULSE4彼此具有相同的波形與相位，并且斜波信號RAMP1至RAMP4彼此具有相同的波形與相位。因此，振蕩器16實際上僅需產生單一個脈沖信號與單一個斜波信號，隨后同時供應給四個電源供應通道11A至11D的切換控制器12A至12D即可。在現有技術中，振蕩器16的電路組態得相當簡單，具有小尺寸與低成本的優點。然而，同相位的脈沖信號PULSE1至PULSE4同時設置切換控制器12A至12D，使得功率切換晶體管15A至15B同時發生切換變遷。結果，功率切換晶體管15A至15B的每一個所造成的瞬變尖峰相互疊加。因此，直流電壓源Vsource與地之間存在有相當大的瞬變噪聲，使直流輸出電壓Vout1至Vout4的品質惡化且容易造成電源供應通道11A至11D的毀損。
發明內容有鑒于前述問題，本發明的一目的在于提供一種改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，可避免多重電源供應通道所造成的瞬變尖峰相互疊加，而使切換式直流至直流轉換器的操作具有相對低的瞬變噪聲。
依據本發明的一方面，提供一種改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，該切換式直流至直流轉換器包含并聯于一直流電壓源與一地之間的多個電源供應通道，用以轉換該直流電壓源成為彼此分離的多個直流輸出電壓，該方法包含產生具有一第一周期的一第一振蕩信號，其中在該第一周期的每一周期中，該第一振蕩信號具有一波峰、一波谷、從該波谷逐漸增加至該波峰的一上升部分、以及從該波峰逐漸減少至該波谷的一下降部分；輸入該第一振蕩信號至該多個電源供應通道的一第一電源供應通道，使得該第一電源供應通道的至少一切換變遷發生于該第一振蕩信號的該上升部分與該下降部分兩者所涵蓋的時間范圍內；產生具有一第二周期的一第二振蕩信號，其中在該第二周期的每一周期中，該第二振蕩信號具有一瞬間變遷的邊沿，其中該瞬間變遷的邊沿與該第一振蕩信號的該波峰及該波谷兩者其中之一同時發生；以及輸入該第二振蕩信號至該多個電源供應通道的一第二電源供應通道，使得該第二電源供應通道的至少一切換變遷與該瞬間變遷的邊沿同時發生。
較佳地，該第一振蕩信號為一三角波振蕩信號。
較佳地，該第二振蕩信號為一脈沖振蕩信號，在該第二周期的每一周期中，具有一上升邊沿、一脈沖寬度、與一下降邊沿，并且該第二振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿是指其的該上升邊沿。
較佳地，依據本發明的方法還包含產生具有一第三周期的一第三振蕩信號，其中在該第三周期的每一周期中，該第三振蕩信號具有一波峰、一波谷、從該波谷逐漸增加至該波峰的一上升部分、以及從該波峰逐漸減少至該波谷的一下降部分，使得該第三振蕩信號的該波峰與該第一振蕩信號的該波谷同時發生且該第三振蕩信號的該波谷與該第一振蕩信號的該波峰同時發生，以及輸入該第三振蕩信號至該多個電源供應通道的一第三電源供應通道，使得該第三電源供應通道的至少一切換變遷發生于該第三振蕩信號的該上升部分與該下降部分兩者所涵蓋的時間范圍內。
較佳地，該第三振蕩信號的該產生步驟是通過使該第一振蕩信號反相而實施。
較佳地，依據本發明的方法還包含產生具有一第四周期的一第四振蕩信號，其中在該第四周期的每一周期中，該第四振蕩信號具有一瞬間變遷的邊沿，該瞬間變遷的邊沿與該第一振蕩信號的該波峰及該波谷兩者其中之一同時發生，且該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿與該第二振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿間存在有一預定的時間偏移，以及輸入該第四振蕩信號至該多個電源供應通道的一第四電源供應通道，使得該第四電源供應通道的至少一切換變遷與該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿同時發生。
較佳地，該第四振蕩信號為一脈沖振蕩信號，在該第四周期的每一周期中，具有一上升邊沿、一脈沖寬度、與一下降邊沿，并且該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿是指其的該上升邊沿。
較佳地，依據本發明的方法還包含通過使用該第二振蕩信號與該第四振蕩信號而產生一第一輔助信號，其中該第一輔助信號為一斜波振蕩信號，具有一上升部分與一下降邊沿，使得該下降邊沿與該第二振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿同時發生；通過該第四振蕩信號增強該第一輔助信號的穩定性；以及輸入該第一輔助信號至該第二電源供應通道。
較佳地，在輸入該第一輔助信號至該第二電源供應通道的該步驟之后，通過該第一輔助信號對于該第二電源供應通道進行電流模式反饋控制的斜率補償。
較佳地，依據本發明的方法還包含通過使用該第二振蕩信號與該第四振蕩信號而產生一第二輔助信號，其中該第二輔助信號為一斜波振蕩信號，具有一上升部分與一下降邊沿，使得該下降邊沿與該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿同時發生；通過該第二振蕩信號增強該第二輔助信號的穩定性；以及輸入該第二輔助信號至該第四電源供應通道。
