專利名稱：升壓型變換器的交叉調節控制方法
技術領域：
本發明有關一種升壓型變換器的交叉調節控制方法，尤指應用于一三電位(three-level)的升壓型變換器的交叉調節控制方法。
(2)背景技術目前現有的三電位(three-level)升壓型變換器為多電位變換器中最為簡單的一種形式。圖1為典型的三電位(three-level)升壓型變換器電路示意圖。其中Vin代表輸入電壓源，L為升壓(boost)電感，S1和S2為功率開關元件(圖中以MOSFET為例)，D1和D2為功率二極管，C1和C2為輸出電容，Rload為一負載。
與傳統的單開關升壓變換器相較可知，三電位升壓型變換器具有下列幾項優點(1)功率元件所承受的電壓應力較小，(2)該變換器的效率較高，(3)變換器系統的電磁干擾(EMI)較低等優點。因此三電位升壓型變換器特別適合在較高輸出電壓的應用場合。尤其采用倍頻技術之后，三電位升壓型變換器更能有效降低輸入諧波電流及減小升壓電感的電流漣波(current ripple)，更凸顯三電位升壓型變換器在先今工業發展應用上具有極重要的實用價值。
雖然三電位升壓型變換器有上述諸多優點，但是它也存在一個重要缺陷，亦即輸出電容電壓的不平衡。該缺陷會嚴重阻礙該類變換器的實際應用。
為克服三電位升壓型變換器中的電容電壓不平衡問題，現有三電位升壓型變換器技術缺失其解決方法請參照如下在現有技術中，最為常使用的解決方案就是采用均壓的平衡電阻。如圖2所示，R1和R2為平衡電阻。
該電壓平衡技術的基本工作原理敘述如下在正常控制下，由于實際電路的離散性和驅動電路以及功率元件的不一致，開關元件S1和S2的工作周期比值(duty ratio)不完全相等。所以在忽略R1和R2的情況下，流過輸出電容C1和C2的平均電流會不相等，因此造成電壓V1和V2的不平衡。為解決電壓平衡的問題，一般而言是在輸出電容上并聯電阻R1和R2。在電壓不平衡的情況下，與電壓高的電容并聯的電阻流過的電流會比較大，這樣就會削弱兩個輸出電容電壓的不平衡，實現電壓平衡。
雖然該方案非常容易實現，而且也有很好的效果，但是其不足的處也顯而易見，亦就是平衡電阻上的功率損耗會相當大。
藉由理論推導，當R1和R2相時等，輸入為直流電壓源的條件下可以得到如下結果p*=ΔD×Vok×Vin]]>其中DD是開關元件S1和S2的工作周期比值(duty ratio)的差的絕對值；Vo是輸出電壓平均值；Vin是輸入直流電源電壓； 是衡量平衡效果的一個平衡系數；p*是正規化(normalization)的平衡電阻的功率損耗，亦即R1和R2的總功率損耗與輸入功率之比。
假設輸出電壓是輸入電壓的4倍，兩個開關元件的工作周期比值(dutyratio)的差ΔD僅為0.1％時，要求k＝0.1，則p*＝0.04。這顯示即使在十分寬松的均壓要求條件下，電阻的功率損耗還是相當的大，為輸入功率的4％。嚴重制約了變換器效率的提高，同時也制約了該類三電位升壓型變換器的應用。
(3)發明內容本發明的目的在于提供一種升壓型變換器的交叉調節控制方法，利用輸出電容電壓反饋控制以達到該升壓型變換器的輸出電容電壓平衡。
根據本發明一方面提供一種升壓型變換器的交叉調節控制方法，該升壓型變換器包含一第一開關元件、一第二開關元件、一第一輸出電容、一第二輸出電容，該第一開關元件與該第二開關元件串連連接于一第一節點，該第一輸出電容與該第二輸出電容串連連接于一第二節點，該第一節點與該第二節點直接電連接，其控制方法包含下列步驟(a)檢測該第一輸出電容與該第二輸出電容的電壓，分別為一第一電壓與一第二電壓；(b)設定一參考電壓；
