專利名稱：諧振型混合有源電力濾波器及其控制方法
技術領域：
本發明屬于有源電力濾波器技術，具體涉及一種諧振型混合有源電力濾波器及其控制方法，它可以用于交流電網中諧波的治理。
發明內容
本發明的目的在于提供一種諧振型混合有源電力濾波器及其控制方法，該濾波器簡化了電路結構，所采用的控制方法可以完全補償事先指定需要補償的若干次負載諧波電流，即所能補償的諧波電流次數不受無源濾波器部分電路結構的限制。
為實現上述目的，本發明的一種諧振型混合有源電力濾波器，包括調諧濾波器和有源濾波器，調諧濾波器由第一電容和電感串聯構成，該調諧濾波器在工頻基波下串聯諧振，其特征在于還包括電阻和第二電容，電阻和電壓源型有源電力濾波器串聯后與調諧濾波器并聯，電容和上述并聯支路串聯后接入交流電網，并選擇第一電容、電感和第二電容的參數，使其滿足下述公式ω1=1L2C1---(1)]]>nD=1+C1C3---(2)]]>其中，C1、L2、C3分別為第一電容、電感和第二電容的參數，ω1為工頻基波的電角頻率，nD為選定的工頻的整數倍頻。
一種諧振型混合有源電力濾波器的控制方法，依次包括以下步驟(1)檢測電網諧波電流Is；(2)檢測流經電壓源型有源電力濾波器的諧波電流IA；(3)檢測負載的第n次諧波電流In，n為所選定的諧波次數，直至指定完全補償的若干次負載諧波電流檢測完畢；(4)以下述公式(3)、(4)計算電壓源型有源電力濾波器輸出電壓的指令值UAPF；UAPF＝KIS+MIA+U (3)U=-Σ{In[(R+M)(1+C1(1-n2)C3)+ZC3]}---(4)]]>其中R為電阻的阻值，Zc3為第二電容在第n次諧波下的復阻抗，K、M為比例系數；(5)逆變器按照通常脈沖寬度調制電壓源型逆變器的調制方法，將UAPF的指令值與一個固定頻率和幅值的高頻三角波比較，得到逆變器中各個開關器件的開關控制信號，逆變器輸出的PWM電壓波經電感和電容濾波后，即可得到電壓源型有源電力濾波器的實際輸出電壓UAPF。
采用本發明所提出的諧振型混合有源電力濾波器電路結構和控制方法，可以在如下方面產生明顯效果(1)與中國發明專利申請(申請號99807794.1)相比，本發明用一個電容取代了其中的雙節型無源濾波器，簡化了電路結構，并且本發明提出了復合控制方案，可以完全補償事先指定需要補償的若干次負載諧波電流，即所能補償的諧波電流次數不受無源濾波器部分電路結構的限制。
與現有的一般串聯型或并聯型混合有源電力濾波器相比，由于本發明中有源濾波器串接電阻后再輸出，所以其輸出的電壓波形受電容、電感和系統電抗等參數的影響很小，電壓源型逆變器輸出的PWM波經電感和電容簡單濾波后，波形即可滿足要求，可經變比為1∶n(n≥1)的隔離變壓器后輸出，這樣逆變器的直流側電壓不必很高就能適用于高電壓等級條件下的諧波治理。電壓源型逆變器的直流側電壓與交流電網額定電壓之比較低，與傳統的串聯型或并聯型混合有源電力濾波器相比有較大下降。
(2)采用本發明提出的復合控制方法可以完全補償事先指定的若干次負載諧波電流；對于未被指定完全補償的其他次數負載諧波電流，可以減小其泄露到交流電網中的諧波電流大小，即能部分補償。
(3)根據本發明提出的諧振型混合有源電力濾波器的電路參數特征和復合控制方法，由(2)式確定的第nD次諧波電流完全被第一電容、電感的串聯支路分流，即本發明中的有源濾波器不必承擔全部的諧波電流，從而有利于減少有源濾波器的容量，降低成本。
