專利名稱：穩壓電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種用于補償電源電壓波動和負載電壓波動的補償電路，尤其是用于具有可預先確定負載電壓波動的耗電器具的補償電路。
電壓波動的一部分是由儀器的負載波動本身造成的。因而一個梯度放大器就對其供電來說按測量順序會成為一種能引起電壓波動的、差別很大的負載。
電源波動可借助一個預接的不中斷供電(USV)或通過電源設備的變壓器繞組的轉換來控制。如在一個梯度放大器中出現的負載電壓波動例如可通過一個電子電源設備或一個待穩壓耗電器具的大型變壓器電路來減弱。負載對待穩壓耗電器具的變壓器次級電壓的干擾通常不能補償。
美國專利說明書US 5610501公開了一種傳輸線的功率通量調節器。該功率通量調節器在這種情況下通過一并聯變壓器和一串聯變壓器與傳輸線連接，并具有一個由該并聯變壓器供電的整流電路和一個由整流電路饋給的逆變器，即直流變交流轉換器(Wechselstromwandler)，該逆變器經該串聯變壓器加入一個帶有與傳輸線電壓有關的可控振幅和相位角的交流電壓。
上述技術問題這樣來解決用于補償耗電器具上電壓波動的補償電路具有一變壓器和一開關電源部件，其中變壓器的初級繞組與電源電壓耦接，開關電源部件與變壓器的次級繞組耦接，開關電源部件的一個輸出端與電源電壓的一個極耦接，耗電器具與開關電源部件的另一個輸出端和電源電壓的另一個極耦接。耗電器具上的電壓可以通過在負載情況下或在電源電壓波動情況下開關電源部件輸出一個疊加在耗電器具電源電壓上的附加電壓而使其穩定。
變壓器和開關電源部件之間的耦接可以這樣設計，使變壓器的次級繞組已經向開關電源部件輸送一個與電源電壓同向的電壓。這可以使得用于在負載情況下僅僅將變壓器的次級繞組與耗電器具串聯的開關電源部件的設計比較簡單。
同樣還可以讓開關電源部件耦接在變壓器的次級繞組上，耗電器具耦接在變壓器的另一次級繞組上，其中開關電源部件的一個輸出端耦接在電源電壓的一個極上，開關電源部件的另一個輸出端耦接在變壓器初級繞組的一端，變壓器初級繞組的另一端耦接在電源電壓的另一個極上。在這種情況下，變壓器初級繞組上的電壓由電源電壓和由一變壓器的次級繞組供電的開關電源部件輸出的電壓組成。當待穩壓的裝置已經具有一個帶有多個次級繞組的變壓器時，這種電路是十分有利的，因為在這種情況下可以不用第二個變壓器。
開關電源部件可以具有一個對輸出到變壓器次級繞組上的電壓進行整流的整流電路和一個由開關元件組成、用于接通被整流電路整流過的電壓的橋式電路，其中由開關元件組成的橋式電路的輸入端耦接在整流電路的輸出端上，由開關元件組成的橋式電路的輸出端耦接在開關電源部件的兩個輸出端上。
為使整流電路輸出的電壓較平滑，可以使用充電電容器。通過一個耦接在電源部件輸出端上的濾波器可去除電壓的干擾部分。
由開關元件組成的橋式電路可以依據耗電器具上的電壓降進行脈沖寬度調制。
為進行脈沖寬度調制也可以使用一個布置在整流電路和由開關元件組成的橋式電路之間的扼流圈換流器。
本發明的電路特別適用于醫療診斷儀器，像例如核自旋X光斷層攝影裝置，X光和計算機斷層攝影裝置。因此本發明也涉及到采用本發明電路的醫療診斷儀器。
圖2示出第二種實施方式中開關電源部件具體結構型式；圖3示出第二種實施方式的另一種具體結構型式；圖4示出第三種實施方式的具體結構型式；圖5示出第三種實施方式的第二種具體結構型式；圖6示出第三種實施方式的第三種具體結構型式。
初級側連接在電源L1～，N～上的變壓器T2這樣設計或者耦合在開關電源部件1上，使次級繞組產生一個與電源電壓同向的電壓。
