恒能功率脈沖群調制變流裝置的制作方法

專利名稱：恒能功率脈沖群調制變流裝置的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種可用于DC-DC降壓變換、無刷直流電機調速、開關磁阻電機功率變換器以及交流感應電機調速等方面的新型變流裝置，特別是一種專用于工業風機和水泵無級調速節能的變頻裝置。
背景技術：
已有技術中，作為電力電子變流技術主要應用方式的PWM(脈沖寬度調制)技術進入實用已有20多年的時間了，但直到今天仍存在一些不夠理想的地方，主要表現在載波頻率與器件開關損耗之間的矛盾的解決上。我們知道，要使PWM方式在盡可能小的安裝體積上獲得優良的諧波抑制特性和動態響應性能，系統的載波頻率應越高越好，但理論分析和實踐都表明隨著系統載波頻率的升高，器件開關過程所產生的損耗將變得十分突出！20多年來，人們圍繞如何解決這個問題提出過多種不同的解決方案，如PWM技術早期提出的RCD、BCD緩沖吸收軟開關方案已被實踐證明在一定的條件下是可行的。但是，這兩種解決方案都有一個不足，就是僅適用于系統載波頻率不高的情況。為解決更高載波頻率下存在的問題，1986年首次由DM Divan教授提出了“雙零諧振軟開關”的概念，該解決方案的核心是利用LC元件的諧振儲能過程，在系統的變流主電路中形成電壓(或電流)周期性為零的條件，并通過控制使系統中的開關器件在零電壓或零電流時刻開通和關斷，這樣，由于器件在開通和關斷時刻承受的功率為零，從而達到減小器件開關損耗的目的。到目前為止，諧振軟開關技術已較成功地應用于380V、輸出平均電流30A以下的中小功率變換系統中。而對輸出電流超過30A以上的系統，該技術要碰到另一個新的難點問題即開關器件承受過高的電壓(或電流)應力問題。近年來，解決這個難點問題的研究已成為該學科研究中的熱點分支之一，但直到目前還沒有重大的突破！
在PWM技術進入實際應用的20多年時間里，雖經世界各國研究人員的不斷努力，但在解決系統載波頻率與器件開關損耗之間的矛盾問題上進展如此艱難，其根本原因在哪里？通過對軟開關技術進行深入的分析后表明，無論是緩沖吸收軟開關方式還是諧振軟開關方式，其解決問題的技術本質都是將每次開關過程本應由器件承擔的開關損耗能量，在器件狀態的轉換之前先將它暫時轉移到附加的儲能元件中，然后，讓器件在沒有開關損耗的情況下完成狀態的轉換，待器件完成狀態轉換后，再將這些暫時轉移走的能量消耗在電阻上或通過其它通道返回電源或送到負載中。在這種解決方法中，由于緩沖吸收方式只能以自然充放電的形式來完成能量的存儲和轉移過程，所以工作周期比較長，這就是為什么在該方式下系統載波頻率難于提高的根本原因；而諧振軟開關方式以LC元件諧振的方式來完成能量的存儲和轉移過程，所以，與緩沖吸收方式相比工作頻率可以有數倍乃至十倍以上的提高。但是，該方式又因為工作頻率高，速度快，所以LC儲能元件的數值必須很小，這樣就帶來了另一個新問題，就是在大電流斬波時，LC元件將因內部轉移進較多的能量而對外電路呈現出很高的端電壓或很大的瞬時充放電電流，這些電壓和電流作用在開關器件上，就形成了對器件安全構成威脅的過高電壓(或電流)應力問題。當然了，增大LC儲能元件的參數將有助于降低開關器件承受的應力，但系統的軟開關諧振周期也要延長，也就是系統的載波頻率必須下降，這樣，PWM技術的優勢將難以發揮，從實際應用的角度來說，這是難以接受的。綜合上述分析結果，不難得出這樣的結論，就是用軟開關方式解決PWM強制斬波系統載波頻率與器件開關損耗之間的矛盾時，最終要歸結為解決斬波電流、儲能元件諧振頻率和器件應力這三個有著相互制約關系的參數之間的協調解決上，而人們一直希望達到的、固定其中兩個參數(即高的諧振頻率和低的器件應力)而另一個參數(即斬波電流)可(隨負載的不同)隨意變化的要求，實際上是很難做到的！這就是人們歷經20多年的研究而難于取得重大進展的根本原因！
