電力變換器的控制裝置的制作方法

專利名稱：電力變換器的控制裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及通過PWM(脈沖寬度調制)控制被驅動的電力變換器的控制裝置，特別涉及在電力變換器和負載的連接電纜長的情況下抑制在負載的電纜連接端產生的異常高電壓(以后稱為沖擊電壓(surge voltage))的控制裝置。
背景技術：
圖1是說明作為通過PWM控制被驅動的電力變換器的變換器(inverter)和電動機的連接電纜的圖。在圖1中，作為電力變換器的變換器1經由連接電纜3與電動機2連接。變換器1通過未圖示的控制裝置的PWM控制來控制半導體開關元件(例如IGBT元件)的開關動作，從電壓Vdc的直流電源生成變化為階梯狀三相電壓(uvw)，并經由連接電纜3輸出到電動機2。
但是，如果該變換器1和電動機2的連接電纜3變長，則有在電動機2的電纜連接端產生超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓的情況。即，對于連接電纜3，可以考慮為由布線電感和雜散電容構成的共振電路，但如果連接電纜3變長，則由于布線電感和雜散電容同時變大，所以該共振電路的共振頻率降低。其結果是在由于變換器1產生的階梯狀的電壓變化而在共振電路中激勵的共振不衰減的期間循環施加后面的階梯狀電壓變化，因此共振增大，在電動機1的電纜連接端產生通常以上的高電壓的沖擊電壓。
參照圖2和圖3，說明在電動機2的電纜連接端產生的沖擊電壓的內容。另外，圖2和圖3是展示圖1所示的連接電纜3的兩端的線間電壓波形的圖。
在圖2中，展示了變換器端線間電壓Vuv_inv變化為Vdc→0→Vdc和階梯狀的情況。這時，如果電壓變化的脈沖寬度與共振周期的1/2一致，則如圖2所示，電動機端線間電壓Vuv_motor最大成為直流母線電壓Vdc的3倍的高電壓。
另外，在圖3(1)中，展示了變換器端線間電壓Vuv_inv變化為0→Vdc→-Vdc→0的情況。這時，如圖3(2)所示，電動機端線間電壓Vuv_motor最大成為直流母線電壓Vdc的4倍的高電壓。
根據基于圖2和圖3的說明可知，如果電壓變化的脈沖寬度充分寬，則在由于階梯狀的電壓變化而產生的共振衰減后施加下一個階梯狀的電壓變化，因此不產生超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。
為了解決該沖擊電壓的問題，例如在專利文獻1、2中，揭示了以下的技術監視成為變換器的線間電壓脈沖寬度的基礎的各IGBT元件的起輝脈沖(firing pulse)寬度，將起輝脈沖寬度的最大值限制為一定值以下，并將起輝脈沖寬度的最小值限制為一定值以上。專利文獻1美國專利第5671130號公報，專利文獻2美國專利第5990658號公報。
另外，例如在專利文獻3、4中，揭示了以下的技術監視輸入到生成了各IGBT元件的起輝脈沖的PWM控制器的各相電壓指令值，將各相電壓指令值的最大值限制為一定值以下，將各相電壓指令值的最小值限制為一定值以上。專利文獻3美國專利第5912813號公報，專利文獻4美國專利第6014497號公報。
但是，起輝脈沖寬度或電壓指令值在各相是不同的，因此必須對各相分別地進行起輝脈沖寬度或電壓指令值的限制。即，如果為了適用上述專利文獻所揭示的技術，抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓，而限制各IGBT元件的起輝脈沖寬度或各相電壓直流值的最大值和最小值，則必須具有分別限制各相的最大值和最小值的多個控制裝置。
所以，在該結構中，在限制某一相的起輝脈沖寬度或電壓指令值的情況下，有無法考慮到對其他相的影響的問題。另外，與該問題相關聯地，有無法對所有相統一地進行最優限制的問題。

發明內容
本發明就是鑒于上述問題而提出的，其目的在于提供一種能夠對所有相統一進行處理，能夠最優地抑制超過直流母線電壓的2倍的沖擊電壓的電力變換器的控制裝置。
在本發明中，是一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，進行調整使得零電壓向量輸出時間大于等于一定值的電壓向量調整裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
根據該發明，由于始終將零電壓向量輸出時間確保為大于等于一定值，所以能夠在零電壓向量的輸出中使半導體開關元件的開關所伴隨的共振現象衰減，能夠有效地抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓的沖擊電壓。
另一個發明是一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，在電壓向量的輸出時間比規定值長的情況下，進行調整使得將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值，在短的情況下將零電壓向量的輸出時間設置為0的電壓向量調整裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
根據該發明，通過以四舍五入的考慮方法，選擇設置為大于等于一定值的電壓向量輸出時間、或將零電壓向量輸出時間設置為0，從而能夠抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓的沖擊電壓。
另一個發明是一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的2個或2個以上的多個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的在上述脈沖調制控制的2個或2個以上的多個控制周期內的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，在上述2個或2個以上的多個控制周期內的所有零電壓向量的輸出時間合計比規定值短的情況下，進行調整使得存在于相鄰的2個周期的中間的零電壓向量的輸出時間為0，并將該時間分配到存在于上述2個周期的兩端的零電壓向量的輸出時間中的電壓向量調整裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
根據本發明，在將脈沖寬度調制控制的2個或2個以上的多個控制周期作為一個單位的控制對象的情況下，通過消除存在于相鄰的2個周期的中間的零電壓向量，而能夠使剩下的零電壓向量的輸出時間成為2倍。其結果是，如果用一個控制周期進行考慮，則到零電壓向量的輸出時間的合計小于規定值為止，不需要改變零電壓向量以外的非零電壓向量的輸出時間的合計，因此能夠減小誤差。根據該方法，設置為大于等于一定值的零電壓向量輸出時間、或者將零電壓向量輸出時間設置為0，因此與上述發明同樣地，能夠抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓的沖擊電壓。
另一個發明是一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的2個或2個以上的多個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的在上述脈沖調制控制的2個或2個以上的多個控制周期內的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，在上述2個或2個以上的多個控制周期內的所有零電壓向量的輸出時間合計比規定值短的情況下，進行調整使得上述2個或2個以上的多個控制周期內的相同的電壓向量的輸出時間合并為1個的電壓向量調整裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
根據該發明，在將脈沖寬度調制控制的2個或2個以上的多個控制周期作為一個單位的控制對象的情況下，通過將2個或2個以上的多個控制周期內的相同的電壓向量的輸出時間合并為1個，而能夠使包含零電壓向量的各電壓向量的輸出時間成為2倍。其結果是，如果用一個控制周期進行考慮，則到零電壓向量的輸出時間的合計小于規定值為止，不需要改變零電壓向量以外的非零電壓向量的輸出時間的合計，因此能夠減小誤差。根據該方法，始終確保大于等于一定值的零電壓向量輸出時間，因此與上述發明同樣地，能夠抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓的沖擊電壓。
另一個發明是一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，進行調整使得接收在一個控制周期前的調整時使用了的電壓向量，與在前一個周期的最后輸出的向量是否是零電壓向量對應地，使本周期中的兩個零電壓向量的一個的輸出時間成為0，并將該時間分配到另一個的輸出時間中的電壓向量調整裝置；使上述電壓向量調整裝置輸出的電壓向量延遲上述一個控制周期，并輸出到上述電壓向量調整裝置的延遲裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
根據本發明，由于調整電壓向量使得存在于脈沖寬度調整控制周期的最初和最后的零電壓向量結合為一個，所以能夠使零電壓向量的輸出時間成為2倍。其結果是，到零電壓向量的輸出時間的合計小于規定值為止，不需要改變零電壓向量以外的非零電壓向量的輸出時間的合計，因此能夠減小誤差。根據該方法，由于設置為大于等于一定值的零電壓向量輸出時間、或者將零電壓向量輸出時間設置為0，所以與上述發明同樣地，能夠抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓的沖擊電壓。
另一個發明是一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，進行調整使得接收在一個控制周期前的調整時使用了的電壓向量及其輸出時間，在前一個周期的最后輸出的零電壓向量的輸出時間和本周期中從上述電壓向量控制裝置最初輸入的零電壓向量的輸出時間的合計比一定值短的情況下，使在本周期中最初輸出的零電壓向量的輸出時間成為從上述一定值減去了在前一個周期的最后調整輸出了的零電壓向量的輸出時間的時間的電壓向量調整裝置；使上述電壓向量調整裝置輸出的電壓向量及其調整后的輸出時間延遲上述一個控制周期，并輸出到上述電壓向量調整裝置的延遲裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
