專利名稱：抽頭電感器降壓變換器的制作方法
對更快、效率更高數據處理能力的始終存在的需求促成了在低電壓集成電路(IC)領域的重大發展。當前，由于其更快的速度、功率消耗性能及更高的集成密度的緣故，3.3V IC逐漸地取代標準的5VIC。但是，3.3V IC只是IC傳統階段，更低的電壓將不僅提高IC的速度和減少功率消耗，而且將允許直接、單電池工作。下幾代的數據處理IC將有希望讓其電源電壓降到1-3V范圍。同時，因為有更多的器件集成在單塊處理器芯片上，并且處理器工作在更高頻率上，所以微處理器需要主動的電源管理。將來一代處理器抽取的電流將從13A增加到50A-100A，負載范圍可能達到1∶100。另一方面，隨著IC速度的提高，所述IC對于其電源來說、成為了更加“動態”的負載。下一代微處理器期望能展現50A/ms的電流轉換速率。而且，輸出電壓調整率變得更加嚴格，從5％到2％。所有這些需求提出了嚴重的設計挑戰。向微處理器饋電的穩壓模塊(VRM)必須具有高效率、快的瞬變響應和高的功率密度。
諸如
圖1中所示的傳統的同步降壓變換器通常用作VRM來滿足這些要求。傳統的同步降壓變換器包括以互補形式接通和斷開的兩個開關S1和S2、輸出電容器CO1和負載RL1。圖1中傳統的同步降壓變換器的電壓增益由下式給出D＝V0/Vin公式(1)其中D是開關S1的占空比或工作比。很確定的是，傳統的降壓變換器在工作比D為0.5的情況下具有較好的效率。對于5V的輸入電壓Vin、2V的輸出電壓Vo和0.4的工作比D，所述降壓變換器能很好地獲得高效率。
因為將來的VRM應當向微處理器提供更大功率，所以電源開關必須處理大電流，這將降低效率。輸入電壓Vin越高、輸入電流越低、以便降低傳導損耗。若VRM的輸入電壓Vin從5V提高到12V，則降壓開關的電流額定值將明顯減小，這提高了效率。因此，VRM需要12V或更高的輸入電壓Vin。按Severns等的“現代直流到直流開關方式功率變換器電路”(TK7868，1984，第178頁)，傳統的同步降壓變換器的工作比D在12V輸入時小到.15V。這將導致在電壓調節和瞬態響應方面性能很差。
圖2和3分別說明傳統的抽頭電感器同步降壓變換器及其開關波形。在工作時，當在時間間隔T1至T2期間開關S11接通、開關S12斷開時，電壓Vin-Vo加到抽頭電感器的繞組N1和N2。輸入電壓Vin來自直流電壓源2，而輸出電壓Vo是負載RL10兩端的電壓。傳統的抽頭電感器同步降壓變換器將功率輸送到輸出端。在時間T2，開關S11斷開而開關S12接通。存儲在繞組N1中的能量將被轉移到繞組N2，繞組電流IN2流經開關S12。所述傳統的抽頭電感器同步降壓變換器的電壓增益由下式給出VoVin=D1+N1N2*(1-D)]]>公式(2)從公式(2)可以很容易看出，通過適當選擇抽頭電感器繞組N1和N2的匝數比，可以獲得大約0.5的工作比(D)以實現高效率。但是，主要問題在于當開關S11切斷時，開關S11兩端存在高壓尖峰，因為繞組N1的漏感Lk的泄漏能量不能轉移到繞組N2。代之以，漏感Lk的泄漏能量通過導通的開關S12對開關S1(未顯示)的輸出電容器Cs1充電，這導致在開關S11上產生高電壓。因此，必須使用高額定電壓的金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)。在高額定電壓時，MOSFET具有高導通電阻，這大大地增加了功率損耗，降低了效率。
圖3分別說明開關S11和S12、電流IS11和IS12以及開關S11和S12兩端的電壓VS11和VS12的開關波形。
可以立即看到，存在改善VRM性能以滿足這些要求的持續的需求。
概括地說，本發明提出抽頭電感器降壓變換器以及用于對所述抽頭電感器降壓變換器進行鉗位、以便可以使用低額定電壓的MOSFET來提高變換器的效率的方法。本發明由獨立的權利要求限定。從屬權利要求限定有利的實施例。所述變換器最好包括抽頭電感器和鉗位電容器，它們獨特地設置成將來自抽頭電感器漏感的泄漏能量再循環，并消除漏感的泄漏能量和鉗位電容器之間的諧振。