實用新型內容本實用新型的目的是用一種新方案來解決PWM系統中載波頻率與器件開關損耗之間的矛盾問題。該方案與已有技術的最大不同在能量的傳遞方式上。在已有技術中由于采用的是對連續能量進行強制斬波的方法來完成系統對能量要求的分段傳遞控制目的，因此，系統工作電流有多大斬波電流就應該有多大，否則無法工作，也沒有選擇的余地。因此，在高電壓、大電流斬波時器件不可避免地要承受很高的電壓和電流應力。而本實用新型采用定能量斬波工作方式，首先將系統所要傳遞的全部能量按輸出波形的要求，通過脈沖形成電路以時間分割的方式分解為一個個獨立的、含有固定能量的功率脈沖后，傳送到系統交流逆變電路的直流母線上，經逆變電路逆變為與對應輸出波形接近的類PWM波形，最后經平波電路平波后輸出到負載。這種傳遞方式的優勢和特點有以下幾個①通過離散控制方式可方便地控制單位時間內產生的脈沖數，從而使系統的能量傳遞過程根據實際要求進行控制；②由于每個功率脈沖所傳遞的能量固定，因此，在電源電壓固定的情況下，脈沖峰值電流也為固定，這樣器件承受的電壓、電流應力(不受負載條件的影響)也為固定；③采用可控串聯諧振工作方式形成功率脈沖時，可用幾個較小功率、較低調制頻率的小變流系統合成一個具有較高調制頻率的大功率變流系統，而各開關器件只需承受各自支路的應力即可；④系統的開關器件(包括功率脈沖發生電路和逆變電路的器件)全部在零電流條件下開通和自然關斷。
本實用新型的結構、特點為系統由直流恒壓源、可控串聯諧振離散恒能功率脈沖形成電路、逆變電路、輸出平波電容和控制電路五個部分組成(其中組成DC-DC變換系統時，不需要逆變電路)。在這個系統中，可控串聯諧振離散恒能功率脈沖形成電路為本實用新型最關鍵的技術創新點，分為異步不鉗位脈沖形成電路和同步鉗位脈沖形成電路兩種，該電路在系統中不僅要完成功率脈沖的形成工作，還要為系統逆變主回路提供電壓及電流周期性過零的條件；此外，它的運行特性還直接關系到系統中各功率開關器件工作時所要承受的電壓和電流應力問題，同時，也是雙路(或多路合成一路的基本條件。系統中的逆變電路是本實用新型的另一個技術創新點，分為單相和三相兩種結構，它雖然只由可控硅元件和輸出濾波電容組成，但逆變過程不需專門的換流電路即可正常工作。下面分別對這些創新內容進行論述(1)DC-DC變換系統的結構、特點將恒能功率脈沖形成電路的輸出波形直接經平波電容平波后即可供給負載RL工作。需調節輸出電壓平均值U0大小時，通過控制電路調節恒能功率脈沖形成電路的工作頻率f即可達到。
(2)DC-AC逆變換系統的結構、特點由功率脈沖形成電路產生的功率脈沖群集以電流形式輸送到逆變電路的直流母線上，然后通過逆變電路轉變為單相或三相對稱交流電壓后向負載供電。在這個過程中，系統中的全部功率開關元件以離散控制方法進行控制，其中功率脈沖形成電路以受控斷續工作方式完成輸出波形中各脈沖群的群序和群值(有關新名詞的說明附在本說明書后面，下同)的調制功能，而逆變電路完成群基調制功能，而控制電路則通過控制系統功率脈沖形成電路的輸出頻率f(或采用與SPWM相同的控制策略)來達對輸出波形u0的幅度U0和頻率f0的同步控制目的。
(3)異步不鉗位脈沖形成電路的結構、特點該電路結構如(圖1a)中的虛線AA’左邊所示，整個脈沖形成電路P由單向可控硅S1和諧振電抗L、諧振電容C、和續流二極管VD組成，其聯接方法是VD和C并聯后再與S1、L串聯，其輸入端P1接電源E，輸出端為Y1。