根據本發明，由于利用在前一個脈沖寬度調整控制周期的最后輸出的零電壓向量的調整后輸出時間，來決定在本周期中輸出的零電壓向量的輸出時間，所以即使在零電壓向量跨越了脈沖寬度調制控制周期的情況下，也能夠可靠地將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值。因此，與上述發明同樣地，能夠抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓的沖擊電壓。
另一個發明是一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，具有計算電壓向量的輸出時間調整所伴隨的誤差的功能，并且針對對從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間修正了在前一個周期中計算出的誤差后的電壓向量的輸出時間，在零電壓向量的輸出時間比規定值長的情況下，調整為將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值，在短的情況下，將零電壓向量輸出時間設置為0的電壓向量調整裝置；使上述電壓向量調整裝置輸出的上述電壓向量的輸出時間調整所伴隨的誤差延遲上述一個控制周期，并輸出到上述電壓向量調整裝置的延遲裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
根據本發明，與上述發明同樣地，能夠抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓的沖擊電壓。但由于使用前一個脈沖寬度調制控制周期中的調整誤差，來修正在本周期中輸出的電壓向量的輸出時間，排除前次調整時的影響，所以能夠使本次的磁通向量軌跡的終點與希望的點一致，能夠使沖擊電壓控制所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
另一個發明是在上述發明中，其特征在于上述電壓向量調整裝置調整為不改變零電壓以外的電壓向量的輸出時間的相對比例，而將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值。
根據本發明，能夠通過電壓向量調制的處理，將沖擊電壓控制所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
另一個發明是在上述發明中，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，調整為零電壓向量以外的電壓向量的輸出時間也成為大于等于一定值或成為0。
根據本發明，在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，有可能由于零電壓向量以外的非零電壓向量的輸出時間而產生沖擊電壓，但由于能夠對該沖擊電壓進行限制，所以能夠可靠地抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓的沖擊電壓。
另一個發明是在上述發明中，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，在前一個周期的最后輸出的電壓向量和在本周期中最初輸出的電壓向量不同的情況下，將在本周期中最初輸出的電壓向量變更為在前一個周期的最后輸出的電壓向量。
根據本發明，在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，有可能由于零電壓向量以外的非零電壓向量的輸出時間而產生沖擊電壓，但由于能夠對該沖擊電壓進行限制，所以能夠可靠地抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓的沖擊電壓。
進而，根據上述各發明，電壓向量輸出時間的調整的對象是根據三相電壓指令生成的作為三相共通的參數的電壓向量的輸出時間，因此在一次調整中能夠對于所有相得到沖擊電壓的抑制效果。


圖1是說明作為通過PWM控制被驅動的電力變換器的變換器和電動機的連接電纜的圖。
圖2是展示圖1所示的連接電纜的兩端的線間電壓波形的圖(其一)。
圖3是展示圖1所示的連接電纜的兩端的線間電壓波形的圖(其二)。
圖4是展示作為本發明的實施例1的電力變換器的控制裝置的結構的框圖。
圖5是展示作為通過PWM控制被驅動的電力變換器而在本實施例中使用的三相電壓型變換器的基本結構的電路圖。
圖6是說明圖5所示的變換器的8個控制狀態下的接通的IGBT元件和電壓向量的關系的圖。
圖7是說明電壓向量的圖。
圖8是說明相位和電壓向量的關系的圖。
圖9是說明圖4所示的電壓向量調整部件的動作的流程圖。
圖10是說明調整了電壓向量后的情況下的磁通向量的軌跡的圖。
圖11是說明圖4所示的起輝脈沖產生部件的動作的時序圖。
圖12是說明電壓向量的推移和線間電壓的關系的圖。
圖13是展示著眼于脈沖極性、零電壓向量輸出時間、零電壓向量以外的向量輸出時間時抽出的線間電壓圖形的圖。
圖14是說明由于圖13所示的線間電壓而產生的沖擊電壓的圖。
圖15是說明本發明的實施例2的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。
圖16是展示本發明的實施例3的電力變換器的控制裝置的結構的框圖。
圖17是說明圖16所示的電壓向量調整部件的動作的流程圖。
圖18是說明本發明的實施例4的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。
圖19是展示本發明的實施例5的電力變換器的控制裝置的結構的框圖。
圖20是說明圖19所示的電壓向量調整部件的動作的流程圖。
圖21是說明本發明的實施例6的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。
圖22是展示本發明的實施例7的電力變換器的控制裝置的結構的框圖。
圖23是說明圖22所示的電壓向量調整部件的動作的流程圖。
圖24是說明圖22所示的電壓向量調整部件所進行的誤差計算的動作的圖。
圖25是說明本發明的實施例8的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。
圖26是說明本發明的實施例9的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖詳細說明本發明的電力變換器的控制裝置的適合的實施例。
實施例1圖4是展示作為本發明的實施例1的電力變換器的控制裝置的結構的框圖。圖4所示的控制裝置具備電壓向量控制部件11、電壓向量調整部件12、起輝脈沖產生部件13。
電壓向量控制部件11從電力變換器的各相的電壓指令值Vu、Vv、Vw中選擇出電力變換器在PWM控制的一個控制周期內輸出的電壓向量(在圖示例子中為V0、V1、V2、V7)，并計算其輸出時間(t0、t1、t2、t7)。
電壓向量調整部件12將從電壓向量控制部件11輸入的電壓向量(在圖示的例子中，為V0、V1、V2、V7)原樣地輸出，同時調整并輸出其電壓向量的輸出時間(t0、t1、t2、t7)，使得零電壓向量輸出時間大于等于一定值(t0’、t1’、t2’、t7’)。
起輝脈沖產生部件13根據從電壓向量調整部件12輸入的電壓向量、由電壓向量調整部件12調整后的電壓向量的輸出時間，生成構成電力變換器的各半導體開關元件的開、關信號(PQ1、PQ2、PQ3、PQ4、PQ5、PQ6、PQ7)。
以下，說明各模塊的具體動作。首先，參照圖5～圖8說明電壓向量控制部件11的動作。另外，圖5是展示作為通過PWM控制被驅動的電力變換器而在本實施例中使用的三相電壓型變換器的基本結構的電路圖。圖6是說明圖5所示的變換器的8個控制狀態下的接通的IGBT元件和電壓向量的關系的圖。圖7是說明電壓向量的圖。圖8是說明相位和電壓向量的關系的圖。
如圖5所示，三相電壓型變換器的結構是將串聯連接的半導體開關元件(Q1、Q4)、(Q3、Q6)、(Q5、Q2)的三組與直流電源15并聯連接。各半導體開關元件內置或安裝了續流二極管。各半導體開關元件例如是IGBT元件，以下稱為IGBT元件。在圖示例子中，IGBT元件(Q1、Q4)是u相，IGBT元件(Q3、Q6)是v相，IGBT元件(Q5、Q2)是w相，從各個連接端取出三相電壓uvw。
在此，IGBT元件的開關控制狀態是在各相中，與直流電源15的正極側連接的上分路IGBT元件(Q1、Q3、Q5)接通(on)、或與負極側連接的下分路IGBT元件(Q4、Q6、Q2)接通的2個狀態，對于三相存在2×2×2＝8個狀態。
圖6是展示了該8個狀態、IGBT元件的接通狀態、三相電壓變換器所輸出的電壓向量的關系。在圖6中，電壓向量V0是IGBT元件(Q4、Q6、Q2)接通時的向量。電壓向量V1是IGBT元件(Q1、Q6、Q2)接通時的向量。電壓向量V2是IGBT元件(Q1、Q3、Q2)接通時的向量。電壓向量V3是IGBT元件(Q4、Q3、Q2)接通時的向量。電壓向量V4是IGBT元件(Q4、Q3、Q5)接通時的向量。電壓向量V5是IGBT元件(Q4、Q6、Q5)接通時的向量。電壓向量V6是IGBT元件(Q1、Q6、Q5)接通時的向量。電壓向量V7是IGBT元件(Q1、Q3、Q5)接通時的向量。
各相和電壓向量V0～V7的關系如圖7所示。在圖7中，電壓向量V1～V6是具有每π/3[rad]的相位差，其大小與直流電源15的電壓Vdc相等的向量。電壓向量V0、V7是大小為0的向量，被稱為零電壓向量。電壓向量V1的相位與u相一致，電壓向量V3的相位與v相一致，電壓向量V5的相位與w相一致。