在正常運行情況下，開關電源部件1中的輸出端c和d短接，從而電源電壓L1～，N～施加在耗電器具2上。如果耗電器具2上的電壓由于電源電壓波動和/或負載電壓波動而下降到例如低于一個確定值，則開關電源部件1將兩個輸出端c和d與變壓器T2次級繞組的兩端連接，變壓器將一附加電流輸送給耗電器具2以補償電壓干擾。雖然由于所接通的變壓器T2的次級繞組和現有的電源內阻產生的負載使變壓器T2初級繞組上的電壓繼續下降，但是由于這種電壓降低與開關電源部件1輸出的電壓相比很小，且變壓器T2對此相應匹配，所以它很容易由本發明的電路補償。變壓器T2可以這樣設計，使預期的電壓干擾可以借助變壓器T2次級繞組輸出的電壓補償。
在
圖1所示的實施方式中，耗電器具2為一個依據運行狀態使電源具有不同負載的梯度放大器，其中在接通梯度放大器時所產生的負載可以預計或者可以計算的。變壓器T2此時這樣設計，使得在負載情況下，如果開關電源部件1將兩個輸出端c和d與變壓器T2的次級繞組的兩端連接，變壓器T2的次級繞組加入一附加電壓，該附加電壓通過接通梯度放大器和由于接通變壓器T1的次級繞組所產生的負載來補償電壓干擾。很容易看出，在本發明電路的這個這個實施方式中由于方便地接通變壓器T1的次級繞組，開關電源部件1結構非常簡單。尤其是可以不用復合的整流電路和反相換流電路(Wechselrichter-schaltung)。如圖1所示，開關電源部件1中開關的控制借助一條來自耗電器具的控制線3或者例如通過檢測通往耗電器具2的電流(圖中未示出)來完成。
圖2示出另一個實施方式(尤其是開關電源部件1)的具體結構型式。待穩壓的耗電器具2在該實施方式中為變壓器T1(如一梯度放大器的電源部件)，其中變壓器T1的兩個次級繞組之一上連接有電阻R1(交變負載)。變壓器T1初級繞組的一端與開關電源部件1的一個接點c連接，變壓器T1初級繞組的另一端與電源電壓的零線N～連接。
開關電源部件1由變壓器T2的次級繞組供電。由變壓器T2的次級繞組輸出的電壓借助于整流電路D5至D8整流，從而充電電容器C1的接點a上的電壓相對于接點b為正。該電壓為由開關元件S1至S4組成的橋式電路的供電電壓，二極管D1至D4分別與其并聯連接。這里選擇一個NPN晶體管的線路符號作為一個可控電子開關的標志。線圈L1與電容器C3共同構成一個濾波器，它將由橋式電路造成的開關干擾與電源變壓器T1和電源相隔離。電容器C2與變壓器T1的初級繞組并聯。
假設開關S2和S4始終接通，開關S1和S3始終斷開。在這種情況下，通過電流可以從相線L1～經過開關S2、二極管D4、線圈L1到達變壓器T1，并且在相反方向可以從零線N～經過變壓器T1、線圈L1、開關S4和二極管D2到達相線L1～，并且變壓器T1在忽略損耗情況下直接與電源電壓連接。通過整流電路D5至D8的電流不可能經過變壓器T1，因為開關S1和S3斷開。
通過脈沖寬度調制，開關S1和S3或者開關S2和S4可以在電容器C1非常大的前提下短時間調節到比變壓器T1上的電源電壓更低的電壓，此時可能對過壓作出反應。
電阻R1上的電壓下降時，如果L1～相對于N～為正(正電源半波)，以較高頻率(例如20kHz)交替斷開開關S4和接通開關S3，其中開關S2保持接通并且開關S1保持斷開。此時，開關S3與開關S4相比接通的時間越長，接點c上的電壓相對于接點d越高。
電源電壓為負半波時，以同樣的方式對開關S2和S1交替進行脈沖寬度調制，其中開關S4保持接通，開關S3保持斷開。