(4)同步串聯鉗位脈沖形成電路的結構、特點該電路結構如(圖2a)中的虛線AA’左邊所示，整個脈沖形成電路P由接成單相全橋的四個單向可控硅S11～S14、諧振電容C、諧振電抗L以及續流二極管VD組成，電路聯接方法為C接在兩半橋的中間點P2、P4上，可控硅全橋、諧振電抗L以及續流二極管VD組成T形電路，其輸入端P1接電源E，輸出端為Y1；(5)單相逆變電路的結構如(圖1a)、(圖2a)中的虛線AA’右邊所示，由接成單相全橋的四個單向可控硅S21～S24和輸出平波電容C0組成，Y1、Y3為功率脈沖輸入端，Y2、Y4為逆變輸出端。
(6)三相逆變電路的結構如(圖4)中的虛線AA’右邊所示，由接成三相全橋的六個單向可控硅S21～S26和三個輸出平波電容Cab、Cbc、和Cca組成，Y1、Y3為功率脈沖輸入端，YA、YB、YC為逆變輸出端。
(7)將兩路或更多路電路結構相同的變流電路，在逆變輸出端將相同的輸出端口并聯在一起，即可合成為一路具有較高調制頻率和較大輸出功率的逆變電路向同一個負載供電，其控制方法為各并聯支路采用同步輸出脈沖方式工作或采用異步錯位輸出脈沖方式工作都可。
以下結合附圖和實施例對本實用新型作進一步說明
圖(1)為異步不鉗位脈沖形成電路與單相逆變電路組成的逆變系統圖。
圖(2)為同步鉗位橋式功率脈沖形成電路與單相逆變電路組成的逆變系統圖。
圖(3)為用圖(2)電路在輸出負載上調制出的類PWM正弦電壓波形圖。
圖(4)為同步鉗位橋式功率脈沖形成電路與三相逆變電路組成的逆變系統圖。
圖(5)為用圖(4)電路在輸出負載上調制出的三相對稱梯形電壓波形圖。
具體實施方式
1、可控串聯諧振離散恒能功率脈沖產生電路(1)異步不鉗位脈沖形成電路電路結構如圖1(a)中A-A’線左邊所示。圖中LC為諧振儲能電感和電容，VD為續流二極管。圖中A-A’線右邊為由可控硅S21～S24和輸出濾波電容CO組成的單相逆變電路Y，RL為輸出負載，E為供電電源。從圖中可看出，電路中電源E、諧振儲能電感L和電容C、以及脈沖電路的負載Y三者為并聯聯接。電路參數CO＞＞C，具體分析工作原理時可認為CO的端電壓在一個脈沖周期內基本不變。電路的初始狀態為電容C上電壓為零，五個可控硅全部處于關斷狀態。工作過程為(各時間段相關的波形見圖1b)；在時間t0時刻觸發可控硅S1導通，電流i經S1、L向C充電，uc上升；到t2時刻uc上升到2倍電源電壓時i下降到零；t3時刻觸發可控硅S21、S23，這樣C上所充電荷經L向CO諧振放電，uc下降，電流iL上升；到t4時iL上升到最大值后開始下降；t5時刻，uc下降到零，同時VD導通續流，iL繼續下降；到t6時刻iL下降到零，S21、S23自然關斷；t7時刻，下個脈沖周期開始，重復前述過程。經分析計算可知，該電路每工作一個脈沖周期便從電源吸收并輸送WS＝2CE2(焦耳)的能量到負載，并且該能量值不受負載RL的變化影響。
(2)同步鉗位橋式脈沖形成電路圖2(a)中A-A’線左邊為同步串聯鉗位橋式結構功率脈沖形成電路P。圖中由可控硅S11～S14及諧振儲能電容C、諧振電抗L以及續流二極管VD組成功率脈沖的橋式形成電路P；圖中A-A’線右邊為由可控硅S21～S24和CO組成的單逆變電路Y；RL為輸出負載；E為直流供電電源。從圖中可看出，電路中電源E、諧振儲能電容C、以及脈沖電路的負載Y三者為串聯聯接。電路參數CO＞＞C，分析工作原理時可認為在一個脈沖工作周期內，CO的端電壓不變。電路的初始狀態為全部可控硅處于關斷狀態；電抗電流iL為零；諧振電容C上已充足電荷，端電壓為電源電壓值，極性上正下負；輸出電容CO端電壓為u0，極性為左正右負。到時間t0時刻(各時間段相關的波形見圖2b)，觸發可控硅S12、S13以及S21、S23，讓其開通，在可控硅開通瞬間，由于電容C上的電壓UC與電源電壓同極性串連，因此，P3點電壓up(續流二極管VD承受的反壓)為兩倍電源電壓。