專利名稱：電源裝置的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種將一定的交流電源變換成所期望的直流電源的電源裝置。
于是，作為以簡單的構成實現與有源濾波器同樣效果的技術，在特開2000-188867號公告中有所記述。
圖14表示其電路構成。如圖14所示，電源裝置包括連接在整流電路2的輸入端之間，使該輸入端之間短路或斷路的開關SW11、連接在構成整流電路2的二極管電橋的中點與倍壓整流用電容器4、5之間的連接點之間，使兩點之間短路或斷路的開關SW12。
在該電源裝置中，通過控制脈沖寬度(PWM)使開關SW11導通、斷開，實現了與使用有源濾波器時相同的改善功率因數及升壓功能。而且，通過由開關SW12的導通、斷開來實施全波整流與倍壓整流的切換，擴大了輸出電壓的可變范圍。也即，通過在負載較小的時候，使開關SW12斷開以全波整流方式進行動作，而在負載較大的時候，使開關SW12導通以倍壓整流方式進行動作，從而擴大了輸出電壓的可變范圍。
但是，圖14所示的電源裝置存在著以下所述問題。
因為開關SW11受脈沖寬度控制，而這時脈沖寬度控制的載波頻率與電源頻率相比是非常高的頻率，所以出現了產生高頻噪聲的問題。因此，作為降噪對策就需要另外的濾波電路，因而導致了制造成本的增加。另外，在由開關SW12進行全波整流與倍壓整流的切換時，輸出電壓的變動大。也就是，存在動作模式將要切換前的輸出電壓，與剛切換后的輸出電壓之間的電壓差大的問題。
本實用新型的電源裝置包括具有兩個輸入端和兩個輸出端，通過電抗器與交流電源連接，將交流電源電壓變換為直流電壓的整流電路；由串聯連接的多個電容器組成的，連接在整流電路的兩個輸出端之間的電容器電路；連接在整流電路的一個輸入端，與電容器電路中的電容器之間的一個連接點之間的第1開關裝置；連接在整流電路的另一個輸入端，與所述電容器電路中的電容器之間的同一連接點之間的第2開關裝置。
電源裝置還可以包括通過第1和第2動作模式中的任意一種動作模式，控制所述第1和第2開關裝置的控制裝置。此時，在第1動作模式中，控制第1開關裝置，在電源電壓的半周期內，只在隨電源裝置的輸出電壓而變化的第1導通期間內連續地導通，而控制第2開關裝置常時斷開。在第2動作模式中，控制第1開關裝置，在電源電壓的半周期內，只在隨電源裝置的輸出電壓而變化的第1導通期間內連續地導通，而控制第2開關裝置常時導通。
當第1導通期間大于給定值時，控制裝置也可以將用于控制第1和第2開關裝置所采用的動作模式，從第1動作模式切換到第2動作模式。
另外，當所述第1導通期間變為零時，控制裝置也可以將用于控制第1和第2開關裝置所采用的動作模式，從第2動作模式切換到第1動作模式。
另外，當所述第1導通期間為零，并保持該狀態經過給定時間后，控制裝置也可以將用于控制第1和第2開關裝置所采用的動作模式，從第2動作模式切換到第1動作模式。
另外，當所述第2動作模式的控制持續地超過給定時間，并且第1導通期間變為零時，控制裝置也可以將第2動作模式切換到第1動作模式。
另外，在電源的半周期內，控制裝置也可以進一步設置不同于第1導通期間的、使第1開關裝置導通的第2導通期間。
控制裝置也可以在電源電壓的零交叉時刻進行第2開關裝置的導通和斷開切換。
控制裝置也可以在電源電壓的零交叉時刻開始第1導通期間。
控制裝置也可以從電源電壓的零交叉時刻起經過給定時間后開始第1導通期間。
第2開關裝置也可以由繼電器構成。
另外，在電源裝置中也可以設定如下的動作模式。也就是，在所述第1動作模式中，控制第1開關裝置，在電源電壓的半周期內，只在隨電源裝置的輸出電壓而變化的第1導通期間內連續地導通，而控制所述第2開關裝置常時斷開。在第2動作模式中，使第1開關裝置常時導通，而控制第2開關裝置，在電源電壓的半周期內，只在隨電源裝置的輸出電壓而變化的第2導通期間內連續地導通。