在一種脈沖寬度調制情況，其中使開關S3和S4例如接通同樣長時間，電容器C3上濾波電壓的高度相當于電容器C1上電壓的50％左右。在調制開關S3和S4時(開關S2接通，開關S1斷開)，電容器C3上接點c相對于接點d為正。因為開關S3和S4的調制(在輸出狀態時S2、S4始終接通)只有在L1～相對N～為正(即正半波)時才能進行，變壓器T1的初級電壓在正電源半波時變大。
同樣，如果對開關S1和S2進行脈沖寬度調制，在負半波(L1～相對N～為負)時，變壓器T1上的初級電壓值升高，因為電容器C3的接點c相對于接點d為負。
這意味著，施加在變壓器T1初級繞組上的電壓借助于這種脈沖寬度調制將電源電壓值升高了相當于由變壓器T2的次級繞組輸出的電壓值。
如果在開關電源部件1的輸出電壓為零時接通開關S1和S3并始終斷開開關S2和S4的話，可以取得同樣效果。
為了升高變壓器T1上的電壓，這里在正電源半波時調制開關S1和S2，此時開關S3保持接通，開關S4保持斷開，在負電源半波時調制開關S3和S4，開關S1保持接通，開關S2保持斷開。
借助于開關電源部件1可以實施多種其它的調制方法。例如可以是同時接通開關S1和S4或開關S2和S3來進行調制。如果開關S1和S4或開關S2和S3的接通時間選擇同樣長，那么在一個操作周期中平均來說不會輸出電壓。相反，如果開關S2和S3的接通時間長于開關S1和S4的接通時間，那么就一個操作周期中的平均值來說，接點c相對于接點d為正。
圖3示出本發明穩壓電路的另一種變化方式，其中由開關元件S1至S4組成的橋式電路不承擔脈沖寬度調制，而是起到反相換流器(Wechselrichter)的作用。
在此方式中，整流電路D5至D8給電容器C4充電。開關S5、二極管D9和線圈L2構成一個借助于脈沖寬度調制進行控制的扼流圈換流器(Drossel-wandler)，且調制過的電壓通過電容器C1輸送給由開關元件S1至S4組成的橋式電路。
開關元件S1至S4以電源頻率連接。如果L1～為正，那么開關S2和S3接通，如果L1～為負，那么開關S1和S4接通。這種電路的優點是，可以避免脈沖寬度調制中的不對稱，因為只對開關S5進行脈沖寬度調制，并且在正和負電源半波時同樣使用其電壓。
圖4示出一個電路，其中在圖2中所示的、由開關元件S1和S4組成的橋式電路同樣在開關電源部件中承擔脈沖寬度調制。然而，在此方式中開關電源部件1由變壓器T1的次級繞組供電。如果待穩壓的裝置已經具有一個帶有多個次級繞組的電源變壓器T1的話，這種電路十分有利，因為在這種情況下，可以不用第二個變壓器T2。
變壓器T1帶有輸出電壓U3的次級繞組無負載，帶有輸出電壓U4的次級繞組以耗電器具R1為負載。當然，還可能存在著其它次級繞組和負載。如果輸入電壓U1變化，那么輸出電壓U3和U4同樣變化。假設耗電器具R1負載隨時間波動，那么電壓U4同樣具有相應的波動。由于變壓器的部分損耗在(U3和U4共同的)初級繞組中下降，因此負載的變化也會對電壓U3產生影響，然而其影響程度較小。負載的變化甚至會對初級繞組U1產生影響(其影響程度更小)，因為電源具有不為零的電源內阻。
如果對變壓器電壓U4的干擾進行補償，那么類似于圖2所描述的方式進行某種脈沖寬度調制就足夠了，但此時要考慮由于接通次級繞組會在變壓器T1上產生更高的電壓干擾。然而，通過相應提高初級電壓U1，次級電壓U4可再升高到略高于其初始值之上，此時次級電壓U2和U3也會再升高。此功率從帶有輸出電壓U2的次級繞組中產生。