較佳地，在輸入該第二輔助信號至該第四電源供應通道的該步驟之后，通過該第二輔助信號對于該第四電源供應通道進行電流模式反饋控制的斜率補償。
在依據本發明的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法中，該第一至該第四電源供應通道的該至少一切換變遷在時間上彼此分離地發生，可避免瞬變尖峰相互疊加，而達成相對低的瞬變噪聲的操作狀態。應注意依據本發明的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法可應用于具有任意數目的電源供應通道的切換式直流至直流轉換器。
下文中的說明與附圖將使本發明的前述與其它目的、特征、與優點更明顯。以下將參照圖式詳細說明依據本發明的較佳實施例。
圖1(a)顯示現有的具有多重輸出電壓的切換式直流至直流轉換器的電路方框圖。
圖1(b)顯示直流電壓源和地之間的連接配線所造成的寄生電感。
圖1(c)顯示現有振蕩器所產生的信號的波形時序圖。
圖2(a)顯示依據本發明的具有多重輸出電壓的切換式直流至直流轉換器的電路方框圖。
圖2(b)顯示依據本發明的多相位多波形同步振蕩器所輸出的信號的時序圖。
圖3顯示依據本發明的多重電源供應通道的詳細電路圖。
圖4顯示依據本發明的多相位多波形同步振蕩器的電路方框圖。
圖5顯示依據本發明的多相位多波形同步振蕩器的第一例子的詳細電路圖。
圖6顯示依據本發明的多相位多波形同步振蕩器的第二例子的詳細電路圖。
具體實施方式在詳細說明依據本發明的實施例之前，為了使本發明的技術特征更容易被了解，首先說明本發明與現有技術的區別。依據本發明的具有多重輸出電壓的切換式直流至直流轉換器與美國專利第5,959,441號、第6,137,274號、第6,144,194號、與第6,246,222號等現有技術中所描述的多相位切換式直流至直流轉換器并不相同。具體而言，現有技術的多相位切換式直流至直流轉換器僅設有單一的輸出端以供應單一個調節后的輸出電壓，然而依據本發明的切換式直流至直流轉換器則設有多個輸出端，彼此分離，從而分別供應多個調節后的輸出電壓。再者，現有技術的多相位切換式直流至直流轉換器必須致力于維持多個電源供應通道彼此間流通的電流均勻，以避免「熱通道(Hot Channel)」現象發生。然而，在依據本發明的切換式直流至直流轉換器中，多個電源供應通道是分離地供應多個調節后的輸出電壓。此外，現有技術的多相位切換式直流至直流轉換器中的振蕩器僅限于提供具有相同波形(可能具有不同相位)的脈沖信號與斜波信號。然而，在依據本發明的切換式直流至直流轉換器中，振蕩器輸出不同波形不同相位的振蕩信號至彼此獨立操作的各電源供應通道。更且，現有技術的多相位切換式直流至直流轉換器中的各個電源供應通道必須采用相同的反饋控制模式。然而，在依據本發明的切換式直流至直流轉換器中，各個電源供應通道可使用不同的反饋控制模式。
下文將參照圖2(a)與2(b)以及圖3詳細說明依據本發明的改善的具有多重輸出電壓的切換式直流至直流轉換器20的瞬變噪聲的方法。
圖2(a)顯示依據本發明的具有多重輸出電壓的切換式直流至直流轉換器20的電路方框圖。為了防止圖式過度復雜且使本發明的技術特征更容易被了解，圖2(a)以及下文的說明與其它參照的圖式僅顯示具有四個輸出電壓的切換式直流至直流轉換器20，作為本發明的一實施例。應注意本發明不限于此實施例，而可應用于具有任意數目的輸出電壓的切換式直流至直流轉換器。下文中將詳細說明圖2(a)所示的依據本發明的切換式直流至直流轉換器20不同于圖1(a)所示的現有技術之處。
參照圖2(a)，切換式直流至直流轉換器20不同于圖1(a)所示的切換式直流至直流轉換器10之處在于切換式直流至直流轉換器20設有一多相位多波形同步振蕩器26，用于取代現有技術的振蕩器16。具體而言，多相位多波形同步振蕩器26可產生多個不同相位且不同波形的同步振蕩信號。在圖2(a)所示的實施例中，多相位多波形同步振蕩器26輸出同步的振蕩信號TR1、TR2、PC1、與PC2，其具有不同的相位且不同的波形，分別傳送至電源供應通道21A至21D的切換控制器22A至22D。此外，輔助信號RM1亦伴隨著振蕩信號PC1輸入切換控制器22C，而輔助信號RM2亦伴隨著振蕩信號PC2輸入切換控制器22D。借著同步的振蕩信號TR1、TR2、PC1、與PC2的相位差異與波形差異，切換控制器22A至22D可在不同的時間點使功率切換晶體管25A至25D發生切換變遷，從而避免瞬變尖峰相互疊加。
圖2(b)顯示振蕩信號TR1、TR2、PC1、與PC2以及輔助信號RM1與RM2的時序圖，用以清楚說明其彼此間的相位關系與波形特征。參照圖2(b)，振蕩信號TR1為一連續的三角波，其振幅變化于VH(稱之為峰值)與VL(稱之為谷值)之間。同樣地，振蕩信號TR2為另一連續的三角波，其振幅亦變化于VH與VL之間。為了方便描述振蕩信號TR1與TR2的波形，「波峰」是指振幅等于峰值VH，「波谷」是指振幅等于谷值VL，「上升部分」是指振幅從谷值VL逐漸增加至峰值VH，并且「下降部分」是指振幅從峰值VH逐漸減少至谷值VL。振蕩信號TR1與TR2具有相同的周期但相位卻相差180度，使得振蕩信號TR1的波峰在時間上對準振蕩信號TR2的波谷，且振蕩信號TR1的波谷在時間上對準振蕩信號TR2的波峰。換言之，振蕩信號TR1與TR2的上升部分彼此在時間上錯開，不互相重疊。同樣地，振蕩信號TR1與TR2的下降部分彼此在時間上錯開，不互相重疊。