(4)根據本發明提出的諧振型混合有源電力濾波器的電路參數特征，第一電容和電感在工頻基波下串聯諧振，這使得本發明中的有源電力濾波器不必負擔基波電壓和電流，因而有利于減小APF裝置的容量。
圖1為本發明諧振型混合有源電力濾波器電路結構圖；圖2為本發明諧振型混合有源電力濾波器諧波補償原理圖；圖3為圖1中電壓源型有源電力濾波器9輸出電壓指令值的形成步驟；圖4為說明書中一個實施示例的負載諧波電流和電網電流計算機仿真波形結果。
若記電容1、電感2、電容3的參數為C1、L2、C3，工頻基波的電角頻率為ω1，選定的某個工頻的整數倍頻為nD，則前述電容1、電感2、電容3的參數要求可用公式表達為ω1=1L2C1---(1)]]>nD=1+C1C3---(2)]]>由于電阻4與有源濾波器9的串聯支路和電容1與電感2的串聯支路并聯，而電容1和電感2在工頻基波下串聯諧振，因此有源濾波器9不會承擔基波電壓和基波電流。
電壓源型有源電力濾波器9由逆變器8、電容7、電感6、隔離變壓器5組成，電壓源型逆變器8輸出的脈沖寬度調制(PWM)電壓波經電感6和電容7濾波后接至隔離變壓器5的原方，隔離變壓器5原副方的匝數比為1∶n，這里n≥1。
交流電網中的系統電抗用附圖1中的10代表，不包括在本發明的范圍中，這里標出僅僅為了幫助說明。
本發明采用復合控制方法對上述混合有源電力濾波器電路實行控制，以達到濾除負載諧波電流的目的。復合控制法的原理如下
如附圖2所示，IL表示總的負載諧波電流，IS代表泄露到電網中總的諧波電流，IB、IF、IA分別代表濾波器各支路的諧波電流，若記電阻4的阻值為R，電容3在n次諧波下的復阻抗為Zc3，電壓源型有源電力濾波器9的輸出電壓為UAPF，本發明提出的復合控制方法為使UAPF按如下部分組成UAPF＝KIS+MIA+U (3)其中，K、M為比例系數，K在圖2中所示IS的參考方向下取負值，M在圖2中所示IA的參考方向下取正值；K的作用是減小泄露到電網中的諧波電流，M的作用是使電壓源型有源電力濾波器9能從流經其本身的諧波電流中獲得有功功率，以減小電壓源型有源電力濾波器9直流側的有功能量消耗。如本說明書的(11)式所示，K的絕對值越大，則泄露到電網中的負載諧波電流越小；M的取值越大，則在相同的諧波電流流經電壓源型有源電力濾波器9時，電壓源型有源電力濾波器9得到的有功功率越多。但從(3)式也可以發現，K、M越大，則也UAPF越大，這會導致電壓源型有源電力濾波器9的直流側電壓變高，而過高的直流側電壓將不利于電壓源型有源電力濾波器9的實現。因此K、M的具體數值可根據諧波治理項目的具體情況，兼顧濾波效果和電壓源型有源電力濾波器9實現的難易程度進行計算機仿真后確定，一般K可在-50～-100之間取值，M可在10～60之間取值。
(3)式中的U按下式構成U=-Σ{In[(R+M)(1+C1(1-n2)C3)+ZC3]}---(4)]]>其中，In表示負載總諧波電流IL中的第n次諧波電流，∑符號表示求和運算，即事先確定需要完全補償的若干次負載諧波電流的次數，當電壓源型有源電力濾波器9運行時，實時檢測電網中總的諧波電流IS、濾波器電阻4所在支路的總諧波電流IA以及上述各次負載諧波電流In，然后按(3)、(4)式進行運算，以得到電壓源型有源電力濾波器9的輸出電壓UAPF的指令值，UAPF的指令值形成步驟如附圖3所示。