圖5所示為圖4實施方式的另一個變化方式，其中開關電源部件1如圖4中一樣由變壓器T1的次級繞組供電，其中，如圖3所示，開關元件組成的橋式電路起到反相換流器的作用，并且開關S5、二極管D9和線圈L2構成一個借助于脈沖寬度調制控制的扼流圈換流器。
在圖2至圖5所示方式中，由開關元件S1至S4構成的電橋插入電源相線L1～中，但它也可以在零線N～中。
假設在圖2的電路中，雖然控制相同而開關元件的開關時間不等，例如一側調制占51％，另一側占49％，那么一個電源半波始終比另一個提高得更快。結果是變壓器T1中產生一個直流，變壓器T1可能飽和。
在與一種可以隨時改變脈沖調制的快速反應的控制器的結合下，可能通過一個直流使變壓器T1磁化。相反如果脈沖寬度調制始終對一種完全的正弦振蕩(周期)保持不變，那么可以阻止這種磁化。該控制器允許例如始終在從負正弦半波向正正弦半波轉換時或者例如始終在達到正網絡振幅時改變脈沖寬度調制，然后來自控制器的脈沖寬度調制對一個周期不再變化。
此外，次級電壓U2應當這樣選擇，使電源過電壓、電源電壓不足和電壓干擾可以通過負載控制。為了能夠對所有這些情況進行反應，必須在正常運行下已經完成脈沖寬度調制。
無負載(通過例如R1)時，變壓器如同一個大的電感，就是說電流和電壓90度相移，電流緊追電壓。假設圖2中R1的負載很小或完全沒有，開關元件S1至S4這樣調制，使得在輸出電壓為零時始終接通開關S2和S4。假設電源電壓L1～恰好為正，但是趨于零。這樣對開關S3和S4進行脈沖寬度調制，使開關S2始終接通。此時，在開關S4接通和開關S3斷開情況下，電流通過開關S2和二極管D4流動，在開關S4斷開和開關S3接通情況下，電流通過開關S2，且電流通過開關S3。此時，整流電路從D5至D8和電容器C1中獲取能量。
如果L1～上的電壓為零，那么電流處于其最大值。如果L1～變負，那么變換脈沖寬度調制，開關S4此時始終接通，對開關S1和S2進行脈沖寬度調制，但此時電流始終從L1～向變壓器T1流動。如果接通開關S2，那么電流可以重新通過開關S2和二極管D4經線圈L1流向變壓器T1。相反，如果斷開開關S2，那么電流通過二極管D1向電容器C1的接點a流動，電流從接點b再通過二極管D4和線圈L1向變壓器T1流動，由此使電容器C1充電。
電容器C1的容量大小必須至少使其通過變壓器的感應電流充電所達到的電壓不破壞電路。利用電容器C2可以設法補償感應電流，但是這一點決不會完全達到。因此可以不用電容器C2，相反不能不用電容器C1。
如果電容器C1選擇得非常大，那么即使是在一個以電阻R1為負載的變壓器T1中，電容器C1上的電壓與其說是整流過的正弦電壓不如說是直流電壓。因此，在脈沖寬度調制不變(例如50％)時，根據電源相位將一個正的或負的直流電壓疊加在L1～的正弦電壓上。于是初級電壓U1例如會處于這種情況例如在+20伏時的起始，在其上加一個正的正弦半波，在+20伏時結束向-20伏躍變，在其上加一個負的正弦半波，再從-20伏向+20伏躍變等。
在許多情況下這不會造成損害。如果在次級繞組上連接一個帶有一整流電路和大的充電電容器(如帶有大C1的D5至D8)的耗電器具來替換R1，這甚至更有利，因為正弦半波+直流電壓的曲線變化比帶有相同振幅的的純正弦波變化時更為平緩。
與純正弦電壓相比，帶有充電電容器的整流電路中的通過電流要經過較長時間完成，充電電流峰值不再這么高。這種有利狀況可以在電源的正弦振幅期間通過所取得的調節過程(調制)的反饋得到促進。
線圈L1和電容器C3的諧振從某種意義上說低于脈沖寬度調制的頻率，因此為電源頻率設計的變壓器T1利用開關頻率磁化并非多余，并避免了高頻電源干擾。