請注意，雖然在圖2(b)所示的實施例中，振蕩信號TR1與TR2具有相同大小的峰值與相同大小的谷值，但本發明不限于此。在本發明的另一實施例中，振蕩信號TR1與TR2可具有不同大小的峰值或不同大小的谷值。再者，雖然在圖2(b)所示的實施例中，振蕩信號TR1與TR2皆為上升部分所占時間與下降部分所占時間彼此相等的等邊三角波，但本發明不限于此，而可應用于振蕩信號TR1與TR2皆為上升部分所占時間與下降部分所占時間彼此不相等的非等邊三角波。再者，雖然在圖2(b)所示的實施例中，振蕩信號TR1與TR2的上升部分皆為線性增加，但本發明不限于此，而可應用于振蕩信號TR1與TR2的上升部分皆為非線性增加。再者，雖然在圖2(b)所示的實施例中，振蕩信號TR1與TR2的下降部分皆為線性減少，但本發明不限于此，而可應用于振蕩信號TR1與TR2的下降部分皆為非線性減少。
振蕩信號PC1為一脈沖信號，其中每一脈沖是由從LOW(低)瞬間變遷至HIGH(高)的上升邊沿、維持于HIGH的脈沖寬度、與從LOW瞬間變遷至HIGH的下降邊沿所組成。輔助信號RM1是一連續的斜波，由從0逐漸增加至最大值Vmax的上升部分與從最大值Vmax瞬間變遷至0的下降邊沿所組成。振蕩信號PC1的上升邊沿與輔助信號RM1的下降邊沿同時發生。振蕩信號PC2是一個脈沖信號，其中每一脈沖是由從LOW瞬間變遷至HIGH的上升邊沿、維持于HIGH的脈沖寬度、與從LOW瞬間變遷至HIGH的下降邊沿所組成。輔助信號RM2是一連續的斜波，由從0逐漸增加至最大值Vmax的上升部分與從最大值Vmax瞬間變遷至0的下降邊沿所組成。振蕩信號PC2的上升邊沿與輔助信號RM2的下降邊沿同時發生。此外，如圖2(b)所示，振蕩信號PC1與PC2具有相同的周期但相位卻相差180度。請注意，雖然在圖2(b)所示的實施例中，振蕩信號PC1與PC2具有相同大小的最大值Vmax，但本發明不限于此。在本發明的另一實施例中，振蕩信號PC1與PC2可具有不同大小的最大值，但彼此間仍需維持相同的周期與180度的相位差。
在圖2(b)所示的實施例中，峰值VH約為0.8伏特，而谷值VL約為0.3伏特。振蕩信號TR1、TR2、PC1、與PC2以及輔助信號RM1與RM2的周期皆約為1微秒。振蕩信號PC1與PC2的脈沖的寬度約為100毫微秒，且狀態HIGH約為2.2伏特而狀態LOW約為0伏特。輔助信號RM1與RM2的振幅最大值Vmax約為0.8伏特。
從圖2(b)清楚可見，振蕩信號TR1的波谷、振蕩信號TR2的波峰、振蕩信號PC1的上升邊沿、與輔助信號RM1的下降邊沿是同時發生。再者，振蕩信號TR1的波峰、振蕩信號TR2的波谷、振蕩信號PC2的上升邊沿、與輔助信號RM2的下降邊沿是同時發生。
圖3顯示依據本發明的電源供應通道21A至21D的詳細電路圖。參照圖3，電源供應通道21A是采用電壓模式反饋控制，響應于振蕩信號TR1而操作，用以轉換直流電壓源Vsource成為直流輸出電壓Vout1。電源供應通道21A包含一切換控制器22A、一轉換電路23A、以及一反饋電路24A。轉換電路23A是一降壓轉換電路，具有功率切換晶體管25A、電感L1、電容C1、與二極管D1，如圖式般耦合。反饋電路24A是由電阻Ra1與Rb1所組成的分壓電路，提供一指示直流輸出電壓Vout1的反饋信號FB1。反饋信號FB1輸入切換控制器22A中的誤差放大器EA1，使之比較于參考電壓Vref1。隨后，PWM比較器PA1將振蕩信號TR1與誤差放大器EA1所輸出的誤差電壓的比較結果輸出至驅動器DR1，從而產生PWM控制信號PWM1，用以驅動由NMOS晶體管Q1所實施的功率切換晶體管25A。具體而言，當振蕩信號TR1從峰值逐漸減少至等于誤差電壓的時刻，PWM比較器PA1使驅動器DR1所輸出的PWM控制信號PWM1變遷為使能(enable)狀態(在本實施例中為HIGH)，以導通NMOS晶體管Q1。隨后，當振蕩信號TR1從谷值逐漸增加至再次等于誤差電壓的時刻，PWM比較器PA1使驅動器DR1所輸出的PWM控制信號PWM1變遷為不使能(unable)狀態(在本實施例中為LOW)，以關閉NMOS晶體管Q1。
電源供應通道21B采用電壓模式反饋控制，響應于振蕩信號TR2而操作，用以轉換直流電壓源Vsource成為直流輸出電壓Vout2。電源供應通道21B包含一切換控制器22B、一轉換電路23B、以及一反饋電路24B。轉換電路23B為一降壓轉換電路，具有功率切換晶體管25B、電感L2、電容C2、與二極管D2，如圖式般耦合。反饋電路24B為由電阻Ra2與Rb2所組成的分壓電路，提供一指示直流輸出電壓Vout2的反饋信號FB2。反饋信號FB2輸入切換控制器22B中的誤差放大器EA2，使之比較于參考電壓Vref2。隨后，PWM比較器PA2將振蕩信號TR2與誤差放大器EA2所輸出的誤差電壓的比較結果輸出至驅動器DR2，從而產生PWM控制信號PWM2，用以驅動由NMOS晶體管Q2所實施的功率切換晶體管25B。具體而言，當振蕩信號TR2從峰值逐漸減少至等于誤差電壓的時刻，PWM比較器PA2使驅動器DR2所輸出的PWM控制信號PWM2變遷為使能狀態(在本實施例中為HIGH)，以導通NMOS晶體管Q2。隨后，當振蕩信號TR2從谷值逐漸增加至再次等于誤差電壓的時刻，PWM比較器PA2使驅動器DR2所輸出的PWM控制信號PWM2變遷為不使能狀態(在本實施例中為LOW)，以關閉NMOS晶體管Q2。