(c)將該第二電壓與該第一電壓分別與該參考電壓進行信號處理分別獲得一第三電壓與一第四電壓；(d)分別將該第三電壓與該第四電壓經由脈寬調變分別產生一第一脈寬調變信號與一第二脈寬調變信號；以及(e)分別利用該第一脈寬調變信號與該第二脈寬調變信號控制該第一開關元件與該第二開關元件的導通與截止，以達到該第一輸出電容與該第二輸出電容的輸出電壓平衡。
根據上述的構想，其中該參考電壓是為該升壓型變換器的一輸出電壓的二分之一。
根據上述的構想，其中該步驟(d)還包含如下步驟分別將該第三電壓與該第四電壓分別進行電壓調節分別產生一第一調節信號與一第二調節信號；以及分別將該第一調節信號與該第二調節信號經由脈寬調變分別產生該第一脈寬調變信號與該第二脈寬調變信號。
根據上述的構想，其中該(c)步驟是利用該參考電壓減去該第一電壓以獲得該第三電壓以及利用該參考電壓減去該第二電壓以獲得該第四電壓。
根據本發明另一方面提供一種升壓型變換器的交叉調節控制器，該升壓型變換器包含一第一開關元件、一第二開關元件、一第一輸出電容、一第二輸出電容，該第一開關元件與該第二開關元件串連連接于一第一節點，該第一輸出電容與該第二輸出電容串連連接于一第二節點，該第一節點與該第二節點直接電連接，該交叉調節控制器包含一第一輸出電容電壓反饋控制路徑，該反饋控制路徑是反饋該第一輸出電容的電壓值與一參考電壓進行信號處理，產生一第四電壓，將該第四電壓轉換產生一第二脈寬調變信號驅動該第二開關元件；以及一第二輸出電容電壓反饋控制路徑，該反饋控制路徑是反饋該第二輸出電容的電壓值與該參考電壓進行信號處理，產生一第三電壓，將該第三電壓轉換產生一第一脈寬調變信號驅動該第一開關元件。
根據上述的構想，其中該參考電壓是為該升壓型變換器的一輸出電壓的二分之一。
根據上述的構想，其中該第一輸出電容電壓反饋控制路徑先將該第三電壓進行電壓調節產生一第一調節信號，然后再將該第一調節信號經由脈寬調變產生該第一脈寬調變信號。
根據上述的構想，其中該第二輸出電容電壓反饋控制路徑先將該第四電壓進行電壓調節產生一第二調節信號，然后再將該第二調節信號經由脈寬調變產生該第二脈寬調變信號。
根據上述的構想，其中該將該第一電壓與該第二電壓分別與該參考電壓相比較分別獲得一第三電壓與一第四電壓是利用該參考電壓減去該第一電壓以獲得該第三電壓以及利用該參考電壓減去該第二電壓以獲得該第四電壓。
根據上述的構想，其中該交叉調節控制器還包含一減法器，利用該減法器完成該參考電壓減去該第一電壓以獲得該第三電壓以及利用該參考電壓減去該第二電壓以獲得該第四電壓的動作。
根據本發明又一方面提供一種升壓型變換器的交叉調節控制方法，該升壓型變換器包含一第一開關元件、一第二開關元件、一第一輸出電容、一第二輸出電容，該第一開關元件與該第二開關元件串連連接于一第一節點，該第一輸出電容與該第二輸出電容串連連接于一第二節點，該第一節點與該第二節點直接電連接，其控制方法包含下列步驟(a)檢測該第一輸出電容與該第二輸出電容的電壓，分別為一第一電壓與一第二電壓；(b)設定一參考電壓；(c)將該第二電壓與該第一電壓分別與該參考電壓經由一第一信號合成器與一第二信號合成器進行信號處理，分別獲得一第一輸出信號與一第二輸出信號；(d)將該第一輸出信號與該第二輸出信號分別經由一第一調節器和一第二調節器處理，分別產生一第一調節信號與一第二調節信號；(e)將該第一調節信號與該第二調節信號分別經由一第一控制脈沖產生單元和一第二控制脈沖產生單元處理，分別產生一第一控制脈沖信號與一第二控制脈沖信號；以及(f)分別利用該第一控制脈沖信號與該第二控制脈沖信號控制該第一開關元件與該第二開關元件的導通與截止，以達到該第一輸出電容與該第二輸出電容的輸出電壓平衡。
本發明可藉由以下列附圖與詳細說明，可獲得更深入的了解。
(4)
圖1是典型三電位升壓型變換器電路示意圖。
圖2是現有采用均壓平衡電阻的三電位升壓型變換器電路示意圖。