當UAPF的指令值生成后，逆變器8按照通常脈沖寬度調制(PWM)電壓源型逆變器的調制方法，將UAPF的指令值與一個固定頻率和幅值的高頻三角波比較，就可以得到逆變器8中各個開關器件的開關控制信號，逆變器8輸出的PWM電壓波經電感6和電容7濾波后，即可得到電壓源型有源電力濾波器9的實際輸出電壓UAPF。
對于上述技術效果中所提到的第二點證明如下設交流電網的系統電抗的電感值為L10，記ZL＝sL10，Zc3＝1/sC3，Z1＝sL2+1/sC1，其中s為拉普拉斯算子。
由附圖2，根據克西霍夫電流和電壓回路定理，如果假定網側電壓無諧波分量，有如下等式成立IL＝IS+IF(5)IF＝IB+IA(6)ISZL＝IFZC3+IBZ1(7)ISZL＝IBZC3+IAR+UAPF(8)聯立(3)～(8)式可以得到IS=IL[Z1(R+M)+ZC3(R+M)+ZC3Z1]+Z1U(R+M)(ZL+ZC3)+Z1(R+M)+Z1(ZL-K+ZC3)---(9)]]>若記交流電網的基波角頻率為ω1，則在穩態下，對被指定完全補償的第n次負載諧波電流而言，根據線性網絡的疊加原理，有s＝jnω1代入到(9)式并結合(1)、(4)式可得(9)式的分子為In{Z1(R+M)+ZC3(R+M)+ZC3Z1-Z1[(R+M)(1+C1(1-n2)C3)+ZC3]}=0(10)]]>所以采用本發明提出的復合控制方法，可以完全補償事先指定的若干次負載諧波電流。
對于未被指定完全補償的第m次負載諧波電流Im，此時由(4)式確定的U為零，若記泄露到系統的第m次諧波電流為Ism，則從(9)式有ISm=Im[Z1(R+M)+ZC3(R+M)+ZC3Z1](R+M)(ZL+ZC3)+Z1(R+M)+Z1(ZL-K+ZC3)---(11)]]>由于K在圖2中所示IS的參考方向下取負值，所以(11)式的分母與沒有采用復合控制方式時相比而言變大，從而能夠減小Im泄露到電網中的諧波電流Ism的大小。
對于上述技術效果中所提到的第三點證明如下如附圖2所示，設第nD次負載諧波電流事先被確定為完全補償的若干次負載諧波電流之一，則IS(jnDω1)＝0；IF(jnDω1)＝IL(jnDω1)故IL(jnDω1)＝IB(jnDω1)+IA(jnDω1) (12)IB(jnDω1)Z1=IA(jnDω1)(M+R)-IL(jnDω1)[(M+R)(1+C1(1-n2)C3)+ZC3]---(13)]]>聯立(12)、(13)兩式有IA(jnDω1)IL(jnDω1)=Z1+ZC3+(M+R)(1+C1(1-n2)C3)M+R+Z1---(14)]]>將(1)、(2)式代入到(14)式可得(14)式的分子為零。因此，通常將nD設定為有效值最大的某次負載諧波電流次數，可以減小APF裝置的容量。
示例設如附圖2所示電路為一35KV電壓等級三相四線制交流系統的單相等效電路，非線性負載為全控整流橋帶阻感負載，且系統相電壓有效值Us＝20.208KV，頻率50Hz，系統電感L10＝20mH；諧振型混合有源電力濾波器參數為nD＝3，C1＝240μF、L2＝42.2mH、C3＝30μF、R4＝10Ω，電壓源型有源電力濾波器9參數為逆變器8的直流側電壓Udc＝6KV，開關器件為絕緣門極雙極型晶體管(IGBT)，開關頻率20KHz，L6＝10mH，C7＝0.1μF，輸出變壓器5變比1∶1；全控整流橋負載參數為觸發角為30°，負載電感600mH、負載電阻70Ω。
