專利名稱：移相調幅諧振逆變器的制作方法
技術領域：
本發明涉及逆變器，特別涉及移相調幅諧振逆變器。
本發明結構簡單，控制靈活，電壓變化范圍寬，效率達到98％。
實際情況是電容負載二端并聯很大的漏電阻Rc，電感線圈串聯—小電阻RL，因此構成衰減振蕩電路。如要維持等幅振蕩，必須從電源提供能量以補償電阻負載的損耗。當ωL＞＞RL，RC＞＞1/ωC時(其中ω＝2πf)，振蕩頻率基本等于諧振頻率f。
圖2為移相調幅諧振逆變器的原理圖。由電源+V，-V，通過開關Q1和Q2把維持等幅振蕩所需能量直接輸給電感L。下面詳細介紹移相調幅諧振逆變電路的工作原理和實現方法。
初始檢測周期。本周期的目的是在上電后檢測負載(電容)是否接上，確定諧振頻率，為正常逆變器工作做好準備。工作前，電容二端即逆變器輸出端電壓為0，V0＝0，電感L上的電流IL＝0，開關Q1Q2處于斷開位置。+V，-V電源已加上。工作開始Q1接通，這時+V電壓加在電感L二端，電感電流IL開始從0增加，增長速度為di/dt＝V/L，IL流向負載并給電容充電。電容二端電壓V0開始從0上升。經過一段時間(小于1/2振蕩周期)，電感與電容都儲存了一定能量，此時如把Q1關閉，電路即進入自由衰減振蕩。同時把大部分能量通過二極管D1，D2反饋回+V，-V電源。振蕩電流通過電流傳感Is及邏輯電位轉換Vi送到頻率檢測電路，計算出振蕩周期，并判斷其是否在正常工作范圍內，(頻率在400Hz-600Hz之間)。如果周期值不符合，說明負載接錯或根本沒有接上負載，電路將不轉入正常工作，而是不斷作上述初始化的循環檢測，直至電流取樣周期處于設定周期范圍內，電路才開始轉入正常工作。
正常工作過程。此過程目的是維持穩定輸出，同時可以按需要調節輸出幅度。在衰減振蕩的電路中，每個周期在電路上的能量損耗如果得到補充就能保持輸出穩定。根據圖2，如果電感L上的電流IL在整個正向流動(圖中箭頭方向)周期中Q1導通，見圖3-1，3-2，此時IL由電源+V提供；同樣IL為負流向時Q2導通，這種情況下電源給電路提供了最大的功率，同時系統獲得最大的輸出電壓Vom和最大的電流ILm。系統最大輸入功率Pim主要用來抵消系統中電阻的損耗(計算中忽略電感的磁損耗)Pim＝ILm2·RL+Vom2/RC(3)其中Pim為電源最大輸出或系統最大輸入功率；ILm為電感電流最大有效值，Vom為輸出最高電壓有效值。當Rc＞＞1/2πfC時，負載電流IL主要流過電容而可忽略其漏電流，因而有ILm＝Vom·2πfC， (4)代入(3)右式得最大輸入功率(W)Pim(W)＝Vom2[(2πfC)2RL+1/RC](W) (5)輸出最大功率Po＝Vom·ILm＝Vom2·2πfC(VA) (6)效率應與輸出功率PO及內部損耗PRL有關，設η為系統電路效率，可用下式表示η＝PO/(PO+PRL)＝[1/(1+2πfC·RL)]×100％ (7)。
根據有關參考數據，最大尺寸的薄膜電容量C＝10μf·RC＝700Ω，設計頻率為f＝500Hz，從式(1)得L＝10mH。設電感線電阻RL＝0.5Ω，最大輸出電壓為Vom＝220V，·ILm＝Vom·2πfC＝220·0.0314＝6.9A，·內部損耗PRL＝ILm2·RL＝24W，·負載電阻損耗PRC＝Vom2/RC＝69W，·輸出功率PO＝Vom·ILm＝1518VA，·總效率η＝PO/PO+RRL＝1518/(1518+24)＝98.4％。