而且，也可以設定如下的動作模式。也就是，在第1動作模式中，把比電源電壓的半周期還短的周期作為載波周期，對第1開關裝置進行脈沖寬度控制，而控制第2開關裝置常時斷開。在第2動作模式中，以該載波周期，對第1開關裝置進行脈沖寬度控制，而控制第2開關裝置常時導通。
另外，控制裝置也可以使在第1動作模式中的相當于電源電壓半周期的第1導通期間的變化量，大于第2動作模式的變化量。
而且，從第1或第2動作模式中的一種模式切換為另一種模式時，控制裝置也可以在電源電壓的半周期或大于該半周期的期間，使第1和第2開關裝置一起暫時斷開之后，再切換動作模式。
圖2是表示本實用新型實施例1的電源裝置構成的電路圖。
圖3是說明實施例1的電源裝置的一種動作模式(以占空比100％切換模式)的波形圖((a)輸出電壓，(b)開關SW1的占空比變化，(c)開關SW2的導通/斷開狀態)。
圖4是表示在實施例1的電源裝置的動作模式1中，開關的導通/斷開，與各種波形(電源電壓、輸出電壓、輸入電流等波形)的關系圖((a)輸出電壓等波形，(b)開關SW1的控制脈沖，(c)開關SW2的控制脈沖)。
圖5是表示在實施例1的電源裝置的動作模式2中，開關的導通/斷開，與各種波形(電源電壓、輸出電壓、輸入電流等波形)的關系圖((a)輸入電流等波形，(b)開關SW1的控制脈沖，(c)開關SW2的控制脈沖)。
圖6是表示實施例1的電源裝置的一種動作模式切換時的輸入電流波形圖((a)輸入電流等波形，(b)開關SW1的占空比變化，(c)開關SW2的導通/斷開狀態)。
圖7是說明實施例1的電源裝置的另一種動作模式(以占空比90％切換模式)的波形圖((a)輸出電壓，(b)開關SW1的占空比變化，(c)開關SW2的導通/斷開狀態)。
圖8是表示實施例1的電源裝置的另一種動作模式切換時的輸入電流波形圖((a)輸入電流等波形，(b)開關SW1的控制脈沖，(c)開關SW2的導通/斷開狀態)。
圖9是說明實施例2的電源裝置的一種動作模式(以占空比100％切換模式)的波形圖((a)輸出電壓，(b)開關SW1的占空比變化，(c)開關SW2的導通/斷開狀態)。
圖10是說明實施例2的電源裝置的另一種動作模式(以占空比90％切換模式)的波形圖((a)輸出電壓，(b)開關SW1的占空比變化，(c)開關SW2的占空比變化)。
圖11是說明實施例3的電源裝置的2脈沖控制的波形圖((a)輸入電流等波形，(b)開關SW1的控制脈沖，(c)開關SW2的導通/斷開狀態)。
圖12是表示實施例4的電源裝置的一種動作模式切換時(從模式1向模式2切換)的輸入電流波形圖((a)輸入電流等波形，(b)開關SW1的占空比變化，(c)開關SW2的導通/斷開狀態)。
圖13是表示實施例4的電源裝置的一種動作模式切換時(從模式2向模式1切換)的輸入電流波形圖((a)輸入電流等波形，(b)開關SW1的占空比變化，(c)開關SW2的導通/斷開狀態)。
圖14是現有的電源裝置電路圖。
圖中符號說明1-交流電源；2-整流電路；3-電抗器；4、5、11-電容器；8-負載；12-電源相位檢測部；13-脈沖寬度控制部；14-繼電器開/關控制部；15-輸出電壓檢測部；SW1、SW2-開關。
下面，參照附圖對本實用新型的電源裝置的實施例詳細地加以說明。
實施例1圖1是為了說明本實用新型電源裝置原理的電路圖。
如該圖所示，電源裝置包括經電抗器3輸入交流電源1的電壓并進行整流的整流電路2；倍壓整流用電容器4、5；連接整流電路2的各個半電橋中點與倍壓整流用電容器4、5之間的連接點的開關SW1、SW2。電源裝置將來自交流電源1的電壓整流，并向負載8輸出所期望大小的直流電壓。在負載8中，包含用于驅動空調裝置、冰箱等的壓縮機或洗衣機中所使用的直流馬達的變壓器等。