隨后C開始放電，iL經E、S12、C、S13、L、S21、CO、S23形成回路流通，并從零開始增大，up下降；到t2時刻，up＝u0，iL達到最大值并開始下降；到時間t3時刻，C被反向充電到電源電壓值時，up下降到零，VD導通續流，iL繼續下降，同時，S12、S13在零電壓和零電流條件下進入自然關斷狀態；到時間t4時，iL下降到零，S21、S23關斷。到時間t5時刻，下一個脈沖周期開始。這時觸發可控硅S11、S14和S21、S23，使其開通，因C1上的電壓極性在上個脈沖周期結束時被充電到上負下正，而這次導通的可控硅為S11、S14，因此，P3點電壓和其余各點的電壓、電流波形及其變化過程與上一個脈沖周期相同，不再重復論述。通過分析計算可知，該電路每工作一個周期也從電源吸收并輸送WS＝2CE2(焦耳)的能量到負載，并且該能量值不受負載RL的變化影響。
2、調制輸出不同的電壓波形(1)DC-DC直流變換只需將圖(2a)中A-A’線左邊的電路P保留，而在A-A’線右邊直接接平波電容CO后即可供給負載RL工作；調節輸出電壓平均值U0的方法可通過控制電路調節功率脈沖發生電路P的工作頻率f來達到。
(2)DC-AC逆變換將功率脈沖形成電路P與逆變電路Y相結合，用離散控制方法即可方便地在圖(1)或圖(2)的輸出負載RL上形成各種所需的交流電壓波形。
①調制輸出單相正弦電壓波圖(3)為用圖(2)電路在輸出負載RL上形成的正弦電壓波形的情況。調制方法為由功率脈沖形成電路P產生的每單個脈沖傳遞能量為恒定的功率脈沖群集以圖(3a)所示的電流形式輸送到逆變電路Y的直流母線Y1上，然后通過逆變電路Y轉變成單相交流輸出電壓后向負載供電。調制程序為由功率脈沖形成電路P以受控斷續工作方式先完成輸出波形中各脈沖群的群序和群值的調制，然后再由逆變電路Y完成各脈沖群的群基調制，最后經平波電容CO平波后輸出圖(3b)所示的平滑正弦電壓波。
通過控制電路控制系統功率脈沖電路P的輸出頻率f、或采用與SPWM(正弦脈沖寬度調制)相同的控制策略即可達對輸出波形u0的幅度U0和頻率f0的控制目的，并且全部功率開關元件均以離散控制方法控制。
②調制輸出三相對稱梯形電壓波圖(5)為用圖(4)電路調制出的三相對稱梯形電壓波形，電路負載為感應電機。產生該波形的調制方法和程序與調制輸出單相正弦波基本相同，不同之處僅僅在可控硅的導通順序因輸出波形不同而有所不同，根據輸出波形不難理解，因而不再作論述。
3、多路并聯工作通常，當單個器件的工作電流達到極限時，可以采用多管并聯的方法來提高總電流。但是，當單個器件的工作頻率達到極限時不可能采用多管并聯的方法來提高工作頻率。但是在本技術當中，可以在系統逆變橋的輸出端采用邏輯“或”門的形式，直接將兩路以上結構相同但功率較小、頻率較低的脈沖變流支路合成為一個較高頻率的大功率、大電流的輸出系統。這是系統功率脈沖形成電路采用可控串聯諧振方式的一個很重要的特點和優勢，且在這種工作方式下各支路器件只需承受各自支路的應力即可，從而更好地解決了現有技術中PWM強制斬波系統在斬波電流、儲能元件諧振頻率和器件應力三者之間的矛盾問題。
在本技術實施過程中，多路并聯的聯接方法和控制方法都很簡單，其中聯接方法為將如圖(1)、圖(2)或圖(4)所示任一種變流電路的兩路或更多路的輸出端的相同端口并聯在一起后共同接入負載即可。例將兩路如圖(2)所示的電路并聯工作時，只需將兩個電路的Y2點連接在一起，Y4點也聯接在一起后供給負載即可。對圖(4)所示電路的并聯也一樣，將兩個電路的YA、YB、YC對應聯接在一起后供給負載即可。而控制方法為按輸出波形的合成要求，各并聯支路可以用同步輸出脈沖方式工作，也可以用異步錯位輸出脈沖方式工作，而從減小平波電容的容量和體積成本來看，異步錯位輸出方式要優于同步輸出方式，但在控制上，異步方式要比同步方式復雜一些。