電源供應通道21C是采用電壓模式反饋控制，響應于振蕩信號PC1與輔助信號RM1而操作，用以轉換直流電壓源Vsource成為直流輸出電壓Vout3。電源供應通道21C包含一切換控制器22C、一轉換電路23C、以及一反饋電路24C。轉換電路23C為一降壓轉換電路，具有功率切換晶體管25C、電感L3、電容C3、與二極管D3，如圖式般耦合。反饋電路24C是由電阻Ra3與Rb3所組成的分壓電路，提供一指示直流輸出電壓Vout3的反饋信號FB3。反饋信號FB3輸入切換控制器22C中的誤差放大器EA3，使之比較于參考電壓Vref3而輸出一誤差電壓至PWM比較器PA3。具體而言，振蕩信號PC1是用以設置閂鎖器LA1，使驅動器DR3所輸出的PWM控制信號PWM3變遷為使能狀態(在本實施例中為HIGH)，以導通由NMOS晶體管Q3所實施的功率切換晶體管25C。另一方面，因為輔助信號RM1的下降邊沿與振蕩信號PC1的上升邊沿同時發生，所以輔助信號RM1的下降邊沿亦與NMOS晶體管Q3的導通同時發生。隨后，當輔助信號RM1的上升部分逐漸增加至等于誤差電壓的時刻，PWM比較器PA3重置閂鎖器LA1，使驅動器DR3所輸出的PWM控制信號PWM3變遷為不使能狀態(在本實施例中為LOW)，以關閉NMOS晶體管Q3。
電源供應通道21D是采用電流模式反饋控制，響應于振蕩信號PC2與輔助信號RM2而操作，用以轉換直流電壓源Vsource成為直流輸出電壓Vout4。電源供應通道21D包含一切換控制器22D、一轉換電路23D、以及一反饋電路24D。轉換電路23D為一降壓轉換電路，具有功率切換晶體管25D、電感L4、串聯電阻Rs、電容C4、與二極管D4，如圖式般耦合。反饋電路24D包含一電流感測放大器CA，用以提供反饋信號FB4，其指示由電感電流過串聯電阻Rs所造成的電位差。此外，為了進行電流模式反饋控制的斜率補償，反饋電路24D可還包含有一由電阻Ra4與Rb4所組成的分壓電路，提供一指示直流輸出電壓Vout4的信號至誤差放大器EA4，使之比較于參考電壓Vref4。通過模擬運算電路AD，誤差放大器EA4所輸出的誤差電壓減去輔助信號RM2后，輸入PWM比較器PA4的反相端。反饋信號FB4輸入PWM比較器PA4的非反相端。振蕩信號PC2用以設置閂鎖器LA2，使驅動器DR4所輸出的PWM控制信號PWM4變遷為使能狀態(在本實施例中為HIGH)，以導通由NMOS晶體管Q4所實施的功率切換晶體管25D。因為輔助信號RM2的下降邊沿與振蕩信號PC2的上升邊沿同時發生，所以輔助信號RM2的下降邊沿亦與NMOS晶體管Q4的導通同時發生。在NMOS晶體管Q4導通的期間中，電感電流線性地增加導致電流感測放大器CA所輸出的反饋信號FB4線性地增加。當反饋信號FB4增加至等于模擬運算電路所輸出的電壓的時刻，PWM比較器PA4重置閂鎖器LA2，使驅動器DR4所輸出的PWM控制信號PWM4變遷為不使能狀態(在本實施例中為LOW)，以關閉NMOS晶體管Q4。
從前文的說明可知，功率切換晶體管25A從關閉變遷至導通的時間點是位于振蕩信號TR1的下降部分內，而功率切換晶體管25B從關閉變遷至導通的時間點則位于振蕩信號TR2的下降部分內。因為振蕩信號TR1與TR2的下降部分彼此于時間上互不重疊，如圖2(b)所示，故有效地防止功率切換晶體管25A與25B同時從關閉變遷至導通。結果，功率切換晶體管25A與25B所造成的瞬變尖峰不會相互疊加。
另一方面，功率切換晶體管25C從關閉變遷至導通系與振蕩信號PC1的上升邊沿同時發生，而功率切換晶體管25D從關閉變遷至導通則與振蕩信號PC2的上升邊沿同時發生。因為振蕩信號PC1與PC2的上升邊沿彼此在時間上互不重疊，如圖2(b)所示，故有效地防止功率切換晶體管25C與25D同時從關閉變遷至導通。結果，功率切換晶體管25C與25D所造成的瞬變尖峰不會相互疊加。
此外，從圖2(b)清楚可見，既然振蕩信號PC1的上升邊沿與振蕩信號TR1的波谷以及振蕩信號TR2的波峰同時發生，故振蕩信號PC1的上升邊沿不位于振蕩信號TR1與TR2兩者各自的下降部分內。結果，功率切換晶體管25C從關閉變遷至導通的時間點不同于功率切換晶體管25A與25B從關閉變遷至導通的時間點。同樣地，既然振蕩信號PC2的上升邊沿與振蕩信號TR1的波峰以及振蕩信號TR2的波谷同時發生，故振蕩信號PC2的上升邊沿不位于振蕩信號TR1與TR2兩者各自的下降部分內。結果，功率切換晶體管25D從關閉變遷至導通的時間點不同于功率切換晶體管25A與25B從關閉變遷至導通的時間點。因而，在依據本發明的切換式直流至直流轉換器20中，功率切換晶體管25A至25D所造成的瞬變尖峰不會相互疊加。
請注意，雖然在圖3所示的實施例中，電源供應通道21A至21C皆為電壓模式反饋控制而電源供應通道21D為電流反饋控制，但本發明不限于此，而可應用于電源供應通道21A至21D皆為電壓模式反饋控制的情況或者電源供應通道21A與21B為電壓模式反饋控制而電源供應通道21C與21D為電流反饋控制的情況。
請注意，雖然在圖3所示的實施例中，功率切換晶體管25A至25D從關閉變遷至導通的時間點互不重疊，但本發明不限于此，而可應用于功率切換晶體管25A至25D從導通變遷至關閉的時間點互不重疊。換言之，依據本發明，功率切換晶體管25A至25D的至少一切換變遷在時間上互不重疊，其中切換變遷是指從關閉變遷至導通或從導通變遷至關閉。