整流電路2由兩個二極管的半電橋組成。電容器4與電容器5串聯連接，并連接在整流電路2的輸出端。開關SW1、SW2分別連接在整流電路2的各個輸入端(整流電路2的各個半電橋的中點)，與電容器4和電容器5之間的連接點之間。另外，倍壓整流用電容器并不局限于2個，可以設置偶數個。
如上所述構成的電源裝置，對應開關SW1、SW2的導通和斷開的狀態，在兩種動作模式(模式1、模式2)下動作。(a)模式1開關SW2控制在常時斷開的狀態下，開關SW1受脈沖寬度控制。在模式1中可以得到大約為電源電壓的 倍到 倍范圍的輸出電壓。(b)模式2開關SW2在常時導通或受脈沖寬度控制的狀態下，開關SW1受脈沖寬度控制。在模式2中由于成了倍壓整流電路形式的電路構成，就可以得到大于電源電壓 倍的輸出電壓。
開關SW1、SW2的脈沖寬度控制，是通過控制對它們輸出的控制脈沖的脈沖寬度來進行的。在此，控制脈沖在每一個電源電壓的半周期內只被輸出一個。下面，把這種每個半周期只輸出一個脈沖的開關控制稱為“1脈沖控制”。該1脈沖控制與把脈沖寬度控制的載波周期，設定為電源電壓的半周期時的控制相同。
在1脈沖控制中，以電源頻率的2倍的100Hz或120Hz這樣的低速開關動作為主。因而，沒有像有源濾波器那樣的幾十kHz的高速開關動作，所產生的噪聲小。因此，可以簡化用于降噪對策的電路，具有無論在空間方面、還是在成本方面均變得有利的優點。
另外，在本實用新型中，無論在模式1、模式2中的哪一種動作模式，開關SW2被控制在維持導通或維持斷開中的一種狀態，所以除了切換模式之外，基本上沒有必要進行開關動作。因此，作為開關SW2可以用繼電器等相對來說較低速的開關元件。
圖2是表示本實用新型實施例1的電源裝置構成的電路圖。在圖2中，開關SW1由雙向半導體開關構成，開關SW2由繼電器構成。通過用繼電器作為開關SW2，與使用IGBT等半導體開關的情況相比，可以降低開關導通時的衰減。圖2所示的電源裝置是在圖1所示的構成中再加上平滑電容器11、檢測電源電壓相位的電源相位檢測部12、進行開關SW1的脈沖寬度控制的脈沖寬度控制部13、控制開關SW2導通/斷開的繼電器開/關控制部14、以及檢測輸出電壓的輸出電壓檢測部15。另外，通過插入平滑電容11，可以抑制隨動作模式切換的容量變動，可以實現更穩定的電壓供給。
在如上所述的電源裝置中，脈沖寬度控制部13根據輸出電壓檢測部15的輸出電壓檢測結果及電源相位檢測部12的電源相位檢測結果輸出控制脈沖，控制開關SW1的導通/斷開的時刻。脈沖寬度控制部13在電源相位為零交叉點的時刻，輸出控制脈沖。另外，繼電器開/關控制部14輸出控制脈沖，控制開關SW2的導通/斷開的時刻。
用圖3來說明在電源裝置各個動作模式的動作。另外，圖3(b)表示開關SW1的占空比的變化情況，(c)表示開關SW2的導通/斷開狀態。圖3(a)表示對應有一定負載輸出時(約400W)的各個開關的狀態的輸出電壓變化。
該圖的橫軸表示所采取的控制狀態，當說明隨目標輸出電壓所產生的狀態過渡時，也可以把橫軸看作時間軸，從左向右、或從右向左控制狀態產生變化。
如圖3所示，在模式1中，開關SW2處于常時斷開的狀態，開關SW1相應所期望的輸出電壓受到脈沖寬度控制(圖中的P點)。也即，在模式1中，要想得到更高的輸出電壓時，就要使開關SW1的控制脈沖的脈沖寬度更大。此時，開關SW1的占空比達到100％(此時，在電源頻率的半周期中控制開關SW1為導通)，若再期望在這之上的輸出電壓時，由于無法控制開關SW1的脈沖寬度再加大，所以將動作模式從模式1切換到模式2。