如果變壓器T1只有一個在其上連接有耗電器具R1的次級繞組，則這樣進行調節使次級繞組的電壓(振幅，有效值)滿足所要求的標準。如果變壓器T1上具有多個其上接有變化負載的次級繞組，且只調節變壓器T1的一個次級繞組的電壓，瞬時弱負載的次級繞組可能具有過電壓。
為了防止出現這種情況，可以為控制器安裝一個附加的無載測量繞組，利用其只檢測變壓器T1初級繞組中的電壓損耗，并可對其進行調節(例如圖2中的U2繞組)。
開關元件S1至S4在運行中的電壓負載只有電容器C1上的電壓那么高。此外，開關元件S1至S4必須承受的不是電源電壓。因此開關損耗也相當低。如果電路與電源電壓連接，則輸出狀態(例如開關S1和S3接通，開關S2和S4斷開)應存在或者已經完成脈沖寬度調制，因為在開關S1至S4斷開情況下開關電源部件1必須承受整個電源電壓，這是由于安裝了一條保護電路，例如跨接在橋式電路的輸出端的DIAC(雙向二極晶閘管)。
圖6示出本發明用于匹配采用三角形接線法的三相變壓器T1的電路。該電路由與圖4相應的三個電路構成。在開關電源部件1a、1b、1c的輸出端d1、d2、d3上連接有相應的相線L1～、L2～和L3～，取消了零線N～。
三相變壓器T1的三個臂(Schenker)磁耦合。三個分開的調節電路可以輕微地相互影響。這可以這樣來避免只用一個控制器將次級電壓U3a、U3b、U3c調整到最大值或平均值，且預先確定三個橋式電路1a、1b、1c的脈沖寬度調制。
星形接法的三相變壓器T1的電路由與圖2、3、4或5相應的三個電路獲得。
本發明并不局限于所述實施方式。例如也可以在圖4或圖5所示電路中采用圖1中的開關電源部件1。
權利要求
1.一種用于補償耗電器具上電壓波動的補償電路，包括一變壓器(T2)和一開關電源部件(1)，其特征在于所述變壓器(T2)的初級繞組耦接在電源電壓(L1～，N～)上，該變壓器(T2)的次級繞組耦接在開關電源部件(1)上，其中該開關電源部件(1)的一個輸出端(d)與電源電壓(L1～，N～)的一個極(L1～)耦接，該耗電器具(R1)與該開關電源部件(1)的另一個輸出端(c)和電源電壓的另一個極(N～)耦接。
2.按照權利要求1所述的電路，其特征在于所述開關電源部件(1)具有一個對所述變壓器(T2)次級繞組輸出的電壓進行整流的整流電路(D5...D8)和一個由開關元件(S1...S4)組成、用于接通由該整流電路(D5...D8)整流過的電壓的橋式電路，其中由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路的輸入端與該整流電路(D5...D8)的輸出端耦接，由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路的輸出端耦接在該開關電源部件(1)的兩個輸出端上。
3.按照權利要求2所述的電路，其特征在于所述整流電路(D5...D8)有一充電電容器(C1)。
4.按照權利要求2或3所述的電路，其特征在于所述由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路的輸出端上耦接一濾波器(L1，C3)。
5.按照權利要求2至4中任一項所述的電路，其特征在于所述由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路依據所述耗電器具(R1)上的電壓降進行脈沖寬度調制。
6.按照權利要求2至4中任一項所述的電路，其特征在于所述由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路借助一個依據所述耗電器具(R1)上的電壓降進行脈沖寬度調制的扼流圈換流器(S5，D9，L2)耦接在所述整流器電路(D5...D8)上。