圖4顯示依據本發明的多相位多波形同步振蕩器26的電路方框圖。參照圖4，多相位多波形同步振蕩器26包含一個振蕩信號產生器41、一反相器42、以及一輔助信號產生器43。具體而言，振蕩信號產生器41產生振蕩信號TR1。隨后，振蕩信號TR2是通過經由反相器42而從振蕩信號TR1所獲得。結果，振蕩信號TR1與TR2的相位相差180度。除了振蕩信號TR1以外，振蕩信號產生器41還產生兩個相位相差180度的振蕩信號PC1與PC2。最后，響應于振蕩信號PC1與PC2，輔助信號產生器43輸出輔助信號RM1與RM2。既然振蕩信號TR1、TR2、PC1、與PC2以及輔助信號RM1與RM2的波形特征已經在前文詳細說明過，故此處省略其說明。
圖5顯示依據本發明的多相位多波形同步振蕩器26的第一例子的詳細電路圖。參照圖5，振蕩信號產生器41包含一峰值比較器411、一谷值比較器412、一閂鎖器413、三個反相器414、419S與419R、一開關裝置415、一第一電流源416、一第二電流源417、以及一電容418。峰值比較器411的非反相端(以符號“+”標示)耦合于一峰值設定電壓VH，而谷值比較器412的反相端(以符號“-”標示)則耦合于一谷值設定電壓VL。峰值比較器411的反相端與谷值比較器412的非反相端彼此耦合于一起，并且耦合于輸出端NTR1。峰值比較器411的輸出端耦合于閂鎖器413的設置輸入S，而谷值比較器412的輸出端則耦合于閂鎖器413的重置輸入R。第一電流源416連接于直流電壓源Vsource與輸出端NTR1間，而第二電流源417則經由開關裝置415而連接于輸出端NTR1與地之間。在圖5所示的實施例中，第二電流源417所供應的電流值為第一電流源416所供應的電流值的兩倍。在此情況下，振蕩信號產生器41所產生的三角波為上升部分所占時間與下降部分所占時間彼此相等的等邊三角波。請注意本發明不限于此，而可應用于任何滿足第二電流源417所供應的電流值大于第一電流源416所供應的電流值的條件(關于此點，隨后將有詳細的說明)的情況。亦即，依據本發明的振蕩信號產生器41亦可產生上升部分所占時間與下降部分所占時間彼此不相等的非等邊三角波。開關裝置415由閂鎖器413的一輸出信號所控制。在圖5所示的實施例中，閂鎖器413的正常輸出Q經由反相器414而控制開關裝置415。請注意由于閂鎖器413的反相輸出(Inverted Output)Q即為正常輸出Q的反相信號，故在本發明的另一實施例中，開關裝置415可直接耦合于閂鎖器413的反相輸出Q，同樣可獲得圖5所示的實施例的相同控制效果。在本發明中，開關裝置415可由一開關晶體管所實施，例如NMOS晶體管、PMOS晶體管、或雙載子晶體管。電容418連接于輸出端NTR1與地之間。
茲將參照圖5與圖2(b)詳細說明振蕩信號產生器41如何產生振蕩信號TR1以及振蕩信號PC1與PC2。當輸出端NTR1處的電壓小于谷值設定電壓VL時，設置輸入S為HIGH且重置輸入R為LOW，導致正常輸出Q為HIGH。此時，反相器414輸出LOW至開關裝置415，使之不導通。結果，第二電流源417關閉不通，而第一電流源416對電容418充電，使得輸出端NTR1處的電壓上升。當輸出端NTR1處的電壓上升至大于谷值設定電壓VL但仍小于峰值設定電壓VH時，設置輸入S為HIGH且重置輸入R為HIGH，導致正常輸出Q為HIGH。此時，反相器414輸出LOW至開關裝置415，使之不導通。結果，第二電流源417仍維持關閉不通，而第一電流源416繼續對電容418充電，使得輸出端NTR1處的電壓繼續上升。當輸出端NTR1處的電壓上升至大于峰值設定電壓VH時，設置輸入S為LOW且重置輸入R為HIGH，導致正常輸出Q為LOW。此時，反相器414輸出HIGH至開關裝置415，使之導通。結果，第二電流源417導通。因為第二電流源417所供應的電流值大于第一電流源416所供應的電流值，所以電容418經由第二電流源417放電至地，使得輸出端NTR1處的電壓下降。當輸出端NTR1處的電壓下降至小于峰值設定電壓VH但仍大于谷值設定電壓VL時，設置輸入S為HIGH且重置輸入R為HIGH，導致正常輸出Q為LOW。此時，反相器414輸出HIGH至開關裝置415，使之導通。結果，第二電流源417仍維持導通，使得電容418繼續經由第二電流源417放電至地，造成輸出端NTR1處的電壓繼續下降。在圖5所示的實施例中，第二電流源417所供應的電流值為第一電流源416所供應的電流值的兩倍。在此情況下，因為電容418的放電電流值剛好等于第一電流源416所供應的電流值，所以在本操作階段中電容418的放電速率等于先前操作階段中電容418的充電速率，導致等邊三角波的產生。當輸出端NTR1處的電壓下降至小于谷值設定電壓VL時，振蕩信號產生器41即重復前述的操作。因而，從輸出端NTR1處即可獲得所期望的振蕩信號TR1。
振蕩信號PC1是通過反相器419R使重置輸入R反相而獲得。同樣地，振蕩信號PC2是通過反相器419S使設置輸入S反相而獲得。