圖3是典型三電位升壓型變換器的工作原理示意圖。
圖4(a)~(b)為本發明較佳實施例的交叉調節控制方塊示意圖。
圖5為Vin＜V0/2時的交叉調節原理電路示意圖。
圖6為Vin＞V0/2時的交叉調節原理電路示意圖。
圖7至圖13是本發明交叉調節控制技術應用各種轉換電路的電路示意圖。
(5)具體實施方式
請參閱圖3，是典型三電位升壓型變換器的工作原理示意圖。如圖3所示，其中(a)為輸入電壓Vin低于二分之一輸出電壓Vo情況下，開關元件S1、S2的驅動信號，以及輸入電感L的電流iL波形示意圖。其中(b)表示輸入電壓Vin高于二分之一輸出電壓Vo情況下，開關元件S1、S2的驅動信號，以及負載Rload的輸入電感L的電流iL波形示意圖。圖中上面兩個曲線是對應于圖1和圖2中的開關元件S1和S2的驅動信號，高電壓信號代表相對應的開關元件導通。圖中最下面的曲線iL是輸入電感L的電流波形。從驅動信號上可以看出倍頻的控制方式S1和S2的驅動信號的工作周期比值相等，但相位錯開180度。其結果造成iL的頻率為驅動信號頻率的兩倍，因此具有倍頻的效果。
針對不同輸入電壓的兩種工作模式，說明如下當輸入電壓Vin低于二分之一輸出電壓Vo時，為了使輸入電感L的電流iL上升，必須使兩個開關元件S1和S2同時導通，方可控制電感電流iL對于輸入電感L進行充電控制。當輸入電壓Vin高于二分之一輸出電壓Vo時，為使輸入電感L的電流iL下降，必須使兩個開關元件S1和S2同時截止，方可控制輸入電感L的電感電流iL進行放電控制。
本發明基本上是基于上述三電位升壓型變換器的工作原理，藉由反饋輸出電容的電壓，調節上下兩個開關元件S1和S2的工作周期比值，最后實現了輸出電容電壓的平衡。
圖4(a)為本發明交叉調節控制原理方塊示意圖。圖4(a)中所示的電壓V1和V2為輸出電容C1和C2電壓取樣值。它們與參考電壓Vref(一般等效為1/2Vo)分別送入第一信號合成器與第二信號合成器。第一信號合成器與第二信號合成器的輸出分別送入第一調節器和第二調節器。第一調節器和第二調節器的輸出分別送入第一控制脈沖產生單元與第二控制脈沖產生單元。第一控制脈沖產生單元、第二控制脈沖產生單元的輸出分別作為開關元件S1和S2的控制信號。這樣，藉由對上下兩個輸出電容電壓的交叉反饋控制，調節上下兩個開關元件的工作周期比值，可以實現輸出電容電壓的平衡。
圖4(b)為本發明較佳實施例的交叉調節控制方塊示意圖。圖4(b)中所示的電壓V1和V2為輸出電容C1和C2電壓取樣值。它們與參考電壓Vref(一般等效為1/2Vo)的差值分別送入調節器G1(s)和G2(s)。兩個調節器的輸出分別送入兩個脈寬調變(PWM)單元，脈寬調變單元PWM1、PWM2的輸出分別作為開關元件S1和S2的控制信號。這樣，藉由對上下兩個輸出電容電壓的交叉反饋控制，調節上下兩個開關元件的工作周期比值，可以實現輸出電容電壓的平衡。
舉例說明本發明較佳實施例的控制原理如下首先，針對V1電壓偏低，V2電壓偏高時的調節原理。
圖5為Vin＜V0/2時的交叉調節原理電路示意圖。圖中右上角為正常工作時的波形示意圖，此時存在三種工作模式(模式A1，模式A2和模式A3)。在圖中左邊部分，分別代表三種工作模式(模式A1，模式A2和模式A3)的電路示意圖。當V1電壓偏低，V2電壓偏高時，交叉調節會使開關元件S1的工作周期比值減小而開關元件S2的工作周期比值增加。請參閱圖5右下角部分，圖中實線表示調節過程中實際的工作周期比值。藉由分析可知輸出電容C1和C2同時放電狀態(模式A1)持續的時間沒有變化，但是輸出電容C2的充電狀態(模式A3)的時間會變短而輸出電容C1的充電狀態(模式A2)的時間會變長，所以V1會升高而V2降低。使兩個電容的電壓趨向于相等。