在三相電壓型變換器中，通過改變在PWM控制周期T的期間輸出的電壓向量V0～V7的組合種類和輸出時間，能夠輸出平均任意大小、相位的電壓。電壓向量控制部件11選擇該電壓向量V0～V7的組合種類并決定輸出時間。
通過式(1)決定各相的電壓指令Vu、Vv、Vw。
Vu=a·Vdc3·sinθVv=a·Vdc3sin(θ-23π)Vw=a·Vdc3·sin(θ+23π)---(1)]]>該式(1)中的相位θ隨著時間的經過而增加，但在短的PWM控制周期T的期間中可以認為是一定。
如圖8所示，與當前的PWM控制周期T中的相位θ的值對應地，選擇電壓向量V0～V7的組合種類。如圖8所示，相位θ的范圍是0≤θ＜π/3、π/3≤θ＜2π/3、2π/3≤θ＜π、π≤θ＜4π/3、4π/3≤θ＜5π/3、5π/3≤θ＜2π的6個。選擇的電壓向量的個數是8個中的4個，但其組合在相位θ的每個范圍中都不同。其中，電壓向量t0、t7包含在所有組合中。
在圖8中，在當前的PWM控制周期T中的相位θ例如位于0≤θ＜π/3的范圍時，選擇的電壓向量的組合是V1、V2、V0、V7。通過下式(2)分別決定輸出該選擇出的電壓向量V1、V2、V0、V7的時間t1、t2、t0、t7。
t1=a·T·sin(π3-θ)t2=a·T·sinθt0=T2(1-a·T·sin(π3+θ))t7=T2(1-a·T·sin(π3+θ))---(2)]]>即，圖4所示的電壓向量控制部件11的輸出狀態表示PWM控制周期T中的相位θ位于0≤θ＜π/3的范圍時的輸出狀態。以后，使用它進行說明。在PWM控制周期T中的相位θ為0≤θ＜π/3以外的區域中，在式(2)中，通過代替θ而使用θ除以π/3的余數，來求出輸出選擇出的電壓向量的時間。
接著，參照圖9、圖10說明電壓向量調整部件12的動作。另外，圖9是說明圖4所示的電壓向量調整部件的動作的流程圖。圖10是說明調整了電壓向量后的情況下的磁通向量的軌跡的圖。
在圖9中，如果如上所述相位θ位于0≤θ＜π/3的范圍，則電壓向量調整部件12讀入電壓向量控制部件11輸出的電壓向量的輸出時間t1、t2、t0、t7(步驟ST10)，判斷零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7是否比最小零電壓向量輸出時間Tz長(步驟ST11)。
在其結果是零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz長的情況下(步驟ST11Yes)，將讀入的輸出時間t1、t2、t0、t7原樣地作為調整后的輸出時間t1’、t2’、t0’、t7’(步驟ST12)。
另一方面，在零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz短的情況下(步驟ST11No)，調整電壓向量的輸出時間使得t0’+t7’＝Tz。這時，通過式(3)～式(6)求出調整后的電壓向量的輸出時間t1’、t2’、t0’、t7’，并且不改變電壓向量V1、V2的輸出時間的相對比(步驟ST13)。
t1’＝(T-Tz)×t1/(t1+t2)......(3)t2’＝(T-Tz)×t2/(t1+t2)......(4)t0’＝Tz/2 ......(5)t7’＝Tz/2 ......(6)然后，將在步驟ST12或步驟ST13中調整了的電壓向量V0、V1、V2、V7的輸出時間t0’、t1’、t2’、t7’輸出到起輝脈沖產生部件13(步驟ST14)。另外，原樣地使用由電壓向量控制部件11選擇出的電壓向量V0、V1、V2、V7并輸出到起輝脈沖產生部件13。
如上所述，在調整了電壓向量的情況下，如果描繪對電壓進行積分得到的磁通向量軌跡，則得到圖10。在圖10(1)中，展示了電壓向量調整前的PWM控制周期的一個周期的磁通向量的軌跡A。在圖10(2)中，展示了電壓向量的調整后的磁通向量的軌跡A’。確保了最小零電壓向量輸出時間的結果是，前次的磁通向量的軌跡A變成軌跡A’，并且軌跡變短。圖10(3)是重疊地描繪圖10的(1)和(2)的圖。
在圖10(1)、(2)中，磁通向量Φ0、Φ7分別是與零電壓向量V0、V7對應的磁通向量。零電壓向量V0、V7沒有大小，因此磁通向量Φ0、Φ7即使時間經過也收斂為1點。磁通向量Φ1是與電壓向量V1對應的磁通向量。磁通向量Φ1的大小為電壓向量V1的大小和輸出時間的積。磁通向量Φ2是與電壓向量V2對應的磁通向量。磁通向量Φ2的大小為電壓向量V2的大小和輸出時間的積。磁通向量Φ1、Φ2與電壓向量V1、V2一樣，具有π/3[rad]的相位差。
在以V0→V1→V2→V7的順序輸出電壓向量的情況下，磁通向量的軌跡A、A’成為Φ0→Φ1→Φ2→Φ7的順序。在負載是感應電動機的情況下，磁通向量相當于定子磁通，因此選擇電壓向量的種類和輸出時間，使得由電壓向量調整部件12調整電壓向量前的磁通向量的軌跡A沿著圓弧平滑地推移，則能夠求出在由電壓向量調整部件12調整了電壓向量后，磁通向量的軌跡A’也沿著圓弧平滑地推移。
即，在增加零電壓向量V0、V7的輸出時間，使得不改變電壓向量V1、V2的輸出時間的相對比的情況下，調整前的磁通向量的軌跡A(圖10(1))在調整后變化為軌跡A’(圖10(2))，但如圖5(3)所示，連接軌跡A’的PWM控制周期T中的開始點和終點的三角形與連接軌跡A的開始點和終點的三角形相似。因此，在周期T充分短而將圓弧看作是直線的狀態下，軌跡A’的終點與軌跡A同樣地存在于圓弧上。因此，如果調整電壓向量使得不改變電壓向量V1、V2的輸出時間的相對比，則能夠使調整后的磁通向量的軌跡A’也沿著圓弧平滑地推移。
接著，參照圖6和圖11，說明起輝脈沖產生部件13的動作。另外，圖11是說明圖4所示的起輝脈沖產生部件的動作的時序圖。起輝脈沖產生部件13根據電壓向量調整部件12輸出的電壓向量V1、V2、V0、V7、調整后的電壓向量的輸出時間t1’、t2’、t0’、t7’，生成各IGBT元件的開關信號PQ1～PQ6。即，圖6展示了電壓向量和接通的IGBT元件的關系。如圖11所示，通過用定時器等設置電壓向量V1、V2、V0、V7的輸出時間t1’、t2’、t0’、t7’，能夠生成IGBT元件Q1～Q6的開關信號PQ1～PQ6。
接著，參照圖12～圖13，說明將零電壓向量的輸出時間保持為大于等于最小零電壓向量輸出時間Tz的沖擊電壓抑制效果。另外，圖12是說明電壓向量的推移和線間電壓的關系的圖。圖13是展示著眼于脈沖極性、零電壓向量輸出時間、零電壓向量以外的向量輸出時間時抽出的線間電壓圖形的圖。
在此，考慮PWM控制周期T的2個周期中的電壓向量的推移。如果根據向量的對稱性，只考慮相位θ為0≤θ＜π/3的范圍，則如以下(1)、(2)所示，表示電壓向量的推移。
(1)V0→V1→V2→V7→V2→V1→V0(2)V7→V2→V1→V0→V1→V2→V7所以，在相位θ從0≤θ＜π/3的范圍轉移到π/3≤θ＜2π/3的范圍時，產生與上述(1)、(2)不同的以下(3)、(4)所代表的電壓向量的推移。
(3)V0→V1→V2→V7→V2→V3→V0(4)V7→V2→V1→V0→V3→V2→V7圖12同時展示了以上(1)～(4)所示的4種電壓向量的推移和線間電壓波形。根據圖12，可以理解為線間電壓的脈沖有以下的情況夾著零電壓向量在同極性上變化的情況；夾著零電壓向量在不同極性上變化的情況。圖13展示了著眼于脈沖極性、零電壓向量的輸出時間、零電壓向量以外的電壓向量輸出時間時從該圖12抽出的線間電壓圖形。在圖13中，展示了針對零電壓向量的輸出時間的長短和零電壓向量以外的電壓向量的輸出時間的長短的組合，夾著零電壓向量在同極性上變化的線間電壓圖形1、夾著零電壓向量在不同極性上變化的線間電壓圖形2。圖12所示的所有線間電壓變化被分類為圖13所示的8種。
另外，圖14展示了在圖13所示的線間電壓變化的各個情況下產生的沖擊電壓的大小。如圖14所示那樣，對于零電壓向量輸出時間長的情況的(1-3)、(1-4)、(2-3)、(2-4)，不產生超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。與此相對，對于零電壓向量輸出時間短的情況的(1-1)、(1-2)、(2-1)、(2-2)，產生了超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。因此可以知道，如果適當地選擇零電壓向量的輸出時間，則能夠抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓的產生。
如上所述，在本實施例1中，在2個零電壓向量輸出時間的合計比最小零電壓向量輸出時間短的情況下，不改變零電壓向量以外的2個電壓向量的輸出時間的相對比例地，調整4個電壓向量輸出時間，使得2個零電壓向量輸出時間的合計與最小零電壓向量輸出時間相等。
因此，根據本實施例1，能夠得到始終大于等于一定值的零電壓向量輸出時間，因此能夠在零電壓向量輸出過程中使IGBT元件的開關所伴隨的共振現象衰減，能夠有效地抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。
另外，電壓向量輸出時間的調整以作為根據三相電壓指令生成的三相共通的參數的電壓向量的輸出時間為對象，因此能夠得到通過一次的調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。進而，通過電壓向量調整的處理，還能夠使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
實施例2圖15是說明本發明的實施例2的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。在本實施例2的電力變換器的控制裝置中，在實施例1(圖4)所示的結構中，向電壓向量調整部件12追加了若干的功能。即，本實施例2的電壓向量調整部件12通過圖15所示的步驟，調整電壓向量控制部件11輸出的電壓向量的輸出時間，而進行確保大于等于一定值的零電壓向量輸出時間的情況和設置為0的情況雙方下的調整動作。以下，參照圖15說明本實施例2的電壓向量調整部件12的動作。另外，在圖15中，向與圖9所示的處理步驟一樣的處理步驟附加相同的符號。在此，以與本實施例2有關的部分為中心進行說明。