電源供電最大功率為PRL+PRC＝93W＝Pim，電源平均電流為0.9ILm，Pim＝V·0.9ILm電源V可取V＝Pim/0.9ILm＝93/(6.9×0.9)＝15V。
以上說明采用低頻開關電源以補償諧振電路中內部電阻及負載電阻損耗，只要很低的電源電壓(±15V)、較低的功耗(小于100W)而獲得較高的輸出電壓(220VAC)和較大的輸出功率(大于1500VA)。這種方法特別適用于大電容量的容性負載，同時在工作過程中負載穩定不變這樣的工作條件。以上最大功率的分析是移相調幅的一種特定工作狀態—移相角為零，用以計算電源最大功率和選擇電源電壓。這里忽略了Q1Q2的損耗，因為采用低壓(50V)的MOS功率管，其內阻RDS只有5mΩ，在最大電流達到7A時，開關管功耗低于0.25W。因此在電路中其損耗完全可以忽略不計。至于開關損耗，由于電壓與工作頻率都較低，并且采用了軟開關技術(將在下一節介紹)，損耗應低于電阻損耗。
在諧振電路中，電流和電壓按一定頻率和固定相位差振蕩，如果把開關Q1(Q2)開通和關斷的周期與電路諧振周期一致，但同時在相位上與電流IL相位錯開(見圖3-3)，即可調整電源V的輸出功率，同時達到調整輸出電壓幅度的目的。圖3-3表示開關Q1Q2導通時間與IL相位錯開，Q1從原來IL過0點01接通，02關閉向前移位至A1接通、A2關閉；Q2從原02接通03關閉向前稱位至A2接通A3關閉。則電源+V輸出功率是與IL從01至A2時間段的平均值成正比。在A1至01這段前移時間中Q1的導通使電感L上的反向電流-IL流向電源+V，把能量反饋給電源+V。電源+V在其接通的半個周期中，輸出的平均電流應等于IL從O1到A2的面積(圖3-1垂直線陰影部分)減去A1到01的面積(圖3-1水平線陰影部分)除以半周期時間T/2。同樣地，電源-V提供的有效電流也有相應的調整。電路輸入能量的減少必然導致輸出電壓以及負載電流相應降低。因此調整Q1Q2導通的相位與電流IL相位之間移位角θ的大小即可調整輸出幅度。
設電感電流峰值為ILP，則+V電源提供的電流平均值應是，電流波形從A1到A2該段時間的積分除以該段時間，設平均電流為ILA，ILA=ILPπ∫-θπ-θsinθdθ=ILPπ∫θπ-θsinθdθ]]>解得ILA＝(2·ILP/π)cosθ (8)當θ＝0時，電源給出最大平均電流ILA＝(2/π)ILP＝0.637ILP。同時輸出最大功率V×ILA。當θ前移角θ＞0，θ＜π/2時，輸出幅度受到控制。當θ＝π/2時，ILA＝0，電源輸出平均功率為零，此時相當于A1點和A2點移至電流IL的峰值，電路將按自由振蕩逐漸衰減，直至能量完全在電阻上消耗完。當Q1Q2導通時間周期繼續前移，即θ＞90°θ＜180°，此時反饋回電源的能量將大于電源輸出能量(相當于水平陰影面積大于垂直陰影面積)。這種情況有助于加速系統關閉使輸出電壓為零。若Q1Q2同時全都關閉，電流將通過二極管D1D2把能量全部返回電源，相當于移位180°，這種情況要求電源具有能吸收電流的容量。