在從模式1切換到模式2的前后，開關SW1的占空比從100％切換到0％，開關SW2從斷開切換到導通(圖中的Q點)。此時，由于切換前后的電路均為倍壓整流電路其自身，所以不產生切換前后的輸出電壓的變動。再有，在模式2中，開關SW2控制為常時導通，開關SW1相應輸出電壓受脈沖寬度控制(圖中的R點)。在模式2中，由于成為倍壓整流電路形式的電路構成，所以可以得到是模式1時的約2倍的輸出電壓。
在模式2中使輸出電壓逐漸減小的情況下，當開關SW1的占空比到達0％時，通過使開關SW2從導通切換到斷開，使開關SW1的占空比從0％變為100％，進行從模式2向模式1的切換。
并且，在圖3的模式1中，控制脈沖在沒有大到某一程度時，輸出電壓不上升，這是因為在控制脈沖小的區間內電源電壓也小，而沒有輸入電流流動的原因。另外在控制脈沖接近100％附近時，輸出電壓也不上升，原因也是一樣的。
另外，在模式1中，相對于開關SW1的占空比增加的輸出電壓的增加量，由于其電路構成上的原因，與因開關SW1導通構成交流電源1的短環路的模式2相比要低。因此，如圖3所示，通過使模式1中的開關SW1的占空比的增加量設定為大于模式2的增加量(圖中為設定大的斜率)，控制反饋動作的輸出電壓跟蹤速度，使其在兩動作模式之間近似相等。由此，在輸出電壓的全范圍，可以使輸出電壓的跟蹤速度近似恒定。
再有，在所述例子中，開關SW2是在使占空比成為0％的階段，立刻從模式2切換到模式1。但也可以在占空比成為0％的狀態下，經過一定時間(例如1小時以上)的階段進行切換。因進行這種控制，雖然暫時地比作為目標的輸出電壓高的狀態會持續，但在考慮到在模式1和模式2之間會頻繁地轉換那樣的負載的情況下，就可以大幅度抑制切換開關SW2的頻度。
另外，也可以測定在模式2的控制持續時間，在該持續時間超過給定時間，并且，開關SW1的占空比成為0％的時刻，從模式2切換到模式1。在這種情況下，即使開關SW1的占空比成為0％，在模式2的控制持續時間只要不超過給定時間，模式的切換不會進行，然后，在模式2的控制持續時間超過給定時間的時刻，進行從模式2向模式1的切換。
一般，在直流馬達負載的情況下，即使輸出電壓高也可以通過PWM控制使馬達旋轉，由本控制即使暫時地使輸出電壓高于目標值，但也能以所期望的轉速使馬達旋轉，因此其影響小。反之，使直流馬達高速旋轉時，相應負載即直流馬達的感應電壓，就需要提高輸出電壓。
在所述控制中，由于從模式1切換到模式2時沒有時間的限制，所以即使馬達負載突然增大，也可以迅速地使輸出電壓上升。另一方面，在用繼電器構成開關SW2時，由于實行所述控制降低了開關SW2的切換頻度，所以可以保證在產品壽命指標上所需要的接點壽命。
圖4是表示本實施例電源裝置動作模式1中，對開關SW1、SW2的控制脈沖、電源電壓、輸入電流、輸出電壓(平滑點容器11的兩端電壓)、電容器4、5的連接點的電壓等各種波形。如該圖所示，開關SW1的控制脈沖在電源電壓的零交叉點位置上輸出，每個電源電壓的半周期內只輸出一個。如圖所示，因該控制脈沖，輸入電流從電源電壓大于電容器4、5的中點電壓的時刻開始流動。也就是，在A期間內，可以額外地使輸入電流導通，因可以這樣擴張電流導通期間，所以可以改善功率因數。再有，因可以使輸入電流波形接近電源電壓波形，所以可以滿足對高次諧波的限制要求。
并且，在進行模式切換時，開關SW2在電源電壓的零交叉點的位置切換導通/斷開為理想。另外，在圖4所示的例子中，對開關SW1的控制脈沖，是在電源電壓的零交叉點位置輸出的，但也可以從電源電壓的零交叉點的時刻開始，只延遲給定時間后輸出。