再次參照圖5，輔助信號產生器43由兩個斜波產生器43a與43b所組成，分別產生輔助信號RM1與RM2。斜波產生器43a包含一抽樣保持放大器431a、一抽樣保持電容432a、一電壓至電流轉換器433a、一輸出電容434a、以及一開關裝置435a。抽樣保持放大器431a的非反相端耦合于一參考電壓Vrefa，且其輸出端耦合于電壓至電流轉換器433a的電壓輸入端。抽樣保持電容432a連接于抽樣保持放大器431a的輸出端與地之間。電壓至電流轉換器433a的電流輸出端耦合于一輸出端NRM1。輸出電容434a與開關裝置435a并聯于輸出端NRM1與地之間。輸出端NRM1還耦合于抽樣保持放大器431a的反相端，形成一反饋回路。另一方面，斜波產生器43b包含一抽樣保持放大器431b、一抽樣保持電容432b、一電壓至電流轉換器433b、一輸出電容434b、以及一開關裝置435b。抽樣保持放大器431b的非反相端耦合于另一參考電壓Vrefb，且其輸出端耦合于電壓至電流轉換器433b的電壓輸入端。抽樣保持電容432b連接于抽樣保持放大器431b的輸出端與地之間。電壓至電流轉換器433b的電流輸出端耦合于另一輸出端NRM2。輸出電容434b與開關裝置435b并聯于輸出端NRM2與地之間。輸出端NRM2還耦合于抽樣保持放大器431b的反相端，形成一反饋回路。
振蕩信號產生器41的反相器419S的輸出(亦即振蕩信號PC2)是用以控制抽樣保持放大器431a與開關裝置435b。另一方面，振蕩信號產生器41的反相器419R的輸出(亦即振蕩信號PC1)是用以控制抽樣保持放大器431b與開關裝置435a。在本發明中，開關裝置435a與435b得分別由一開關晶體管所形成，例如NMOS晶體管、PMOS晶體管、或雙載子晶體管。
茲將參照圖5與圖2(b)詳細說明輔助信號產生器43如何產生輔助信號RM1與RM2。首先說明通過振蕩信號PC1與PC2控制斜波產生器43a以產生輔助信號RM1的方法。當振蕩信號PC1與PC2皆為LOW時，抽樣保持放大器431a與開關裝置435a皆關閉不導通。在此情況下，抽樣保持電容432a所保持的固定電壓經由電壓至電流轉換器433a而轉換成固定電流，用以對輸出電容434a充電。結果，輸出端NRM1處的電壓逐漸上升。當振蕩信號PC1為HIGH且振蕩信號PC2為LOW時，開關裝置435a導通。在此情況下，輸出電容434a經由導通的開關裝置435a而放電至地且輸出端NRM1經由導通的開關裝置435a而連接于地。結果，輸出端NRM1處的電壓瞬間減少至地電位。因而，從輸出端NRM1處即可獲得所期望的輔助信號RM1。為了增進所獲得的輔助信號RM1的穩定性，當振蕩信號PC1為LOW且振蕩信號PC2為HIGH時，抽樣保持放大器431a導通而經由反饋回路比較輸出端NRM1處的電壓與參考電壓Vrefa，從而輸出一誤差電壓，對于由抽樣保持電容432a所保持的電壓進行反饋控制。因為抽樣保持電容432a所保持的電壓是經由電壓至電流轉換器433a而轉換成電流，該電流決定輸出端NRM1處的電壓上升速率，所以從輸出端NRM1處所獲得的輔助信號RM1因反饋控制而提高穩定性。在圖5與圖2(b)所示的實施例中，既然振蕩信號PC2變為HIGH的時間點是位于輔助信號RM1的二分之一周期處，故參考電壓Vrefa可選定為輔助信號RM1的最大值Vmax的二分之一。請注意本發明不限于此，而可基于振蕩信號PC2變為HIGH的時間點以及抽樣保持放大器431a的非反相端所接收的反饋電壓與輸出端NRM1處的電壓間的比例關系，選定適當的參考電壓Vrefa，以達成所期望的反饋控制。
繼而說明通過振蕩信號PC1與PC2控制斜波產生器43b以產生輔助信號RM2的方法。當振蕩信號PC1與PC2皆為LOW時，抽樣保持放大器431b與開關裝置435b皆關閉不導通。在此情況下，抽樣保持電容432b所保持的固定電壓經由電壓至電流轉換器433b而轉換成固定電流，用以對輸出電容434b充電。結果，輸出端NRM2處的電壓上升。當振蕩信號PC1為LOW且振蕩信號PC2為HIGH時，開關裝置435b導通。在此情況下，輸出電容434b經由導通的開關裝置435b而放電至地且輸出端NRM2經由導通的開關裝置435b而連接于地。結果，輸出端NRM2處的電壓瞬間減少至地電位。因而，從輸出端NRM2處即可獲得所期望的輔助信號RM2。為了增進所獲得的輔助信號RM2的穩定性，當振蕩信號PC1為HIGH且振蕩信號PC2為LOW時，抽樣保持放大器431b導通而經由反饋回路比較輸出端NRM2處的電壓與參考電壓Vrefb，從而輸出一誤差電壓，對于由抽樣保持電容432b所保持的電壓進行反饋控制。因為抽樣保持電容432b所保持的電壓系經由電壓至電流轉換器433b而轉換成電流，該電流決定輸出端NRM2處的電壓上升速率，所以從輸出端NRM2處所獲得的輔助信號RM2因反饋控制而提高穩定性。在圖5與2(b)所示的實施例中，既然振蕩信號PC1變為HIGH的時間點是位于輔助信號RM2的二分之一周期處，故參考電壓Vrefb得選定為輔助信號RM2的最大值Vmax的二分之一。請注意本發明不限于此，而可基于振蕩信號PC1變為HIGH的時間點以及抽樣保持放大器431b的非反相端所接收的反饋電壓與輸出端NRM2處的電壓間的比例關系，選定適當的參考電壓Vrefb，以達成所期望的反饋控制。
圖6顯示依據本發明的多相位多波形同步振蕩器26的第二例子的詳細電路圖。除了對于用以產生振蕩信號PC1與PC2的電路與方法進行修改變化以外，圖6所示的第二例子相同于圖5所示的第一例子。因而，圖6所示的電路組件中相似于圖5的部份是使用相似于圖5的參考符號來標示。為了簡化說明起見，下文僅詳細說明第二例子不同于第一例子之處。