(有關名詞說明由一組連續實脈沖組成的集合稱為脈沖群，每個脈沖群所含的脈沖數稱為群值，其極性稱為群基；而由一連串脈沖群所組成的集合稱為脈沖群集，在脈沖群集中以脈沖群出現的時間順序對每個脈沖群進行編號，稱為群序。例如圖(3a)所示的脈沖群集中有11個脈沖群，其中群序為1的脈沖群其群值為2，群基為+1；群序為6的脈沖群其群值為4，群基亦為1。但在圖(3b)調制完成后的iL波形中，群序為1的脈沖群，其群值不變但群基已轉變成-1)
權利要求1.一種適用于DC-DC變換和交流逆變換的恒能功率脈沖群調制變流裝置，其實施方案由直流恒壓源E、恒能功率脈沖形成電路P、逆變電路Y、輸出平波電容C0和控制電路組成。其特征在于(a)DC-DC變換系統中，系統功率主回路的構成為負載RL與平波電容C0并聯后直接接在恒能功率脈沖形成電路P的輸出端；(b)DC-DC變換系統中，輸出電壓平均值U0的大小由恒能功率脈沖形成電路P的工作頻率f決定；(c)在DC-DC變換系統的功率主回路中串入逆變電路Y即構成DC-AC逆變換系統的功率主回路，其工作特征是功率脈沖形成電路P所產生的功率脈沖群集以電流形式輸送到逆變電路Y的直流母線Y1上，然后通過逆變電路Y轉變成單相或三相對稱交流電壓后再向負載供電；(d)DC-AC逆變換系統中，輸出波形中各脈沖群的群序和群值的調制由功率脈沖形成電路P以受控斷續工作方式完成；(e)DC-AC逆變換系統中，輸出波形中各脈沖群的群基調制由逆變電路Y以受控斷續工作方式完成；(f)DC-AC逆變換系統中，控制電路調控功率脈沖電路P的輸出頻率f或采用與SPWM相同的控制策略完成對輸出波形u0的幅度U0和頻率f0的同步控制；(g)無論是DC-DC變換系統還是DC-AC變換系統，全部功率開關元件都以離散控制方法控制。
2.根據權利要求1所述的恒能功率脈沖群調制變流裝置的技術實施方案，其特征在于(a)異步并聯不鉗位脈沖形成電路P由單向可控硅S1和諧振電抗L、諧振電容C、和續流二極管VD組成，其聯接方法是VD和C并聯后再與S1、L串聯，其輸入端P1接電源E，輸出端為Y1；(b)同步串聯鉗位脈沖形成電路P由接成單相全橋的四個單向可控硅S11～S14、諧振電容C、諧振電抗L以及續流二極管VD組成，電路聯接方法為C接在兩半橋的中間點P2、P4上，可控硅全橋、諧振電抗L以及續流二極管VD組成T形電路，其輸入端P1接電源E，輸出端為Y1。
3.根據權利要求1所述的恒能功率脈沖群調制變流裝置的技術實施方案，其特征在于(a)單相系統的逆變電路由接成單相全橋的四個單向可控硅S21～S24和輸出平波電容C0組成，Y1、Y3為功率脈沖輸入端，Y2、Y4為輸出端；(b)三相系統的逆變電路由接成三相全橋的六個單向可控硅S21～S26和三個輸出平波電容Cab、Cbc、和Cca組成，Y1、Y3為功率脈沖輸入端，YA、YB、YC為輸出端。
4.根據權利要求1所述的恒能功率脈沖群調制變流裝置的技術實施方案，其特征在于(a)將兩路或更多路電路結構相同而功率較小、頻率較低的變流電路在輸出端將相同端口并聯在一起，然后接入負載的方式即完成合成一路較大功率、較高頻率的系統電路的連接；(b)兩路或更多路合成一路的控制方法為各并聯支路采用同步輸出脈沖方式工作或采用異步錯位輸出脈沖方式工作都可。
專利摘要本實用新型為一種新型變流裝置。技術的核心是以定值能量為傳遞指標的受控功率脈沖的產生及其群調制方法，較好地解決了現有技術中PWM強制斬波過程出現的載波頻率與器件開關損耗之間的矛盾問題。適用于各種DC－DC和DC－AC變換，尤其適用于工業風機和水泵的無級調速節能。具有電路拓撲簡單、波形調制容易、控制方便、功率開關元件在零電流條件下開通和自然關斷、工作應力小、可全部采用半控型器件以及成本價格低等優點。
文檔編號H02M7/48GK2701161SQ0323488
公開日2005年5月18日 申請日期2003年6月9日 優先權日2003年6月9日
發明者盧誠, 謝實, 何春, 金建輝 申請人:昆明理工大學