在圖15中，在零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz短的情況下(步驟ST11No)，在本實施例2中，還判斷零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7是否比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2長(步驟ST20)。
然后，在零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2長的情況下(步驟ST20Yes)，與實施例1一樣進行步驟ST13的處理，但在零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2短的情況下(步驟ST20No)，調整電壓向量的輸出時間使得t0’＝t7’＝0(步驟ST21)。這時，還依照式(3)進行調整使得不改變電壓向量V1、V2的輸出時間的相對比。
其結果是，在步驟ST14中，向起輝脈沖產生部件13輸出在步驟ST12、步驟ST13、步驟ST21的任意一個中調整了的電壓向量V0、V1、V2、V7的輸出時間t0’、t1’、t2’、t7’。另外，電壓向量控制部件11所選擇的電壓向量V0、V1、V2、V7與實施例1一樣，原樣使用并輸出到起輝脈沖產生部件13。
如上所述，根據實施例2，在零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz短的情況下，以t0+t7＝Tz/2為分界，將零電壓向量的輸出時間的合計值設置為最小零電壓向量輸出時間Tz，或者設置為0。因此，在實施例2中，能夠適用四舍五入的考慮方法，調整電壓向量還能夠減小零電壓向量輸出時間的平均誤差。
接著，參照在實施例1中使用的圖13和圖14，說明將零電壓向量的輸出時間設置為0而產生的沖擊電壓抑制效果。在圖13和圖14的(1-1)、(1-2)中，輸出短零電壓向量的情況成為產生超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓的原因。在圖14的(1-1)、(1-2)中，在沒有零電壓向量的情況下，(1-1)、(1-2)分別成為一個短脈沖和一個長脈沖，并與(1-3)、(1-4)的半周期中的波形等價。
因此，雖然能夠適用的情況是被限定的，但可以知道通過將零電壓向量的輸出時間設置為0，能夠抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓的產生。
如上所述，根據本實施例2，通過以四舍五入的考慮方法，選擇設置為大于等于一定值的零電壓向量輸出時間、或者將零電壓向量輸出時間設置為0，能夠抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。另外，電壓向量輸出時間的調整以作為根據三相電壓指令生成的三相共通的參數的電壓向量的輸出時間為對象，因此能夠得到通過一次的調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。進而，通過電壓向量調整的處理，還能夠使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
另外，在以上的說明中，將零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7作為最小零電壓向量輸出時間Tz、或者將是否為0的邊界設置為Tz/2，但邊界并不只限于Tz/2，當然可以在0～Tz的范圍內自由地進行設置。另外，根據本實施例2中的說明，在實施例1中，可以考慮以下的例子將邊界設置在0處，將零電壓向量的輸出時間的合計值提升到最小零電壓向量輸出時間Tz。相反，也可以將邊界設置在最小零電壓向量輸出時間Tz處，并使零電壓向量的輸出時間的合計值下降為0。
實施例3圖16是展示本發明的實施例3的電力變換器的控制裝置的結構的框圖。在本實施例3中，構成要素與實施例1一樣，但展示了將PWM控制周期的例如2個控制周期作為一個單位進行控制的情況下的結構例子。另外，各周期中的控制相位θ的考慮方法與實施例1一樣，在此考慮0≤θ＜π/3的范圍。
在圖16中，電壓向量控制部件21用在實施例1中說明了的方法，從電力變換器的各相的電壓指令值Vu、Vv、Vw中，選擇電力變換器在PWM控制的2個控制周期中輸出的電壓向量(在圖示的例子中，為(V0_1、V1_1、V2_1、V7_1) (V0_2、V1_2、V2_2、V7_2))，并計算其輸出時間(t0_1、t1_1、t2_1、t7_1)(t0_2、t1_2、t2_2、t7_2)。
電壓向量調整部件22用后述的方法(圖17)，將從電壓向量控制部件21輸入的電壓向量(在圖示的例子中為(V0_1、V1_1、V2_1、V7_1)(V0_2、V1_2、V2_2、V7_2))原樣地輸出，同時調整并輸出該電壓向量的輸出時間(t0_1、t1_1、t2_1、t7_1) (t0_2、t1_2、t2_2、t7_2)，使得零電壓向量輸出時間大于等于一定值(t0_1’、t1_1’、t2_1’、t7_1’)(t0_2’、t1_2’、t2_2’、t7_2’)。
起輝脈沖產生部件23用在實施例1中說明了的方法，根據從電壓向量調整部件22輸入的電壓向量和由電壓向量調整部件22調整后的電壓向量的輸出時間，生成構成電力變換器的各半導體開關元件的開關信號(PQ1、PQ2、PQ3、PQ4、PQ5、PQ6、PQ7)。
電壓向量控制部件21、起輝脈沖產生部件23分別只是將實施例1(圖4)中的電壓向量控制部件11、起輝脈沖產生部件13擴展到PWM控制周期的2個周期中，因此省略詳細的說明。在此，以下參照圖17，說明電壓向量調整部件22的動作。另外，圖17是說明圖16所示的電壓向量調整部件22的動作的流程圖。
在圖17中，如果控制相位θ位于0≤θ＜π/3的范圍內，則電壓向量調整部件22讀入電壓向量控制部件21輸出的電壓向量的輸出時間(t0_1、t1_1、t2_1、t7_1)(t0_2、t1_2、t2_2、t7_2)(步驟ST31)，判斷各周期中的零電壓向量的輸出時間的合計(t0_1+t7_1)(t0_2+t7_2)的一個或雙方是否比最小零電壓向量輸出時間Tz長(步驟ST32)。
其結果是在各周期中的零電壓向量的輸出時間的合計(t0_1+t7_1)(t0_2+t7_2)都比最小零電壓向量輸出時間Tz長的情況下(步驟ST32Yes)，將讀入的輸出時間t1_1、t2_1、t0_1、t7_1、t1_2、t2_2、t0_2、t7_2原樣地作為調整后的輸出時間t1_1’、t2_1’、t0_1’、t7_1’、t1_2’、t2_2’、t0_2’、t7_2’(步驟ST33)。
另一方面，在各周期中的零電壓向量的輸出時間的合計(t0_1+t7_1)(t0_2+t7_2)的一個或雙方比最小零電壓向量輸出時間Tz短的情況下(步驟ST32No)，判斷跨過2個周期的零電壓向量的輸出時間的合計(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)是否比最小零電壓向量輸出時間Tz長(步驟ST34)。
在其結果是跨過2個周期的零電壓向量的輸出時間的合計(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)比最小零電壓向量輸出時間Tz長的情況下(步驟ST34Yes)，在步驟ST35中，將存在于2個周期的中間的零電壓向量的輸出時間設置為0(t7_1’＝t7_2’＝0)，并將該時間分配到存在于2個周期的兩端的零電壓向量的輸出時間中(t0_1’＝t0_2’＝(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)/2)。另外，零電壓向量以外的非零電壓向量的輸出時間原樣地作為調整后的非零電壓向量的輸出時間(t1_1’＝t1_1，t2_1’＝t2_1，t1_2’＝t1_2，t2_2’＝t2_2)。
另一方面，在跨過2個周期的零電壓向量的輸出時間的合計(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)比最小零電壓向量輸出時間Tz短的情況下(步驟ST34No)，在步驟ST36中，將存在于2個周期的中間的零電壓向量的輸出時間設置為0(t7_1’＝t7_2’＝0)，并調整電壓向量的輸出時間，使得存在于2個周期的兩端的零電壓向量的輸出時間t0_1’、t0_2’成為最小零電壓向量輸出時間Tz的一半(t0_1’＝t0_2’＝Tz/2)。
這時，依照式(3)進行調整，使得電壓向量V1_1、V2_1、V1_2、V2_2的輸出時間的相對比不變。即，調整為t1_1’＝(T-Tz/2){t1_1/(t1_1+t2_1)}，t2_1’＝(T-Tz/2){t2_1/(t1_1+t2_1)}，t1_2’＝(T-Tz/2){t1_2/(t1_2+t2_2)}，t2_2’＝(T-Tz/2){t2_2/(t1_2+t2_2)}。
然后，將在步驟ST33、步驟ST35、步驟ST36的任意一個中調整了的2個周期的電壓向量V0_1、V1_1、V2_1、V7_1、V0_2、V1_2、V2_2、V7_2的輸出時間t0_1’、t1_1’、t2_1’、t7_1’、t0_2’、t1_2’、t2_2’、t7_2’輸出到起輝脈沖產生部件23(步驟ST37)。另外，將由電壓向量控制部件21選擇出的2個周期的電壓向量V0_1、V1_1、V2_1、V7_1、V0_2、V1_2、V2_2、V7_2原樣地輸出到起輝脈沖產生部件23。
如上所述，根據本實施例3，將PWM控制周期的2個周期作為一個單位來調整電壓向量，因此通過將存在于各周期的終端的零電壓向量的輸出時間設置為0，能夠使剩下的零電壓向量的輸出時間成為2倍。其結果是，如果觀察PWM控制周期的一個周期，則到零電壓向量的輸出時間的合計小于最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2為止，不需要改變非零電壓向量的輸出時間的合計，因此能夠減小誤差。根據該方法，由于將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于最小零電壓向量輸出時間的一定值、或者為0，所以能夠抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。