圖5表示本實用新型電源裝置模式2中，對開關SW1、SW2的控制脈沖、電源電壓及輸入電流的波形。在該圖中，開關SW1的控制脈沖是從電源電壓的零交叉點的時刻開始，只延遲給定的延遲時間Td后輸出的。有必要把延遲時間Td設定在能解決對高次諧波的限制要求的值上。并不一定是把延遲時間Td設定為負載輸出越小則其值越大，就越容易解決對高次諧波的限制要求，所以，即使延遲時間Td＝0也可以(即，也可以使開關SW1的控制脈沖在零交叉時刻輸出)。在模式1中，即使控制脈沖變為導通，但在電源電壓沒有超過電容器4、5的中點電壓的時刻時，輸入電流不會流動，與此相反，在模式2中，開關SW1的控制脈沖成為導通的同時，輸入電流就開始流動。如以上所述，在使開關SW1導通的脈沖寬度期間Tw內，由于可以額外地使輸入電流導通，所以與模式1同樣可以擴大電流導通期間，因而可以改善功率因數。再有，可以使輸入電流波形接近電源電壓波形，因而可以滿足對高次諧波的限制要求。
圖6是說明模式切換時的電源電壓及輸入電流變化的波形圖。如該圖所示，在模式切換的瞬間前后，輸出電壓的變化幾乎沒有。
雖然在模式切換剛結束后的電源半周期X中的輸入電流，其峰值稍小，在下一個半周期Y中稍大，但其變動程度足夠小。另外輸入電流成為這種波形的原因，既是因為在模式切換前后對應輸入電源電壓的相位，被充電的倍壓用電容器4、5在交替，也是因為在期間X中，其將要切換前的半周期中，由于電容器5已經被充電，所以幾乎沒有流向電容器5的充電電流，而在下一個半周期Y中，由于電容器4的電壓減少了，所以充電電流大。
由此，在模式切換時，沒有電流波形的變化，在輸出電壓范圍內可以光滑地過渡輸出電壓。也即，即使在進行介于兩種模式之間的目標輸出電壓的變更時，也可以抑制輸出電壓的突變。
在所述例子中，如圖3、圖6所示，從模式1到模式2的切換，是在模式1的開關SW1的占空比到達100％的時刻進行的。但是，即使在開關SW1的占空比到達100％之前，在到達接近100％的給定的占空比(例如80％左右)時，進行模式切換也可以。圖7表示開關SW1的占空比到達80％時，進行模式切換的開關SW1、SW2的占空比的變化，以及對應各個開關狀態的輸出電壓的變化。圖8是說明在占空比為80％時進行模式切換的控制脈沖、電源電壓及輸入電流的變化的波形圖。在這種情況下，也與在占空比為100時進行模式切換的情況一樣，在模式切換的瞬間前后，可以得到幾乎相同的電流波形，在進行模式切換時的輸出電壓范圍內，可以使輸出電壓平滑地過渡。
并且，在圖7中，雖然在進行模式切換的前后，產生了10V左右的輸出電壓差，但如果使電抗器3為4～6mH左右、電容器4、5為1000F左右、切換時的占空比為90％左右時，就可以使模式切換時的輸出電壓差幾乎為零。這是因為，如用圖3所說明的那樣，占空比為90％時，在剩下的10％左右的區間輸入電流為零，成了與倍壓整流電路等效的電路。此時，在占空比為100％附近所產生的、即使提高開關SW1的占空比輸出電壓也不上升的區間，與在占空比為100％時進行切換的控制時相比有所減少。因此，在從模式1切換到模式2時，就可以使輸出電壓更快地朝著目標輸出電壓進行跟蹤。
實施例2用圖9來說明電源裝置動作模式的開關SW1、SW2控制方法的另一個例子。
圖9是說明本實施例各個開關SW1、SW2的控制的波形圖。如圖9所示，本實施例模式1的控制與圖3所示的實施例1的情形一樣。但是，在模式2的控制中，實施例1是使開關SW2常時導通，使開關SW1受脈沖寬度控制，而在本實施例中，是使開關SW1常時導通(也就是，把占空比設定為100％)，使采用半導體開關等構成的雙向開關SW2對應輸出電壓的變動受脈沖寬度控制。
與實施例1時一樣，即使如上所述地控制各開關SW1、SW2，也可以平滑地連接進行模式切換前后的輸入電流波形，也可以抑制模式切換時的輸出電壓的變動。為了進行上述的控制，用繼電器作為開關SW2雖然有困難，但其優點是較容易實現使開關SW2在電源電壓的零交叉點的位置進行高精度切換。