如圖6所示，第二例子使用第一與第二單發產生器(One ShotGenerator)611與612取代圖5所示的第一例子的反相器419R與419S。具體而言，第一單發產生器611為一上升邊沿單發產生器，其輸入端耦合于閂鎖器413的正常輸出Q。每當第一單發產生器611偵測到正常輸出Q的上升邊沿時，第一單發產生器611即輸出一具有預定的寬度例如100毫微秒的脈沖。既然正常輸出Q的上升邊沿發生于當振蕩信號TR1到達波谷時，故第一單發產生器611產生所期望的振蕩信號PC1。另一方面，第二單發產生器612為一下降邊沿單發產生器，其輸入端耦合于閂鎖器413的正常輸出Q。每當第二單發產生器612偵測到正常輸出Q的下降邊沿時，第二單發產生器612即輸出一具有預定的寬度例如100毫微秒的脈沖。既然正常輸出Q的下降邊沿發生于當振蕩信號TR1到達波峰時，故第二單發產生器612產生所期望的振蕩信號PC2。
圖6所示的第二例子提供一額外的優點如下所述。因為振蕩信號PC1與PC2是通過分別使用第一與第二單發產生器611與612所產生，所以振蕩信號PC1與PC2分別具有固定寬度的脈沖。如前所述，既然振蕩信號PC1與PC2分別控制開關裝置435a與435b，故固定寬度的脈沖確保輸出電容434a與434b的放電時間固定，因而充電時間也固定。結果，輔助信號RM1與RM2的振幅穩定性更加獲得改善。
在本發明的一實施例中，切換控制器22A至22D、反饋電路24A至24D、與多相位多波形振蕩器26被整合于單一集成電路芯片中。轉換電路23A至23D則形成為該單一集成電路芯片的外部電路，可實施成降壓轉換電路或升壓轉換電路，通常依據應用需求而設計。在本發明的另一實施例中，轉換電路23A至23D中的功率切換晶體管25A至25D亦可與切換控制器22A至22D、反饋電路24A至24D、以及多相位多波形振蕩器26整合于單一集成電路芯片中，使得僅轉換電路23A至23D的其余部分形成為該單一集成電路芯片的外部電路。
再者，多相位多波形同步振蕩器26亦可分離地形成一獨立的集成電路芯片，隨后經由配線耦合于包含有電源供應通道22A至22D的集成電路芯片。此外，多相位多波形同步振蕩器26亦可輸出多個振蕩信號給多個具有獨立封裝的單一電源供應通道的集成電路芯片。
雖然本發明已通過較佳實施例作為例示加以說明，應了解者為本發明不限于此被描述的實施例。相反地，本發明意欲涵蓋對于本領域的熟練技術人員而言是明顯的各種修改與等同配置。因此，本發明的保護范圍應根據最廣的詮釋，以包容所有此類修改與等同配置。
權利要求
1.一種改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，該切換式直流至直流轉換器包含并聯于一直流電壓源與地之間的多個電源供應通道，用以轉換該直流電壓源成為彼此分離的多個直流輸出電壓，該方法包含產生具有一第一周期的一第一振蕩信號，其中在該第一周期的每一周期中，該第一振蕩信號具有一波峰、一波谷、從該波谷逐漸增加至該波峰的一上升部分、以及從該波峰逐漸減少至該波谷的一下降部分；輸入該第一振蕩信號至該多個電源供應通道的一第一電源供應通道，使得該第一電源供應通道的至少一切換變遷發生于該第一振蕩信號的該上升部分與該下降部分兩者其中之一所涵蓋的時間范圍內；產生具有一第二周期的一第二振蕩信號，其中在該第二周期的每一周期中，該第二振蕩信號具有一瞬間變遷的邊沿，其中該瞬間變遷的邊沿與該第一振蕩信號的該波峰及該波谷兩者其中之一同時發生；以及輸入該第二振蕩信號至該多個電源供應通道的一第二電源供應通道，使得該第二電源供應通道的至少一切換變遷與該瞬間變遷的邊沿同時發生，從而使該第一電源供應通道的該至少一切換變遷與該第二電源供應通道的該至少一切換變遷在時間上彼此分離地發生。
2.根據權利要求1所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，其中該第一振蕩信號為一三角波振蕩信號。
3.根據權利要求1所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，其中該第二振蕩信號為一脈沖振蕩信號，在該第二周期的每一周期中，具有一上升邊沿、一脈沖寬度、與一下降邊沿，并且該第二振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿是指其的該上升邊沿。
4.根據權利要求1所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，還包含產生一第一輔助信號，其中該第一輔助信號為一斜波振蕩信號，具有一上升部分與一下降邊沿，使得該下降邊沿與該第二振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿同時發生，以及輸入該第一輔助信號至該第二電源供應通道。
5.根據權利要求4所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，還包含在輸入該第一輔助信號至該第二電源供應通道的該步驟之后，通過該第一輔助信號對于該第二電源供應通道進行電流模式反饋控制的斜率補償。
6.根據權利要求1所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，還包含產生具有一第三周期的一第三振蕩信號，其中在該第三周期的每一周期中，該第三振蕩信號具有一波峰、一波谷、從該波谷逐漸增加至該波峰的一上升部分、以及從該波峰逐漸減少至該波谷的一下降部分，使得該第三振蕩信號的該波峰與該第一振蕩信號的該波谷同時發生且該第三振蕩信號的該波谷與該第一振蕩信號的該波峰同時發生，以及輸入該第三振蕩信號至該多個電源供應通道的一第三電源供應通道，使得該第三電源供應通道的至少一切換變遷發生于該第三振蕩信號的該上升部分與該下降部分兩者其中之一所涵蓋的時間范圍內，從而使該第三電源供應通道的該至少一切換變遷、該第一電源供應通道的該至少一切換變遷、與該第二電源供應通道的該至少一切換變遷在時間上彼此分離地發生。