以上闡明了移相調幅的原理，即通過調整“電源開關周期”與“電流振蕩周期”之間的相位移來控制電源的輸出功率，從而調整或改變逆變器的輸出電壓幅度。由于Q1Q2的工作周期必須與電路的諧振周期一致，且其相位移調整必須參照電感電流IL的相位，因此控制電路采用電流傳感器把諧振電流取樣為IS(見圖2)，并將其轉換成邏輯電位Vi(見圖3-4)，送到(頻率檢測電路)輸入端。為了實現輸出電壓幅度調整，輸出電壓V0經過KV0分壓送至幅值檢測電路輸入端。控制電路可以實現如下功能1.從電流取樣邏輯電位VI可以檢測到系統諧振頻率和周期，以及電流IL的過零時間0102，電流過零時間也就是輸出電壓的峰值時間。2.幅值檢測電路在電壓峰值時間對輸入端的電壓KVO產生選通，即可測出該點電壓。3.用戶通過調幅使分壓比變化，因而在輸出電壓V0不變的情況下改變K值，幅值檢測電路通過定期檢測KVO值，并通過移相調幅電路調整Q1Q2對IL的相位移，使KVO值保持不變，即可達到電壓調整的目的。例如用戶要把輸出電壓幅度調小，可用調幅把K值提高，幅值檢測電路檢測到調高后的KVO，立即調整Q1Q2開關向左移增加移位角θ，使輸出電壓V0降低，同時KVO也下降，當幅值檢測電路檢測到KVO達到設定電壓時移位停止，輸出電壓即穩定在新的下調值。同樣反向調幅使電壓KVO降低，單片機即調整Q1Q2工作周期右移，減少位移角θ，使V0提高，從而又使KVO回到VS標準值。
在上述的移相調幅方法中，采用增加左移θ角來降低輸出電壓和功率，或稱左移調幅。因為開關管Q1、Q2在左移工作時開關損耗最小。這時Q1Q2是在電流通過管時關斷，而電流通過旁路二極管時(電流反向，開關管D、S二端電壓為OV)接通。這符合MOS開關管軟開關或零壓開關工作條件，開關損耗最小。若采用右移調幅，則情況正好相反，開關損耗由于集中在開關管導通過程而顯著提高。這種控制使輸出功率即使達到2000VA時，Q1Q2仍可采用小封裝(TO-220)場效應管而不加散熱片，元件功耗在0.3W以下。
如圖4所示，諧振逆變器作為一種廣泛應用的產品，必須解決電感的噪聲問題。噪聲的來源主要是(1)磁性材料的磁致伸縮特性，即磁材料沿磁場方向，隨著磁場強度加大而伸長(正磁致伸縮系數)，例如Fe(鐵)或縮短(負磁致伸縮系數材料，例如Ni鎳)。(2)當電感由二段磁材料中間加氣隙(調整電感量)所構成，在磁場變化時由于二段磁材料之間吸力變化而產生振動噪聲，(3)電感線圈的電流與相交磁場之間的作用力也會使線圈活動而產生噪聲，這種噪聲采用真空浸漬使線繞組固定的工藝即可基本消除。
電感在諧振電路工作時，由于有正負雙向對稱工作，因此磁性材料的磁感變化應從-B至+B，即最大磁感變化為2B，見圖5。B必須小于飽和磁感BS，這樣保證整個振蕩工作過程保持線性，以保證輸出電壓波形失真度最小。工作區遠離飽和點還可減少磁滯損耗。(圖5斜線)，我們選取B＝0.7BS，當BS＝5000高斯，B＝3500高斯。
已知電感二端的電壓相當于交流輸出電壓，頻率為500Hz，交流有效值為220V。設電感材料為圓柱形，其直徑為D＝3公分。因此從-B到+B的磁通變化量Δφ＝2B·S，S為磁柱截面積S＝πD2/4＝7cm2。
已知電感二端電壓對時間的積分等于電感磁通變化量Δφ與電感繞組匝數n的乘積nΔφ=(∫0πυpsinθdθ×lmsπ)----(9)]]>VP為電壓峰值，υp=220×2,]]>0至π積分相當于正半周期0-t＝1ms積分，應乘以1ms/π以便置換成時間。