圖1顯示傳統的同步降壓變換器的示意圖。
圖2顯示傳統的抽頭電感器同步降壓變換器的示意圖。
圖3顯示圖2傳統的抽頭電感器同步降壓變換器的開關波形。
圖4顯示本發明的抽頭電感器降壓變換器的示意圖。
圖5顯示圖4實施例的抽頭電感器降壓變換器的開關波形。
圖4說明按本發明的抽頭電感器降壓變換器10示意圖的示范性實施例，所述抽頭電感器降壓變換器包括鉗位電容器Cr、使得可以使用低額定電壓的MOSFET作為兩個互補的轉變開關S21和S22，以便提高變換器10的效率。變換器10還包括抽頭電感器25a和25b之間的獨特的裝置，所述裝置具有三個繞組N11、N12和N13以及鉗位電容器Cr，用來將來自抽頭電感器25a和25b的漏感Lk2的泄漏能量再循環、并消除漏感Lk2的泄漏能量和鉗位電容器Cr之間的諧振，這進一步提高了效率。另外，這樣的裝置產生變化的鉗位電壓Vc。
抽頭電感器降壓變換器10示意圖將直流輸入電壓Vin轉換為直流輸出電壓Vo。下面將詳細描述變換器10。供給輸入電壓Vin的直流電壓源20的正極連接到輸入電壓節點100。從輸入電壓節點100開始有兩條一般輸入通路第一通路IS21和第二通路50。第二通路50的二極管D2的負極和第一通路IS21的MOSFET開關S21的漏極連接到輸入電壓節點100。MOSFET開關S21具有與其結合成整體的體二極管D21，其中，二極管的正極連接到MOSFET開關S21的源極，而二極管的負極連接到漏極。MOSFET開關S21的漏極連接到節點104。二極管D2的正極與變換器的存儲電感器25a和25b的繞組N13的無點端子串聯，這將在下面作詳細說明。
現參照變換器的存儲電感器25a和25b，存儲電感器25a和25b一般包括繞組N11、N12和N13，它們由單根導線纏繞在單個磁心上(圖中虛線顯示)，由抽頭102和106隔開。被抽頭106分隔的繞組N11的匝數和繞組N12的匝數無需相同。此外，被抽頭102分隔的繞組N13的匝數也可不同于繞組N11和N12的匝數。按照慣例，流經繞組N11、N12和N13的電流將流入有點端子、并流出無點端子。繞組N13的有點端子、鉗位電容器Cr的第一端子和二極管D1的負極連接到抽頭102。鉗位電容器Cr的第二端子連接到節點104。鉗位電容器Cr的第二端子和繞組N11的有點端子經過漏感Lk2的第一側連接到節點104。漏感Lk2的第二側連接到繞組N11的第一端子。繞組N11的無點端子、N12的有點端子和二極管D1的正極連接到抽頭106。可以立即看出，通路102經過二極管D1將存儲電感器25a和25b的抽頭102和106連接在一起。根據所提供的對變換器10的總體操作的描述，將明白存儲電感器25a和25b的操作。
由從節點104、抽頭106、抽頭102經二極管D1并返回節點104的環路所形成的環路A，是個再循環環路，用以恢復來自漏感Lk2的泄漏能量，這將在下面更加詳細地說明。此外，環路A通過環路A的抽頭102和106與繞組N11、N12和N13結合，在MOSFET開關S21處在導通狀態的第一時間間隔中、把鉗位電容器Cr充電到公式(3)中所示的嵌位電壓，而在緊隨第一時間間隔后的第二時間間隔中、當MOSFET開關S21處在截止狀態時、將嵌位電容器Cr充電到公式(4)中所示的嵌位電壓，以便當MOSFET開關S21處在截止狀態時嵌位MOSFET開關S21兩端的電壓VS21。與繞組N3串聯的二極管D2阻止漏感Lk2和嵌位電容器Cr之間的諧振。因為經過D2的電流是單向而不是雙向的，所以諧振停止了。
繞組N12的無點端子和CO20的第一端子連接到節點110。開關S22具有與其結合成整體的體二極管D22，其中，二極管的正極連接到MOSFET開關S22的源極，而二極管的負極連接到S22的漏極。直流電壓源20的負端和MOSFET開關S22的源極連接到節點108。節點108連接到地GND。電容器CO20的第二端子連接到節點112。節點112連接到地GND。負載RL20連接到節點110和112，并與輸出電容器CO20并聯。