電壓源型有源電力濾波器9的輸出電壓指令值UAPF按(3)式計算，其中K＝-100，M＝20；同時按(4)式分別計算對應于3、5、7、9次負載諧波電流的補償電壓Un并求和。
對上述電路的計算機仿真結果如附圖4所示。圖4中從上到下依次為負載電流IL和系統電流IS的波形圖，可見波形畸變嚴重的負載電流經過諧振型混合有源電力濾波器補償后，系統電流的波形得到很大改善，3、5、7、9等低次諧波電流基本得到補償。同時通過數值計算可以得到此時電壓源型有源電力濾波器9輸出電壓UAPF的有效值為2.66KV，輸出電流IA有效值為38.91A，電阻R4上的諧波電流損耗為15.14KW，如果以電壓源型有源電力濾波器9輸出電流、電壓有效值之積計算APF容量，則APF容量為103.68KVA，此時負載的單相視在功率為4.897MVA，APF和負載容量比為2.12％。
權利要求
1.一種諧振型混合有源電力濾波器，包括調諧濾波器和有源濾波器，調諧濾波器由第一電容(1)和電感(2)串聯構成，該調諧濾波器在工頻基波下串聯諧振，其特征在于還包括電阻(4)和第二電容(3)，電阻(4)和電壓源型有源電力濾波器(9)串聯后與調諧濾波器并聯，電容(3)和上述并聯支路串聯后接入交流電網，并選擇第一電容(1)、電感(2)和第二電容(3)的參數，使其滿足下述公式ω1=1L2C1---(1)]]>nD=1+C1C3---(2)]]>其中，C1、L2、C3分別為第一電容(1)、電感(2)和第二電容(3)的參數，ω1為工頻基波的電角頻率，nD為選定的工頻的整數倍頻。
2.根據權利要求1所述的一種諧振型混合有源電力濾波器，其特征在于電壓源型有源電力濾波器(9)由逆變器(8)、電容(7)、電感(6)和隔離變壓器(5)組成，電壓源型逆變器(8)輸出的脈沖寬度調制(PWM)電壓波經電感(6)和電容(7)濾波后接至隔離變壓器(5)的原方，隔離變壓器(5)原副方的匝數比為1∶n，n≥1。
3.一種權利要求1所述的一種諧振型混合有源電力濾波器的控制方法，依次包括以下步驟(1)檢測電網諧波電流Is；(2)檢測流經電壓源型有源電力濾波器的諧波電流IA；(3)檢測負載的第n次諧波電流In，n為所選定的諧波次數，直至指定完全補償的若干次負載諧波電流檢測完畢；(4)以下下述公式(3)、(4)計算機電壓源型有源電力濾波器輸出電壓的指令值UAPF；UAPF＝XIS+MIA+U(3)U=-Σ{In[(R+M)(1+C1(1-n2)C3)+ZC3]}---(4)]]>其中R為電阻(4)的阻值，Zc3為電容(3)在n次諧波下的復阻抗為Zc3，K、M為比例系數；(5)逆變器按照通常脈沖寬度調制電壓源型逆變器的調制方法，將UAPF的指令值與一個固定頻率和幅值的高頻三角波比較，得到逆變器中各個開關器件的開關控制信號，逆變器輸出的PWM電壓波經電感和電容濾波后，即可得到電壓源型有源電力濾波器的實際輸出電壓UAPF。
全文摘要
本發明公開了一種諧振型混合有源電力濾波器及其控制方法。濾波器采用電阻和電壓源型有源濾波器串聯后與調諧濾波器并聯，電容和并聯支路串聯后接入交流電網，并且選擇電容的參數使得電容和電感在某個工頻的整數倍頻諧波下串聯諧振。控制方法為使U
文檔編號H02J3/01GK1479425SQ0312823
公開日2004年3月3日 申請日期2003年6月26日 優先權日2003年6月26日
發明者鄒云屏, 劉飛 申請人:華中科技大學