Δφ＝2BS＝2×3500G×7cm2＝49000Gcm2(10) 由于100G＝1volt·μ·s/cm2，代入(10)Δφ＝490v·μ·s (12)根據(11)和(12)n＝(11)/(12)＝198000/490＝404匝。
上述電感的設計是根據諧振周期f和電壓幅度υP，在選定磁材料B和磁柱直徑D(截面積S)的條件下得到電感的匝數。電感L的值取決于諧振頻率f(或周期T)和電容C。
當f＝500Hz，C＝10μf，L＝10mH。
電感繞線所用銅線根據電流大小和允許線圈發熱程度，已知最大電流為6.9A，并要求設備內不加風扇散熱，按較嚴格的750cir mil/amp的電流容量，選用AWG13#線，線直徑1.9mm。
用單根直徑為3公分的磁性圓柱上面繞上404匝線圈，經試驗，其電感必然大于10mH，這一特性給我們設計電感帶來許多有利因素；首先我們可以選擇多段短磁柱，當中加上墊片用膠粘結成一根磁柱，這樣要比整根長磁柱價格便宜，且可通過調整墊片厚度來調節電感值。3是用8個直徑3公分高度為2公分的磁柱，磁柱3之間插入一片厚度為0.5--2mm的玻璃絲布圓片4用環氧樹脂粘結壓緊形成一根完整的磁棒，直徑為1.9mm的400多匝漆包線1繞在塑料圓筒圖2上。磁棒則插入圓筒內，這樣可以準確地設計和生產出所需諧振電感，當線圈經過真空浸漬后，線圈噪聲可完全消除。磁致伸縮產生的噪音，由于磁柱分成8段，變短，比整根長磁棒固有振蕩頻率高，遠離500Hz，同時當中墊片和粘合劑選擇適當也有緩沖和消音作用。
最后，磁棒與塑料筒內壁有一定空隙供磁棒散熱，在空隙間墊上細長圓條狀的彈性材料5，使磁柱處于圓筒中心，且與筒內壁軟接觸。這樣磁柱的振動經過緩沖而不是直接作用筒上，減少噪音外傳。經過以上一些工藝處理，電感噪音已明顯下降，達到實用的要求。進一步選擇合適材料和工藝，例如在不影響磁柱散熱的條件下把圓柱兩邊用蓋板封住，使圓柱縱向振動不能通過圓柱二截面傳出去。
權利要求
1.一種移相調幅諧振逆變器，包括開關Q1Q2，用于控制逆變器的通斷；電感L和負載電容C，用于產生逆變器的振蕩輸出；電流取樣電路，用于取樣諧振電流；控制器，用于調整開關Q1Q2導通的相位和諧振電流相位之間的移位角。
2.按權利要求1所述的逆變器，其特征在于所述開關Q1Q2的通斷周期與逆變器諧振周期一致。
3.按權利要求1所述的逆變器，其特征在于所述開關Q1Q2并聯一二極管。
4.按權利要求1所述的逆變器，其特征在于所述控制器包括初始化檢測模塊，開始工作時用于檢測諧振電路頻率是否在正常范圍內；頻率檢測模塊，用于檢測諧振頻率；頻率鎖定模塊，用于將工作頻率鎖定在正常諧振頻率范圍；開關驅動模塊，用于控制開關Q1Q2的通斷；幅值檢測模塊，用于檢測逆變器的輸出幅度；移相調幅模塊，根據幅度檢測值調整開關相位從而調整逆變器的輸出幅度。
5.按權利要求1所述的逆變器，其特征在于還包括接在負載電容兩端的保護元件。
6.按權利要求1所述的逆變器，其特征在于所述電感為多段磁芯，兩段磁芯之間有墊片。
7.按權利要求6所述的逆變器，其特征在于所述磁芯插入繞有線圈的圓筒內，磁芯與圓筒內的間隙填充有彈性材料。
8.按權利要求6所述的逆變器，其特征在于所述墊片的厚度為0.5-2.0mm。
全文摘要
一種移相調幅諧振逆變器，包括開關Q
文檔編號H02M7/538GK1464630SQ0212330
公開日2003年12月31日 申請日期2002年6月14日 優先權日2002年6月14日
發明者伍福寧 申請人:伍福寧