7.按照權利要求1所述的電路，其特征在于所述變壓器(T2)次級繞組的一端與電源電壓(L1～，N～)的一個極(L1～)耦接，所述開關電源部件(1)根據電壓波動將所述耗電器具(2)與電源電壓(L1～，N～)的一個極(L1～)或者與該變壓器(T2)次級繞組的另一端連接。
8.一種用于補償耗電器具上電壓波動的補償電路，包括一變壓器(T1)和一開關電源部件(1)，其特征在于在所述變壓器(T1)的一個次級繞組上耦接有一耗電器具(R1)，在該變壓器(T1)的另一個次級繞組上耦接所述開關電源部件(1)，其中該變壓器(T1)初級繞組的一端耦接在該開關電源部件(1)的一個輸出端(c)上，該變壓器(T1)初級繞組的另一端耦接在電源電壓(L1～，N～)的一個極(N～)上，且該開關電源部件(1)的另一個輸出端(d)耦接在電源電壓的另一個極(L1～)上。
9.按照權利要求8所述的電路，其特征在于所述開關電源部件(1)具有一個對所述變壓器(T1)的另一個次級繞組輸出的電壓進行整流的整流電路(D5...D8)和一個由開關元件(S1...S4)組成、用于接通由該整流電路(D5...D8)整流過的電壓的橋式電路，其中由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路的輸入端與該整流電路(D5...D8)的輸出端耦接，由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路的輸出端耦接在該開關電源部件(1)的兩個輸出端上。
10.按照權利要求9所述的電路，其特征在于所述整流電路(D5...D8)有一充電電容器(C1)。
11.按照權利要求9或10所述的電路，其特征在于所述由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路的輸出端上耦接一濾波器(L1，C3)。
12.按照權利要求9至11中任一項所述的電路，其特征在于所述由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路依據所述耗電器具(R1)上的電壓降進行脈沖寬度調制。
13.按照權利要求9至11中任一項所述的電路，其特征在于所述由開關元件(S1...S4)組成的橋式電路借助一個依據所述耗電器具(R1)上的電壓降進行脈沖寬度調制的扼流圈換流器(S5，D9，L2)耦接在所述整流器電路(D5...D8)上。
14.按照權利要求8所述的電路，其特征在于所述變壓器(T1)另一個次級繞組的一端與電源電壓(L1～，N～)的一個極(L1～)耦接，所述開關電源部件(1)根據電壓波動將該變壓器(T1)初級繞組的一端與電源電壓(L1～，N～)的一個極(L1～)或者與該變壓器(T1)另一個次級繞組的另一端連接。
全文摘要
本發明公開了一種可以在電源電壓波動和負載波動下穩定變壓器(T1)次級繞組電壓的穩壓電路，在此電路中或者從變壓器(T1)的次級繞組或者從一輔助變壓器(T2)中輸出一輔助電壓。通過脈沖寬度調制所獲得的這一輔助電壓的部分量與電源電壓(L1～，N～)共同構成變壓器(T1)的初級電壓，從而達到所希望的穩壓。
文檔編號H02J9/06GK1412634SQ0214955
公開日2003年4月23日 申請日期2002年10月9日 優先權日2001年10月9日
發明者赫爾穆特·倫茲 申請人:西門子公司