另外，在進行如上所述的模式切換時，也可以在開關SW1的占空比到達100％附近給定的占空比的時刻進行切換。也即，如圖9所示，也可以使從模式1到模式2的切換，在開關SW1的占空比到達90％的時刻進行。此時，對于開關SW1，即使切換到模式2后，在其占空比到達100％之前仍受到脈沖寬度控制。
即使如上述那樣進行控制，也與前面所述的情況一樣，在模式切換前后可以得到同樣的效果。
另外，在實施例1、2中，雖然對在電源電壓的半周期只施加一個控制脈沖的“1脈沖控制”進行了說明，但也可以使載波頻率設定為比電源頻率高得多的頻率(也就是與電源電壓的半周期相比，設定非常短的載波周期)，以該載波頻率對開關SW1進行脈沖寬度控制。
實施例3在實施例1中，如圖4所示，進行了在電源電壓的半周期內對開關SW1只施加一個控制脈沖的“1脈沖控制”。而在本實施例中，如圖11所示，進行在電源電壓的半周期內，對開關SW1施加兩個控制脈沖的控制(以下稱為“2脈沖控制”)。此時，使前一脈沖在電源電壓的零交叉點出現時施加，而使后一脈沖在1脈沖控制時的輸入電流為零的時刻附近施加。另外，使后一脈沖的脈沖寬度比前一脈沖的小。通過進行這種2脈沖控制，不僅在期間A而且在期間B也能使輸入電流導通，因而可以更加改善功率因數，可以提高電源效率。
實施例4在實施例1中，從一種動作模式向另一種動作模式過渡時，控制開關SW1及開關SW2在同一個電源電壓的半周期內，進行了切換。而在本實施例中，如圖12及圖13所示，在進行所述兩種動作模式的切換時，首先在電源電壓的半周期內，控制開關SW1、SW2都斷開后，再切換動作模式。另外，也可以使開關SW1、SW2都斷開的期間(以下稱為“死區”)比電源電壓的半周期大。
圖12是說明從模式1切換到模式2時的電源電壓、輸入電流及輸出電壓的變化的波形圖。如該圖所示，在模式切換將要進行前的電源半周期內，除了輸入電流成為零的部分，在模式切換前后得到了與實施例1的情況中幾乎同樣的電流波形。另外在控制開關SW1、SW2都斷開的期間(死區)，輸出電壓雖然峰值下降了20～30V左右，但從通常狀態的波動電壓也有相同程度的大小來看，輸出電壓不會大幅度地產生變動。因此，在本控制中，也可以使在模式切換時的輸出電壓平滑地過渡。也即，可以抑制向目標輸出電壓過渡時的電壓突變。
圖13表示從模式2向模式1切換時的波形。與圖12時同樣，在控制開關SW1、SW2都斷開的期間(死區)，雖然輸出電壓暫時降低，但其峰值為20～30V左右，因此抑制了輸出電壓的變動。
另外，在開關SW2為繼電器時，考慮到開關SW2的動作時間，繼電器開/關控制部14，在比作為進行模式切換的電源電壓的零交叉點靠前的時刻，輸出導通/斷開的控制信號，但在本控制中，即使萬一開關SW2的斷開動作比TYP值晚10ms左右時，由于設有死區所以開關SW1及SW2也不會都導通。因此，即使在開關SW2的動作時間差較大時，通過實施本控制，也可以可靠地避開由伴隨交流電源1短環路形成的升壓作用所產生的輸出電壓的上升。
根據本實用新型，在輸出端串聯連接的多個電容器之間的連接點，與整流電路的各個輸入端子之間，分別設有第1和第2開關裝置的構成中，通過切換各個開關的導通和斷開的組合，可以構成以全波整流電路及倍壓電路為基礎的、具有升壓作用的電源電路。由此，可以構成改善功率因數并解決對高次諧波的限制要求，又具有寬范圍(120～290V左右)的輸出電壓范圍的電源裝置。
另外，根據權利要求2實用新型，通過使第2開關裝置導通/斷開，進行動作模式的切換，并通過控制第1開關裝置，使之在電源半周期內只在隨輸出電壓變化的導通期間內連續地導通，就能做到以簡單的控制解決對高次諧波的限制要求，并且得到所期望的輸出電壓。再有，因為是低頻開關動作，所以所產生的開關噪聲也可以抑制到比較小。