另外，電壓向量輸出時間的調整以作為根據三相電壓指令生成的三相共通的參數的電壓向量的輸出時間為對象，因此能夠得到通過一次的調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。進而，通過電壓向量調整的處理，還能夠使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
另外，在實施例3中，為了容易理解而說明了將PWM控制周期的2個周期作為對象調整電壓向量的輸出時間的情況，但作為對象的周期并不特別限于2個周期，當然可以在2個或2個以上周期的范圍內自由進行設置。
實施例4圖18是說明本發明的實施例4的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。在本實施例4的電力變換器的控制裝置中，在實施例3(圖16)所示的結構中，向電壓向量調整部件22追加了若干的功能。即，本實施例4的電壓向量調整部件22通過圖18所示的步驟，對電壓向量控制部件21在PWM控制的2個控制周期中輸出的電壓向量的輸出時間進行調整，進行調整動作使得在一定的情況下使在2個周期內相同的電壓向量的輸出時間合并等。以下，參照圖18說明本實施例4的電壓向量調整部件22的動作。另外，在圖18中，向與圖17所示的處理步驟相同的處理步驟附加相同的符號。在此，以與本實施例4有關的部分為中心進行說明。
在圖18中，在步驟ST34的判斷處理中，在跨過2個周期的零電壓向量的輸出時間的合計(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)比最小零電壓向量輸出時間Tz長的情況下(步驟ST34Yes)，在步驟ST41中，將在2個周期內輸出相同的電壓向量的時間合并為一個。即，調整為t1_1’＝t1_1+t1_2，t2_1’＝t2_1+t2_2，t0_1’＝t7_1’＝(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)/2。另外，將第2個周期的各電壓向量的輸出時間設置為0。即，t1_2’＝t2_2’＝t0_2’＝t7_2’＝ 0。
另一方面，在跨過2個周期的零電壓向量的輸出時間的合計(t0_1+t7_1+t0_2+t7_2)比最小零電壓向量輸出時間Tz短的情況下(步驟ST34No)，在步驟ST42中，在將在2個周期內輸出相同的電壓向量的時間合并為一個的同時，調整電壓向量的輸出時間使得合并后的零電壓向量的輸出時間t0_1’、t7_1’成為最小零電壓向量輸出時間Tz的一半(t0_1’＝t7_1’＝Tz/2)這時，依照式(3)，使電壓向量V1_1、V2_1、V1_2、V2_2的輸出時間的相對比不變。即，調整為t1_1’＝(2T-Tz){(t1_1+t1_2)/(t1_1+t2_1+t1_2+t2_2)}，t2_1’＝(2T-Tz){(t2_1+t2_2)/(t1_1+t2_1+t1_2+t2_2)}。另外，將第2個周期的各電壓向量的輸出時間設置為0。即，t1_2’＝t2_2’＝t0_2’＝t7_2’＝0。
然后，將在步驟ST33、步驟ST41、步驟ST42的任意一個中調整了的2個周期的電壓向量V0_1、V1_1、V2_1、V7_1、V0_2、V1_2、V2_2、V7_2的輸出時間t0_1’、t1_1’、t2_1’、t7_1’、t0_2’、t1_2’、t2_2’、t7_2’輸出到起輝脈沖產生部件23(步驟ST37)。另外，將由電壓向量控制部件21選擇出的2個周期的電壓向量V0_1、V1_1、V2_1、V7_1、V0_2、V1_2、V2_2、V7_2原樣地輸出到起輝脈沖產生部件23。
如上所述，根據本實施例4，在將PWM控制周期的2個周期作為一個單位來調整電壓向量時，通過將在2個周期內輸出相同的電壓向量的時間合并為一個，能夠使包含零電壓向量在內的各電壓向量的輸出時間成為2倍。其結果是，如果觀察PWM控制周期的一個周期，則到零電壓向量的輸出時間的合計小于最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2為止，不需要改變非零電壓向量的輸出時間的合計，因此能夠減小誤差。根據該方法，由于始終確保最小零電壓向量時間，所以能夠抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。
另外，電壓向量輸出時間的調整以作為根據三相電壓指令生成的三相共通的參數的電壓向量的輸出時間為對象，因此能夠得到通過一次的調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。進而，通過電壓向量調整的處理，還能夠使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
另外，在實施例4中，為了容易理解而說明了將PWM控制周期的2個周期作為對象調整電壓向量的輸出時間的情況，但與實施例3一樣，作為對象的周期并不特別限于2個周期，當然可以在2個或2個以上周期的范圍內自由進行設置。
實施例5圖19是展示本發明的實施例5的電力變換器的控制裝置的結構的框圖。另外，在圖19中，向與圖4所示的結構相同或同等的構成要素附加相同的符號。在此，以與本實施例5有關的部分為中心進行說明。
如圖19所示，在本實施例5中，在圖4所示的結構中，代替電壓向量調整部件12而設置電壓向量調整部件31，并追加延遲部件32。
延遲部件32使由電壓向量調整部件31調整輸出的各電壓向量及其輸出時間延遲一個周期，并提供給電壓向量調整部件31。在圖示的例子中，延遲部件32將延遲了一個周期的電壓向量V0_p、V1_p、V2_p、V7_p、延遲了一個周期的輸出時間t0_p、t1_p、t2_p、t7_p提供給電壓向量調整部件31。
電壓向量調整部件31如實施例1所說明的那樣，對電壓向量控制部件11輸出的電壓向量的輸出時間進行調整并輸出，使得零電壓向量輸出時間成為大于等于一定值，但在此時，也使用經由延遲部件32得到的PWM控制周期的一個周期前的調整時間進行調整。
接著，參照圖20，說明本實施例5的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件31的動作。另外，圖20是說明圖19所示的電壓向量調整部件31的動作的流程圖。在圖20中，向與圖9所示的處理步驟相同或同等的處理步驟附加相同的符號。
在圖20中，電壓向量調整部件31讀入從電壓向量控制部件11輸入的電壓向量的輸出時間t1、t2、t0、t7、從延遲部件32輸入的PWM控制周期的一個周期前調整輸出的電壓向量V1_p、V2_p、V0_p、V7_p、其輸出時間t1_p、t2_p、t0_p、t7_p(步驟ST51)，由于零電壓向量的輸出時間有可能為0，所以判斷在前次(PWM控制周期的一個周期前)最后輸出的向量是否是零電壓向量(步驟ST52)。
如果其結果是前次最后輸出的向量是零電壓向量(步驟ST52Yes)，則本次分支到從零電壓向量開始的情況，判斷零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7是否比最小零電壓向量輸出時間Tz長(步驟ST11)。
然后，在零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz長的情況下(步驟ST11Yes)，將本次的輸出時間t1、t2、t0、t7原樣地作為輸出時間t1’、t2’、t0’、t7’(步驟ST12)。
另一方面，在步驟ST11中零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz短的情況下(步驟ST11Yes)，判斷零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7是否比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2長(步驟ST53)。在其結果是零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2長的情況下(步驟ST53Yes)，將周期的最初輸出的零電壓向量V0的輸出時間t0’調整為零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7(t0’＝t0+t7)，并將周期的最后輸出的零電壓向量V7的輸出時間設置為0(t7’＝0)。另外，非零電壓向量的輸出時間t1、t2原樣地作為調整后的輸出時間t1’、t2’(步驟ST54)。
另外，在步驟ST53中零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2短的情況下(步驟ST53No)，在步驟ST55中，將周期的最初輸出零電壓向量V0的輸出時間調整為最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2，并將周期的最后輸出的零電壓向量V7的輸出時間設置為0(t7’＝0)。另外，依照式(3)調整非零電壓向量V1、V2的輸出時間t1、t2，使得不改變電壓向量V1、V2的輸出時間的相對比。即，調整為t1’＝(T-Tz/2){t1/(t1+t2)}，t2’＝(T-Tz/2){t2/(t1+t2)}。
另外，如果前次最后輸出的向量不是零向量(步驟52No)，則本次分支到從非零電壓向量開始的情況，在步驟ST56中零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2長的情況下(步驟ST56Yes)，將周期最初輸出的零電壓向量V0的輸出時間設置為0(t0’＝0)，將周期的最后輸出的零電壓向量V7的輸出時間調整為零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7(t7’＝t0+t7)。另外，非零電壓向量V1、V2的輸出時間原樣地作為調整了本次的輸出時間t1、t2的輸出時間t1’、t2’(步驟ST57)。