圖6是Vin＞V0/2時的交叉調節原理電路示意圖。此時也存在三種工作模式(B1，B2和B3)。如圖中左邊部分所示。當V1電壓偏低，V2電壓偏高時，交叉調節會使開關元件S1的工作周期比值減小而開關元件S2的工作周期比值增加。請參閱圖中右下角所示，圖中實線表示調節過程中實際的工作周期比值。在調節過程中，兩個開關元件S1，S2同時截止狀態(模式B1)的持續時間沒有變化，也就是兩個電容同時充電的時間沒有變化。但是開關元件S2導通，開關元件S1截止狀態(模式B3)的持續時間變長，該狀態輸出電容C2是放電，而輸出電容C1則是充電。另外開關元件S1導通，開關元件S2截止狀態(模式B2)持續時間會變短，該狀態輸出電容C1放電，而輸出電容C2充電。兩個因素共同作用下，電壓V1升高而電壓V2下降，電容電壓趨于平衡。
綜合上述，在兩種輸入電壓的情況下，對于V1電壓偏低V2電壓偏高的情況，該交叉調節控制可以實現電容電壓的平衡。同理可知，當V2電壓偏低，V1電壓偏高情況下，該控制方式仍然有效。
該專利的特點就是取樣輸出電容電壓，通過交叉調節兩個開關元件的工作周期比值，實現對輸出電容電壓的平衡。所謂交叉調節，就是指用輸出電容C1的電壓調節開關元件S2的工作周期比值，用輸出電容C2的電壓調節開關元件S1的工作周期比值。從電路原理上可知，反饋量和開關元件控制信號正好處于交叉的位置。
本控制方法的優點是控制方式簡單，效果也非常好。由于去掉了一般現有技術中均壓平衡電阻隨的而來的功率損耗，變換器的效率大大提高，實在具有工業上應用的前景。
將本發明的交叉調節控制技術應用于圖7至圖13中所示的各種轉換電路示意圖亦屬于本專利的范圍。各種轉換電路中的負載不局限于純電阻性元件，開關元件亦不局限于MOSFET。其中，圖9與圖10中兩種負載形式并存的情況亦為本專利所保護的范圍。
綜合上述，本發明可提供一種三電位升壓型變換器的交叉調節控制方法，其控制方式簡單，除去現有技術中均壓平衡電阻隨的而來的功率損耗。因此，變換器的效率因而大大提升。
權利要求
1.一種升壓型變換器的交叉調節控制方法，該升壓型變換器包含一第一開關元件、一第二開關元件、一第一輸出電容、一第二輸出電容，該第一開關元件與該第二開關元件串連連接于一第一節點，該第一輸出電容與該第二輸出電容串連連接于一第二節點，該第一節點與該第二節點直接電連接，其控制方法包含下列步驟(a)檢測該第一輸出電容與該第二輸出電容的電壓，分別為一第一電壓與一第二電壓；(b)設定一參考電壓；(c)將該第二電壓與該第一電壓分別與該參考電壓進行信號處理分別獲得一第三電壓與一第四電壓；(d)分別將該第三電壓與該第四電壓經由脈寬調變分別產生一第一脈寬調變信號與一第二脈寬調變信號；以及(e)分別利用該第一脈寬調變信號與該第二脈寬調變信號控制該第一開關元件與該第二開關元件的導通與截止，以達到該第一輸出電容與該第二輸出電容的輸出電壓平衡。
2.如權利要求1所述的交叉調節控制方法，其特征在于，該參考電壓是等效為該升壓型變換器的該第一電壓與該第二電壓的和的二分之一。
3.如權利要求1所述的交叉調節控制方法，其特征在于，該步驟(d)還包含如下步驟分別將該第三電壓與該第四電壓分別進行電壓調節分別產生一第一調節信號與一第二調節信號；以及分別將該第一調節信號與該第二調節信號經由脈寬調變分別產生該第一脈寬調變信號與該第二脈寬調變信號。
4.如權利要求1所述的交叉調節控制方法，其特征在于，該(c)步驟是利用該參考電壓減去該第一電壓以獲得該第三電壓以及利用該參考電壓減去該第二電壓以獲得該第四電壓。