另外，根據權利要求3所述的實用新型，當第1動作模式的導通期間大于給定值時，通過使第1開關裝置斷開、使第2開關裝置導通，從而過渡到第2動作模式，可以抑制以往因模式切換而產生的輸出電壓的變動。
另外，根據權利要求4所述的實用新型，通過在第2動作模式的導通期間成為零時，通過使第1開關裝置的導通期間為最大、使第2開關裝置斷開，從而過渡到第1動作模式，可以抑制以往因模式切換而產生的輸出電壓的變動。
另外，根據權利要求6所述的實用新型，通過在兩種動作模式的切換條件中附加時間條件，可以減少第2開關裝置的切換頻度，因此，可以延長用繼電器作為第2開關裝置時的接點壽命。
另外，根據權利要求7所述的實用新型，通過增加在第1導通期間的、在輸入電流通電區間的終點附近設置第2導通期間，可進一步增加輸入電流的通電角，從而進一步改善功率因數。
另外，根據權利要求8所述的實用新型，通過在交流電源的零交叉點的時刻進行動作模式的切換，可以使切換時不會有不需要的短路電流流動，從而平滑地進行動作模式的切換。
另外，根據權利要求10所述的實用新型，通過使第1導通期間在從零交叉時刻開始經過給定時間后開始，可以擴大輸入電流波形的改善范圍，其結果，可以較容易地滿足對高次諧波的限制要求。
另外，根據權利要求12所述的實用新型，由于在動作模式切換時，沒有必要使第1開關裝置暫時地由導通到斷開或由斷開到導通地進行切換，只要對應模式切換的方向，使一個開關裝置的導通寬度漸漸地增加或減少即可，因而，可以更容易地抑制在模式切換時的輸入電流波形的紊亂。
另外，根據權利要求14所述的實用新型，通過在第1動作模式中，使相當于電源半周期的第1開關裝置的導通寬度變化量，大于第2動作模式的變化量，可以在輸出電壓范圍內，使對應目標輸出電壓的輸出電壓跟蹤速度近似相等。
另外，根據權利要求15所述的實用新型，通過在動作模式切換時的電源電壓的半周期內，控制第1和第2開關裝置斷開，在即使用動作時間差異大的繼電器作為第2開關裝置的情況下，也可以防止第1和第2開關裝置同時導通，進而可以可靠地防止因輸入電源的短環路的升壓作用而產生的輸出電壓的紊亂。
權利要求1.一種電源裝置，其特征在于包括具有兩個輸入端和兩個輸出端，經電抗器與交流電源連接，將交流電源電壓變換為直流電壓的整流電路；由串聯連接的多個電容器組成，連接在所述整流電路的兩個輸出端之間的電容器電路；連接在所述整流電路的一個輸入端，與所述電容器電路中的電容器之間的一個連接點之間的第1開關裝置；連接在整流電路的另一個輸入端，與所述電容器電路中的電容器之間的所述連接點之間的第2開關裝置。
2.根據權利要求1所述的電源裝置，其特征在于還包括控制所述第1和第2開關裝置的控制裝置。
3.根據權利要求1或2所述的電源裝置，其特征在于所述第2開關裝置由繼電器構成。
4.根據權利要求1或2所述的電源裝置，其特征在于所述第1開關裝置由雙向半導體開關構成。
5.根據權利要求1或2所述的電源裝置，其特征在于所述整流電路由兩個二極管的半電橋組成。
6.根據權利要求5所述的電源裝置，其特征在于串聯連接的電容器的兩端與所述整流電路的輸出端相連。
專利摘要一種電源裝置，設有連接在整流電路2的一個輸入端與倍壓整流用電容器4、5之間連接點之間的開關SW1、連接在整流電路2的另一個輸入端與倍壓整流用電容器4、5之間連接點之間的開關SW2。在動作模式1中，控制開關SW1，從電源電壓的零交叉時刻開始、只在相應輸出電壓變化的導通期間內連續地導通，并且，控制開關SW2常時斷開。在動作模式2中，控制開關SW1，從電源電壓的零交叉時刻開始、只在相應輸出電壓變化的導通期間內連續地導通，并且，控制開關SW2常時導通。
文檔編號H02M7/12GK2590271SQ0223118
公開日2003年12月3日 申請日期2002年4月17日 優先權日2001年4月17日
發明者京極章弘 申請人:松下電器產業株式會社