本專業的技術人員明白，當開關處在“導通狀態”時，它們傳導經由那里的電流，而當它們處在“截止狀態”時，它們不會傳導經由那里的電流。此外，控制MOSFET開關使其導通或截止的方法已經是既定的。因此無需進一步討論。
參考圖5，圖中分別圖解說明開關S21和S22、電流IS21和IS22以及MOSFET開關S21和S22兩端的電壓VS21和VS22的開關波形。下面將根據圖5的開關波形詳細描述變換器10的操作。
假設在T1之前，MOSFET開關S21轉變到截止狀態，MOSFET開關S22轉變到導通狀態。在T1時，MOSFET開關S21轉變到導通狀態，而MOSFET開關S22轉變到截止狀態。嵌位電容器Cr的電壓Vc加到繞組N13上。存儲在嵌位電容器Cr中的能量通過繞組N11、N12和N13轉移到輸出端或負載RL20，直到電壓Vc逐漸改變并最終被嵌位到來自N1和N2的反映電壓，它由下式給出Vc=N3N1+N2*(Vin-Vo)]]>公式(3)在一段時間里，或直到T2時，MOSFET開關S21保持在導通狀態，而MOSFET開關S22保持在截止狀態。
在時間T2，MOSFET開關S21轉變到截止狀態，而MOSFET開關S22轉變到導通狀態。在這一時間，在第二通路50中的二極管D2導通，存儲在繞組N11中的能量轉移到繞組N12，繞組N12中的電流流經MOSFET開關S22。但是，漏感Lk2的泄漏能量不轉移到繞組N12。代之以，在抽頭102和106之間的通路120中的導通狀態下的二極管D1，把通過其中的、漏感Lk2的泄漏能量輸送到嵌位電容器Cr。僅當開關S21斷開，S22接通時，二極管D1才導通。所述泄漏能量將嵌位電容器Cr充電。電壓Vc由下式給出Vc=N1N2*Vo]]>公式(4)此外，開關兩端的電壓VS21是輸入電壓Vin和電壓Vc的和，它由下式表示Vs21=Vin+N1N2*Vo]]>公式(5)由上文看來，當開關S21處在截止狀態時，開關S21兩端的電壓被嵌位，這可在圖5中清楚地看出。這樣，基本上消除了開關S21兩端的高壓尖峰。此外，當開關S21導通時，來自繞組N11的漏感Lk2的泄漏能量被恢復、并傳送到輸出端或負載RL20，而不是將輸出電容器CO20充電。因此，變換器10具有較高的效率。
在一段時間里、或直到互補周期結束的時刻T3，MOSFET開關S21保持在截止狀態，而MOSFET開關S22保持在導通狀態。換句話說，從時間T3到時間T4，開關S21處在導通狀態，而開關S22處于截止狀態，等等。在互補周期期間，嵌位電容器Cr的電壓Vc在公式(3)和(4)之間變化。
對于本專業的技術人員來說，鑒于以上的描述，對本發明的大量修改以及本發明的各種可供選擇的實施例是顯而易見的。因此，本說明書應被視為僅僅是說明性的，目的是為了引導本專業的技術人員實現本發明的最佳方式。結構細節可以在不背離本發明的前提下有很大變化，并保留隨附權利要求書范圍之內所有修改的專用權。
在權利要求書中，放在括號之間的任何參照符號都不應被視為限制要求的權利。詞語“包括”不排除存在權利要求中所列的元件或步驟之外的元件或步驟。元件前面的詞語“一個”不排除有多個這樣的元件。在互不相同的相關權利要求中，詳述某些措施這一事實并不表示不能利用這些措施的組合。
權利要求
1.一種抽頭電感器降壓變換器，它包括互補地接通或關斷的第一和第二開關(S21，S22)；并聯組合輸出電容器(CO20)和負載(RL20)；以及連接在所述第一和第二開關(S21，S22)之間、具有漏感(Lk2)的抽頭電感器(25a，25b)；與所述抽頭電感器(25a，25b)一起構造和設置的嵌位電容器(Cr)，用以當所述第一開關(S21)斷開時將所述第一開關(S21)兩端的電壓嵌位。
2.如權利要求1所述的變換器，其特征在于所述抽頭電感器(25a，25b)包括第一、第二和第三繞組，其中，所述第一繞組(N11)在抽頭上分接到所述第二繞組(N12)，并且所述第三繞組(N13)通過具有連接在其中的二極管(D1)的通路連接到所述第一和第二繞組，其中所述第二開關(S22)連接到所述抽頭。