另外，在步驟ST56中零電壓向量的輸出時間的合計t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2短的情況下(步驟ST56No)，在步驟ST58中，將周期的最初輸出的零電壓向量V0的輸出時間設置為0(t0’＝0)，將周期的最后輸出的零電壓向量V7的輸出時間調整為最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2(t7’＝Tz/2)。這時，依照式(3)調整非零電壓向量V1、V2的輸出時間，使得不改變電壓向量V1、V2的輸出時間的相對比。即，調整為t1’＝(T-Tz/2){t1/(t1+t2)}，t2’＝(T-Tz/2){t2/(t1+t2)}。
然后，將在步驟ST12、步驟ST54、步驟ST55、步驟ST57、步驟ST58的任意一個中調整了的電壓向量V0、V1、V2、V7的輸出時間t0’、t1’、t2’、t7’輸出到起輝脈沖產生部件13(步驟ST14)。另外，原樣地使用電壓向量控制部件11所選擇出的電壓向量V0、V1、V2、V7并輸出地到起輝脈沖產生部件13。
如上所述，根據本實施例5，通過調整電壓向量的輸出時間使得存在于PWM控制周期的最初和最后的零電壓向量結合為一個，而能夠使零電壓向量的輸出時間成為2倍。其結果是，到零電壓向量的輸出時間的合計小于最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2為止，不需要改變非零電壓向量的輸出時間的合計，因此能夠減小誤差。根據該方法，由于將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于最小零電壓向量輸出時間的一定值、或者為0，所以能夠抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。
另外，電壓向量輸出時間的調整以作為根據三相電壓指令生成的三相共通的參數的電壓向量的輸出時間為對象，因此能夠得到通過一次的調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。進而，通過電壓向量調整的處理，還能夠使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
實施例6圖21是說明本發明的實施例6的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。在本實施例6的電力變換器的控制裝置中，在實施例5(圖19)所示的結構中，向電壓調整部件31追加了若干的功能。即，本實施例6的電壓向量調整部件31利用前次的PWM控制周期的最后輸出的零電壓向量的輸出時間進行調整動作，而決定本次的PWM控制周期的最初輸出的零電壓向量的輸出時間。以下，參照圖20，說明本實施例6的電壓向量調整部件31的動作。另外，在圖21中，向與圖20所示的處理步驟相同的處理步驟附加相同的符號。在此，以與本實施例6有關的部分為中心進行說明。
在圖21中，電壓向量調整部件31如果讀入了從電壓向量控制部件11輸入的電壓向量的輸出時間t1、t2、t0、t7、從延遲部件32輸入的PWM控制周期的一個周期前調整輸出的電壓向量V1_p、V2_p、V0_p、V7_p、其輸出時間t1_p、t2_p、t0_p、t7_p(步驟ST51)，則判斷在前次(PWM控制周期的一個周期前)最后輸出的零電壓向量的輸出時間t0_p和本次最初輸出的零電壓向量的輸出時間t0的合計時間是否比最小零電壓向量輸出時間Tz長(步驟ST61)。
在其結果是零電壓向量的輸出時間的合計t0_p+t0比最小零電壓向量輸出時間Tz長的情況下(步驟ST61Yes)，將本次的輸出時間t1、t2、t0、t7原樣地作為調整后的輸出時間t1’、t2’、t0’、t7’(步驟ST12)。另一方面，在零電壓向量的輸出時間的合計t0_p+t0比最小零電壓向量輸出時間Tz短的情況下(步驟ST61No)，進而判斷零電壓向量的輸出時間的合計t0_p+t0+t7是否比最小零電壓向量輸出時間Tz長(步驟ST62)。
然后，在零電壓向量的輸出時間的合計t0_p+t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz長的情況下(步驟ST62Yes)，對周期最初輸出的零電壓向量V0的輸出時間t0’進行調整，使得零電壓向量的輸出時間的合計t0_p+t0與最小零電壓向量輸出時間Tz相等(t0’＝Tz-t0_p)，并將周期最后輸出的零電壓向量V7的輸出時間t7’調整為剩下的時間t0+t7-t0’(t7’＝t0+t7-t0’)。另外，非零電壓向量的輸出時間t1、t2原樣地作為調整后的輸出時間t1’、t2’(步驟ST63)。
另一方面，在零電壓向量的輸出時間的合計t0_p+t0+t7比最小零電壓向量輸出時間Tz短的情況下(步驟ST62No)，對周期最初輸出的零電壓向量V0的輸出時間t0’進行調整，使得零電壓向量的輸出時間的合計t0_p+t0與最小零電壓向量輸出時間Tz相等(t0’＝Tz-t0_p)，并且將周期最后輸出的零電壓向量V7的輸出時間設置為0(t7’＝0)。另外，依照式(3)調整非零電壓向量的輸出時間t1、t2，使得不改變電壓向量V1、V2的輸出時間的相對比。即，調整為t1’＝(T-Tz+t0_p){t1/(t1+t2)}，t2’＝(T-Tz+t0_p){t2/(t1+t2)}(步驟ST64)。
然后，將在步驟ST12、步驟ST63、步驟ST64的任意一個中調整了的電壓向量V0、V1、V2、V7的輸出時間t0’、t1’、t2’、t7’輸出到起輝脈沖產生部件13(步驟ST14)。另外，原樣地使用電壓向量控制部件11所選擇出的電壓向量V0、V1、V2、V7并輸出地到起輝脈沖產生部件13。
如上所述，根據本實施例6，通過利用前次的PWM控制周期的最后輸出的零電壓向量的輸出時間，決定本次的PWM控制周期的最初輸出的零電壓向量的輸出時間，而在零電壓向量跨過了PWM控制周期的情況下，也能夠可靠地確保最小零電壓向量時間。因此，能夠確實地抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。
另外，電壓向量輸出時間的調整以作為根據三相電壓指令生成的三相共通的參數的電壓向量的輸出時間為對象，因此能夠得到通過一次的調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。進而，通過電壓向量調整的處理，還能夠使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
實施例7圖22是展示本發明的實施例7的電力變換器的控制裝置的結構的框圖。另外，在圖22中，向與圖4所示的結構相同或同等的構成要素附加相同的符號。在此，以與本實施例7有關的部分為中心進行說明。
如圖22所示，在本實施例7中，在圖4所示的結構中，代替電壓向量調整部件12而設置電壓向量調整部件41，并追加延遲部件42。
電壓向量調整部件41如實施例1所說明的那樣，調整電壓向量控制部件11輸出的電壓向量的輸出時間并輸出，使得零電壓向量輸出時間大于等于一定值，但在本實施例7中，具有輸出調整所伴隨的誤差Err的功能，將經由延遲部件42輸入的PWM控制周期的一個周期前的誤差Err用于一個周期后的電壓向量調整中。
接著，參照圖22～圖24，說明本實施例7的電力變換器的控制裝置中的電壓向量調整部件41的動作。另外，圖23是說明圖22所示的電壓向量調整部件41的動作的流程圖。圖24是說明圖22所示的電壓向量調整部件所進行的誤差計算的動作的圖。
首先，在圖23中，電壓向量調整部件41同時讀入電壓向量控制部件11輸出的電壓向量的輸出時間t1、t2、t0、t7、前次(PWM控制周期的一個周期前)計算出的誤差Err_p(步驟ST71)，修正電壓向量的輸出時間t1、t2、t0、t7從而修正前次的誤差Err_p(步驟ST72)。
即，在步驟ST72中，將輸出時間t1修正為t1(1+Err_p)。將輸出時間t2修正為t2(1+Err_p)。然后，使用新的輸出時間t1、t2，將輸出時間t0、t7修正為(T-t1-t2)/2。接著，通過在實施例2(圖15)中說明了的步驟，確保最小零電壓向量輸出時間Tz、或者刪除零電壓向量輸出時間(步驟ST11～ST21)。
接著，計算所得到的調整后的電壓向量V1、V2的輸出時間t1’、t2’與之前在步驟ST72中修正了的電壓向量V1、V2的輸出時間t1、t2的誤差Err。即進行Err＝(t1+t2-t1’-t2’)/(t1+t2)的計算(步驟ST73)。然后，輸出所得到調整后的電壓向量V1、V2、V0、V7的輸出時間t1’、t2’、t0’、t7’和誤差Err(步驟ST74)。另外，同樣地，原樣使用電壓向量控制部件11選擇出的電壓向量V1、V2、V0、V7并輸出到起輝脈沖產生部件13。
接著，參照圖24，說明誤差Err的計算方法。在圖24(1)中，展示了電壓向量調整前的PWM控制周期的2個周期的磁通向量的軌跡A、B。軌跡A是前次周期的軌跡，軌跡B是本次周期的軌跡。在圖24(2)中，展示了電壓向量調整后的磁通向量的軌跡A’、B’。確保了最小零電壓向量輸出時間的結果是，前次的磁通向量的軌跡A成為軌跡A’，并且軌跡變短了。圖24(3)是重疊描繪了圖24的(1)和(2)的圖。
在此，在本次的PWM控制周期中，考慮通過描繪由軌跡B’所示那樣的軌跡，從而使調整前和調整后的磁通向量軌跡的終點一致。如在實施例1(圖10)中所說明了的那樣，在依照式(3)對電壓向量進行調整，使得不改變零電壓向量以外的電壓向量的輸出時間的相對比的情況下，軌跡A的三角形與軌跡A’的三角形是相似形狀。同樣地，軌跡B的三角形與軌跡B’的三角形也是相似形狀。