7.根據權利要求6所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，其中該第三振蕩信號的該產生步驟是通過使該第一振蕩信號反相而實施。
8.根據權利要求6所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，還包含產生具有一第四周期的一第四振蕩信號，其中在該第四周期的每一周期中，該第四振蕩信號具有一瞬間變遷的邊沿，該瞬間變遷的邊沿是與該第一振蕩信號的該波峰及該波谷兩者其中之一同時發生，且該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿與該第二振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿間存在有一預定的時間偏移，以及輸入該第四振蕩信號至該多個電源供應通道的一第四電源供應通道，使得該第四電源供應通道的至少一切換變遷與該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿同時發生，從而使該第四電源供應通道的該至少一切換變遷、該第一電源供應通道的該至少一切換變遷、該第二電源供應通道的該至少一切換變遷、與該第三電源供應通道的該至少一切換變遷在時間上彼此分離地發生。
9.根據權利要求1所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，還包含產生具有一第四周期的一第四振蕩信號，其中在該第四周期的每一周期中，該第四振蕩信號具有一瞬間變遷的邊沿，該瞬間變遷的邊沿與該第一振蕩信號的該波峰及該波谷兩者其中之一同時發生，且該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿與該第二振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿間存在有一預定的時間偏移，以及輸入該第四振蕩信號至該多個電源供應通道的一第四電源供應通道，使得該第四電源供應通道的至少一切換變遷與該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿同時發生，從而使該第四電源供應通道的該至少一切換變遷、該第一電源供應通道的該至少一切換變遷、與該第二電源供應通道的該至少一切換變遷在時間上彼此分離地發生。
10.根據權利要求9所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，其中該第四振蕩信號為一脈沖振蕩信號，在該第四周期的每一周期中，具有一上升邊沿、一脈沖寬度、與一下降邊沿，并且該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿是指其的該上升邊沿。
11.根據權利要求9所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，還包含通過使用該第二振蕩信號與該第四振蕩信號而產生一第一輔助信號，其中該第一輔助信號為一斜波振蕩信號，具有一上升部分與一下降邊沿，使得該下降邊沿與該第二振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿同時發生；通過該第四振蕩信號增強該第一輔助信號的穩定性；以及輸入該第一輔助信號至該第二電源供應通道。
12.根據權利要求9所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，還包含通過使用該第二振蕩信號與該第四振蕩信號而產生一第二輔助信號，其中該第二輔助信號為一斜波振蕩信號，具有一上升部分與一下降邊沿，使得該下降邊沿與該第四振蕩信號的該瞬間變遷的邊沿同時發生；通過該第二振蕩信號增強該第二輔助信號的穩定性；以及輸入該第二輔助信號至該第四電源供應通道。
13.根據權利要求12所述的改善切換式直流至直流轉換器的瞬態噪聲的方法，還包含在輸入該第二輔助信號至該第四電源供應通道的該步驟之后，通過該第二輔助信號對于該第四電源供應通道進行電流模式反饋控制的斜率補償。
全文摘要
產生第一振蕩信號，具有波峰、波谷、從該波谷逐漸增加至該波峰的上升部分、以及從該波峰逐漸減少至該波谷的下降部分。產生第二振蕩信號，具有瞬間變遷的邊沿，該瞬間變遷的邊沿與該第一振蕩信號的該波峰或該波谷同時發生。分別輸入該第一與該第二振蕩信號至并聯的第一與第二電源供應通道，以轉換一直流電壓源成為兩個分離的直流輸出電壓。該第一與該第二振蕩信號使該第一與第二電源供應通道彼此間有至少一切換變遷在不同時間點發生，從而改善瞬態噪聲。
文檔編號H02M3/00GK1612452SQ20031010460
公開日2005年5月4日 申請日期2003年10月29日 優先權日2003年10月29日
發明者曾光男, 陳天賜, 陳企揚 申請人:圓創科技股份有限公司