5.一種升壓型變換器的交叉調節控制器，該升壓型變換器包含一第一開關元件、一第二開關元件、一第一輸出電容、一第二輸出電容，該第一開關元件與該第二開關元件串連連接于一第一節點，該第一輸出電容與該第二輸出電容串連連接于一第二節點，該第一節點與該第二節點直接電連接，該交叉調節控制器包含一第一輸出電容電壓反饋控制路徑，該反饋控制路徑是反饋該第一輸出電容的電壓值與一參考電壓進行信號處理，產生一第四電壓，將該第四電壓轉換產生一第二脈寬調變信號驅動該第二開關元件；以及一第二輸出電容電壓反饋控制路徑，該反饋控制路徑是反饋該第二輸出電容的電壓值與該參考電壓進行信號處理，產生一第三電壓，將該第三電壓轉換產生一第一脈寬調變信號驅動該第一開關元件。
6.如權利要求5所述的交叉調節控制器，其特征在于，該參考電壓是等效為該升壓型變換器的該第一電壓與該第二電壓的和的二分之一。
7.如權利要求5所述的交叉調節控制器，其特征在于，該第一輸出電容電壓反饋控制路徑先將該第三電壓進行電壓調節產生一第一調節信號，然后再將該第一調節信號經由脈寬調變產生該第一脈寬調變信號。
8.如權利要求5所述的交叉調節控制器，其特征在于，該第二輸出電容電壓反饋控制路徑先將該第四電壓進行電壓調節產生一第二調節信號，然后再將該第二調節信號經由脈寬調變產生該第二脈寬調變信號。
9.如權利要求5所述的交叉調節控制器，其特征在于，將該第一電壓與該第二電壓分別與該參考電壓相比較分別獲得一第三電壓與一第四電壓是利用該參考電壓減去該第一電壓以獲得該第三電壓以及利用該參考電壓減去該第二電壓以獲得該第四電壓。
10.如權利要求9所述的交叉調節控制器，其特征在于，該交叉調節控制器還包含一減法器，利用該減法器完成該參考電壓減去該第一電壓以獲得該第三電壓以及利用該參考電壓減去該第二電壓以獲得該第四電壓的動作。
11.一種升壓型變換器的交叉調節控制方法，該升壓型變換器包含一第一開關元件、一第二開關元件、一第一輸出電容、一第二輸出電容，該第一開關元件與該第二開關元件串連連接于一第一節點，該第一輸出電容與該第二輸出電容串連連接于一第二節點，該第一節點與該第二節點直接電連接，其控制方法包含下列步驟(a)檢測該第一輸出電容與該第二輸出電容的電壓，分別為一第一電壓與一第二電壓；(b)設定一參考電壓；(c)將該第二電壓與該第一電壓分別與該參考電壓經由一第一信號合成器與一第二信號合成器進行信號處理，分別獲得一第一輸出信號與一第二輸出信號；(d)將該第一輸出信號與該第二輸出信號分別經由一第一調節器和一第二調節器處理，分別產生一第一調節信號與一第二調節信號；(e)將該第一調節信號與該第二調節信號分別經由一第一控制脈沖產生單元和一第二控制脈沖產生單元處理，分別產生一第一控制脈沖信號與一第二控制脈沖信號；以及(f)分別利用該第一控制脈沖信號與該第二控制脈沖信號控制該第一開關元件與該第二開關元件的導通與截止，以達到該第一輸出電容與該第二輸出電容的輸出電壓平衡。
全文摘要
一種升壓型變換器的交叉調節控制器，升壓型變換器包含一第一開關元件、一第二開關元件、一第一輸出電容、一第二輸出電容，第一開關元件與第二開關元件串連連接于一第一節點，第一輸出電容與第二輸出電容串連連接于一第二節點，第一節點與第二節點直接電連接，交叉調節控制器包含一第一輸出電容電壓反饋控制路徑，反饋控制路徑反饋第一輸出電容的電壓值與一參考電壓進行比較，產生一第四電壓，將第四電壓轉換產生一第二脈寬調變信號驅動第二開關元件；以及一第二輸出電容電壓反饋控制路徑，反饋控制路徑反饋第二輸出電容的電壓值與參考電壓進行比較，產生一第三電壓，將第三電壓轉換產生一第一脈寬調變信號驅動第一開關元件。
文檔編號H02M3/07GK1553558SQ0314067
公開日2004年12月8日 申請日期2003年6月2日 優先權日2003年6月2日
發明者應建平, 劉騰, 曾劍鴻 申請人:臺達電子工業股份有限公司