在角度Δθa和角度Δθb充分小的情況下，由于可以將圓弧看作是直線，所以軌跡A、B和軌跡A’、B’的不同可以只看作是對作為圓弧的直線進行2分割時的分割比例的不同。由于調整前的軌跡A和軌跡B的分割比例是1∶1，所以在用軌跡A中變短的部分補足軌跡B’而使合計的值相等的情況下，只要知道軌跡A和軌跡A’的比就可以。因此，使用通過以下式(7)～式(9)的任意一個得到的誤差Err。
Err＝(t1-t1’)/t1 ......(7)Err＝(t2-t2’)/t2 ......(8)Err＝{t1+t2-(t1’+t2’)}/(t1+t2) ......(9)如果導入該誤差Err，則通過使用前次的誤差Err_p，使電壓向量的輸出時間t1、t2成為(1+Err_p)倍，能夠排除前次調整的影響地使本次的磁通向量軌跡的終點與希望的點一致。
這樣，根據本實施例7，在設置大于等于一定值的零電壓向量輸出時間、或者將零電壓向量輸出時間設置為0而進行調整的情況下，能夠修正調整誤差，因此能夠可靠地抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓，能夠使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。另外，電壓向量輸出時間的調整以作為根據三相電壓指令生成的三相共通的參數的電壓向量的輸出時間為對象，因此能夠得到通過一次的調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。
實施例8圖25是說明本發明的實施例8的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。另外，在圖25中，向與圖9(實施例1)所示的處理步驟相同或同等的步驟附加相同的符號。在此，以與本實施例8有關的部分為中心進行說明。
在本實施例8中，展示了在實施例1(圖4)所示的電力變換器的控制裝置中，在將在實施例2(圖15)中說明了的零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下作為例外沒有考慮的事項(不適合點)的對策例子(步驟ST81～ST84)。
即，如果著眼于圖12(1)，則在除去了零電壓向量V7的情況下，對于線間電壓Vvw、Vwu沒有問題，但線間電壓Vuv成為夾著電壓向量V2而存在2個電壓向量V1的脈沖的形式。如果將電壓向量V2置換為零電壓向量，則成為圖14的(1-2)的情況。即，在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，由于非零電壓向量的輸出時間，有可能產生沖擊電壓。在本實施例8中，在這樣的情況下，適用確保最小零電壓向量輸出時間的考慮方法。以下，參照圖25進行說明。
在圖25中，在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下(步驟ST21)，判斷電壓向量V1的調整后的輸出時間t1’是否比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2短(步驟ST81)。在其結果是電壓向量V1的調整后的輸出時間t1’比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2短的情況下(步驟ST81的Yes)，進行再調整使得輸出時間t1’成為t1’＝Tz/2。另外，將電壓向量V2的調整后的輸出時間t2’再調整為t2’＝T-Tz/2(步驟ST82)。
另一方面，在電壓向量V1的調整后的輸出時間t1’比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2長的情況下(步驟ST81的No)，判斷零電壓向量V2的調整后的輸出時間t2’是否比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2短(步驟ST83)。
在其結果是電壓向量V2的調整后的輸出時間t2’比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2短的情況下(步驟ST83的Yes)，將調整后的輸出時間t2’再調整為t2’＝Tz/2。這時，將電壓向量V1的調整后的輸出時間t1’再調整為t1’＝T-Tz/2(步驟ST84)。
另外，在電壓向量V2的調整后的輸出時間t2’比最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2長的情況下(步驟83的No)，不對在步驟ST11～ST21中調整了的輸出時間t1’、t2’、t0’、t7’進行再調整(步驟ST85)。
另外，在以上說明中，在零電壓向量以外的電壓向量的輸出時間小于最小零電壓向量輸出時間Tz的1/2的情況下，提升為Tz/2，但也可以如實施例2所說明了的那樣，進行四舍五入或下降。
這樣，根據本實施例8，能夠對在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下可能產生的與零電壓向量以外的電壓向量輸出時間有關的沖擊電壓進行限制，能夠確實地抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。另外，能夠得到只對作為三相共通的參數的電壓向量輸出時間進行調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。進而，通過電壓向量調整的處理，還能夠使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
實施例9圖26是說明本發明的實施例9的電力變換器的控制裝置所具備的電壓向量調整部件的動作的流程圖。另外，在圖25中，向與圖20(實施例5)所示的處理步驟相同或同等的步驟附加相同的符號。在此，以與本實施例9有關的部分為中心進行說明。
在本實施例9中，展示了在實施例5(圖19)所示的電力變換器的控制裝置中，在圖20中說明了的在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下作為例外沒有考慮的事項(不適合點)的對策例子(步驟ST90～ST93)。
即，在沖擊電壓的產生圖形為圖14的(2-1)、(2-2)的情況下，即使除去了零電壓向量，也會造成沒有抑制電動機端線間電壓的沖擊電壓的情況。因此，如果著眼于圖12的(3)、(4)，則可以知道在圖12的(4)中會產生圖14的(2-1)、(2-2)的現象，但在圖12的(3)中不會產生。以下再次說明相位θ從0≤θ＜π/3的范圍轉移到π/3≤θ＜2π/3的范圍時的電壓向量的推移。
(3)V0→V1→V2→V7→V2→V3→V0(4)V7→V2→V1→V0→V3→V2→V7在此，在除去了零電壓向量的情況下，成為下式。
(3)’V0→V1→V2→(V7)→V2→V3→V0(4)’V7→V2→V1→(V0)→V3→V2→V7比較(3)’、(4)’可以知道，如果使除去零電壓向量前后的電壓向量相同，則不會出現圖14的(2-1)、(2-2)的現象，能夠抑制沖擊電壓。
另外，在圖26中，在代替了圖20所示的最初的步驟ST51的步驟90中，讀入從電壓向量控制部件11輸入的電壓向量V1、V2、V0、V7、其輸出時間t1、t2、t0、t7、從延遲部件32輸入的PWM控制周期的一個周期前調整輸出的電壓向量V1_p、V2_p、V0_p、V7_p、其輸出時間t1_p、t2_p、t0_p、t7_p。然后，在步驟ST57或步驟ST58中將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，判斷前次最后輸出的電壓向量是否與本次最初輸出的電壓向量相同(步驟ST91)。
在其結果是前次最后輸出的電壓向量與本次最初輸出的電壓向量相同的情況下(步驟ST91Yes)，由于是上述(3)’的情況，所以什么也不做前進到步驟ST93。另一方面，在前次最后輸出的電壓向量與本次最初輸出的電壓向量不同的情況下(步驟ST91No)，由于是上述(4)’的情況，所以將本次最初輸出的電壓向量變更為前次最后輸出的電壓向量(步驟ST92)，前進到步驟ST93。在步驟ST93中，輸出調整后的電壓向量的輸出時間t1’、t2’、t0’、t7’、電壓向量V1’、V2’、V0’、V7’。另外，在從步驟ST12、ST54、ST55前進到步驟ST93的情況下，將由電壓向量控制部件11選擇出的電壓向量V0、V1、V2、V7原樣地作為V0’、V1’、V2’、V7’，并輸出到起輝脈沖產生部件13。
這樣，根據實施例9，能夠避免在將零電壓向量的輸出時間設置為0的情況下產生的圖14的(2-1)、(2-2)的情況，能夠可靠地抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。另外，在沖擊電壓的抑制中，能夠得到只對作為三相共通的參數的電壓向量的輸出時間進行調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。在此，在實施例1～9的說明中，說明了抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓的產生的個別方法，但也可以組合使用實施例1～9的2個或2個以上。省略對該情況下的結構的說明，但在組合了的情況下，也至少能夠將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值、或者通過設置為0而抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。另外，電壓向量輸出時間的調整以作為根據三相電壓指令生成的三相共通的參數的電壓向量的輸出時間為對象，因此能夠得到通過一次的調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。進而，通過電壓向量調整的處理，還能夠使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限。