3.如權利要求2所述的變換器，其特征在于還包括提供輸入電壓的直流電壓源(20)；所述第一開關(S21)連接在其中的第一輸入通路；以及具有第二二極管(D2)的第二輸入通路，所述第二二極管(D2)的正極連接到直流電壓源(20)，而所述第二二極管(D2)的負極與所述第三繞組的無點端子串聯連接。
4.如權利要求2所述的變換器，其特征在于所述嵌位電容器(Cr)的第一端子連接到所述第三繞組(N13)和所述二極管(D1)；以及所述嵌位電容器(Cr)的第二端子連接到所述第一開關(S21)和所述第一繞組(N11)，其中，當所述第一開關(S21)處在截止狀態時，泄漏能量轉移到所述嵌位電容器(Cr)并且所述嵌位電容器(Cr)上的電壓將所述第一開關(S21)嵌位。
5.如權利要求1所述的變換器，其特征在于所述第一和第二開關(S21，S22)是低額定電壓的MOSFET。
6.一種抽頭電感器降壓變換器，它包括第一和第二開關(S21，S22)，它們在導通狀態和截止狀態之間以互補的形式接通和斷開；輸出電容器(CO20)；與所述輸出電容器(CO20)并聯的負載(RL20)；具有第一、第二和第三繞組的抽頭存儲電感器(25a，25b)，其中，具有泄漏能量的所述第一繞組(N11)在抽頭上分接到所述第二繞組，而所述第三繞組(N13)通過具有連接在其中的二極管(D1)的通路連接到所述第一(N11)和第二(N12)繞組，其中所述第二開關(S22)連接到所述抽頭；以及嵌位電容器(Cr)，其一個端子連接到所述第三繞組(N13)和所述二極管(D1)、而另一個端子連接到所述第一開關(S21)和所述第一繞組(N11)，其中，當所述第一開關(S21)處在截止狀態時，泄漏能量轉移到所述嵌位電容器(Cr)、并且所述嵌位電容器(Cr)兩端的電壓將所述第一開關(S21)嵌位。
7.如權利要求6所述的變換器，其特征在于還包括提供輸入電壓的直流電壓源(20)；所述第一開關(S21)連接其上的第一輸入通路；具有第二二極管(D2)的第二輸入通路，所述第二二極管(D2)的正極連接到所述直流電壓源(20)，而所述第二二極管(D2)的負極與所述第三繞組的無點端子串聯連接。
8.如權利要求7所述的變換器，其特征在于當所述第一開關(S21)處在截止狀態時，所述嵌位電容器(Cr)兩端的電壓由下式給出Vc=N1N2*Vo]]>其中N1是具有所述抽頭電感器(25a，25b)的所述漏感(Lk2)的所述第一繞組，N2是所述抽頭電感器(25a，25b)的所述第二繞組，而Vo是輸出電壓。
9.如權利要求8所述的變換器，其特征在于所述第一開關(S21)兩端的電壓是直流輸入電壓Vin和電壓Vc之和，它由下式表示Vs21=Vin+N1N2*Vo]]>
10.如權利要求7所述的變換器，其特征在于當所述第二開關(S22)處在截止狀態時，對所述嵌位電容器(Cr)兩端的所述電壓充電，直到它達到由下式給出的反映電壓Vc=N3N1+N2*(Vin-Vo)]]>其中N1是所述抽頭電感器(25a，25b)的所述第一繞組，N2是所述抽頭電感器(25a，25b)的所述第二繞組，N3是所述抽頭電感器(25a，25b)的所述第三繞組，Vin是直流輸入電壓，而Vo是輸出電壓。
全文摘要
一種抽頭電感器降壓變換器以及利用嵌位電容器(Cr)將所述抽頭電感器降壓變換器嵌位、以便可以利用MOSFET來提高電路效率的方法。所述變換器包括抽頭電感器(25a，25b)和嵌位電容器(Cr)，它們獨特地設置成用來消除漏感的泄漏能量和嵌位電容器(Cr)之間的諧振。另外，這樣的配置保證恢復來自抽頭電感器的漏感泄漏能量或使所述泄漏能量再循環、以進一步提高電路效率。
文檔編號H02M3/155GK1541440SQ02803073
公開日2004年10月27日 申請日期2002年6月26日 優先權日2001年7月31日
發明者J·錢, J 錢 申請人:皇家菲利浦電子有限公司