另外，在實施例1～9的說明中，為了使抑制沖擊電壓所伴隨的磁通向量軌跡的偏離收斂為最小限，而進行調整使得零電壓向量以外的電壓向量的輸出時間的相對比例不變化，但如果只是以抑制沖擊電壓為目的，則也可以改變相對比例。這根據與沖擊電壓的抑制有關的實施例1的說明可以知道。
在該情況下，通過將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值、或者設置為0，能夠抑制超過直流母線電壓Vdc的2倍的沖擊電壓。另外，電壓向量輸出時間的調整以作為根據三相電壓指令生成的三相共通的參數的電壓向量的輸出時間為對象，因此能夠得到通過一次的調整就在所有相中抑制沖擊電壓的效果。
本發明適合于在電力變換器和負載的連接電纜長的情況下作為電力變換器的控制裝置使用。
權利要求
1.一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，進行調整使得零電壓向量輸出時間大于等于一定值的電壓向量調整裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
2.一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，在電壓向量的輸出時間比規定值長的情況下，進行調整使得將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值，在短的情況下將零電壓向量的輸出時間設置為0的電壓向量調整裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
3.一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的2個或2個以上的多個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的在上述脈沖寬度調制控制的2個或2個以上的多個控制周期內的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，在上述2個或2個以上的多個控制周期內的所有零電壓向量的輸出時間合計比一定值短的情況下，進行調整使得存在于相鄰的2個周期的中間的零電壓向量的輸出時間為0，并將該時間分配到存在于上述2個周期的兩端的零電壓向量的輸出時間中的電壓向量調整裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
4.一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的2個或2個以上的多個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的在上述脈沖寬度調制控制的2個或2個以上的多個控制周期內的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，在上述2個或2個以上的多個控制周期內的所有零電壓向量的輸出時間合計比一定值短的情況下，進行調整使得上述2個或2個以上的多個控制周期內的相同的電壓向量的輸出時間合并為1個的電壓向量調整裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
5.一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，進行調整使得接收在一個控制周期前的調整時使用了的電壓向量，與在前一個周期的最后輸出的向量是否是零電壓向量對應地，使本周期中的兩個零電壓向量的一個的輸出時間成為0，并將該時間分配到另一個的輸出時間中的電壓向量調整裝置；使上述電壓向量調整裝置輸出的電壓向量延遲上述一個控制周期，并輸出到上述電壓向量調整裝置的延遲裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
6.一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，進行調整使得接收在一個控制周期前的調整時使用了的電壓向量及其輸出時間，在前一個周期的最后調整輸出的零電壓向量的輸出時間和本周期中從上述電壓向量控制裝置最初輸入的零電壓向量的輸出時間的合計比一定值短的情況下，使在本周期中最初輸出的零電壓向量的輸出時間成為從上述一定值減去了在前一個周期的最后調整輸出了的零電壓向量的輸出時間的時間的電壓向量調整裝置；使上述電壓向量調整裝置輸出的電壓向量及其調整后的輸出時間延遲上述一個控制周期，并輸出到上述電壓向量調整裝置的延遲裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
7.一種通過脈沖寬度調制控制來控制輸出電壓的電力變換器的控制裝置，其特征在于包括根據對上述電力變換器的電壓指令值，決定上述電力變換器在上述脈沖寬度調制控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制裝置；作為調整從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整裝置，具有計算電壓向量的輸出時間調整所伴隨的誤差的功能，并且針對對從上述電壓向量控制裝置輸入的電壓向量的輸出時間修正了在前一個周期中計算出的誤差后的電壓向量的輸出時間，在零電壓向量的輸出時間比規定值長的情況下，調整為將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值，在短的情況下，將零電壓向量輸出時間調整為0的電壓向量調整裝置；使上述電壓向量調整裝置輸出的上述電壓向量的輸出時間調整所伴隨的誤差延遲上述一個控制周期，并輸出到上述電壓向量調整裝置的延遲裝置；根據由上述電壓向量調整裝置調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生裝置。
8.根據權利要求1所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置調整為不改變零電壓以外的電壓向量的輸出時間的相對比例，而將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值。
9.根據權利要求2所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置調整為不改變零電壓以外的電壓向量的輸出時間的相對比例，而將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值。
10.根據權利要求7所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置調整為不改變零電壓以外的電壓向量的輸出時間的相對比例，而將零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值。
11.根據權利要求2所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，調整為零電壓向量以外的電壓向量的輸出時間也成為大于等于一定值或成為0。
12.根據權利要求3所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，調整為零電壓向量以外的電壓向量的輸出時間也成為大于等于一定值或成為0。
13.根據權利要求5所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，調整為零電壓向量以外的電壓向量的輸出時間也成為大于等于一定值或成為0。
14.根據權利要求7所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，調整為零電壓向量以外的電壓向量的輸出時間也成為大于等于一定值或成為0。
15.根據權利要求2所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，在前一個周期的最后輸出的電壓向量和在本周期中最初輸出的電壓向量不同的情況下，將在本周期中最初輸出的電壓向量變更為在前一個周期的最后輸出的電壓向量。
16.根據權利要求3所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，在前一個周期的最后輸出的電壓向量和在本周期中最初輸出的電壓向量不同的情況下，將在本周期中最初輸出的電壓向量變更為在前一個周期的最后輸出的電壓向量。
17.根據權利要求5所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，在前一個周期的最后輸出的電壓向量和在本周期中最初輸出的電壓向量不同的情況下，將在本周期中最初輸出的電壓向量變更為在前一個周期的最后輸出的電壓向量。
18.根據權利要求7所述的電力變換器的控制裝置，其特征在于上述電壓向量調整裝置在將零電壓向量的輸出時間調整為0的情況下，在前一個周期的最后輸出的電壓向量和在本周期中最初輸出的電壓向量不同的情況下，將在本周期中最初輸出的電壓向量變更為在前一個周期的最后輸出的電壓向量。
全文摘要
本發明的電力變換器的控制裝置具備根據對電力變換器的電壓指令值(Vu、Vv、Vw)，決定電力變換器在PWM控制的一個控制周期內輸出的電壓向量、輸出該電壓向量的時間的電壓向量控制部件(11)；調整從電壓向量控制部件(11)輸入的電壓向量的輸出時間的電壓向量調整部件(12)；根據由電壓向量調整部件調整后的電壓向量的輸出時間，產生使構成上述電力變換器的半導體開關元件開、關的信號的起輝脈沖產生部件(13)，電壓向量調整部件(12)不改變零電壓以外的電壓向量的輸出時間的相對比例，而進行調整使得零電壓向量的輸出時間確保為大于等于一定值。由此，抑制超過直流母線電壓的2倍的高電壓。能夠對三相統一地進行控制。
文檔編號H02M7/527GK1701501SQ03825359
公開日2005年11月23日 申請日期2003年8月25日 優先權日2003年8月25日
發明者木全政弘, 貝谷敏之, 今中晶 申請人:三菱電機株式會社