專利名稱：用于控制矩陣轉換器的方法
技術領域：
本發明涉及一種控制矩陣轉換器的方法，該矩陣轉換器具有9個設置為3×3開關矩陣的雙向功率開關，其中，借助空間向量調制方法，用所屬時間間隔計算一個調制周期的開關狀態。
矩陣轉換器涉及自引導的直接轉換器。它可以將系統中不變的三相電網轉換為具有可變電壓和頻率。通過設置為3×3開關矩陣的雙向功率開關，矩陣轉換器三個輸出相位中的每一個都與輸入相位電氣相連。矩陣轉換器的相位由三個雙向功率開關的裝置組成，該裝置一方面分別與各輸入相位相連，另一方面與輸出相位相連。這樣的裝置也表示為3×1開關矩陣。該矩陣轉換器需要中間回路。自引導的直接轉換器所具有的優點是，其通過該拓撲結構具有反饋能力，并通過相應施加的控制獲得正弦形的電網電流。
矩陣轉換器的雙向功率開關各具有兩個反串連連接的半導體開關。作為半導體開關，優選采用絕緣柵級雙極晶體管(IGBT)，其各具有一個反并聯的二極管。這樣設計的雙向功率開關優選用于轉換小功率和中等功率。通過控制雙向功率開關的半導體開關，各自在由該半導體開關裝置確定的方向上連續電流通路。如果控制雙向功率開關的兩個半導體開關，則該雙向功率開關雙向導通，且可以在兩個方向上流通電流。由此在矩陣轉換器的輸入相位和輸出相位之間產生可靠的電連接。如果只控制雙向功率開關的一個半導體開關，則該雙向功率開關不雙向導通，且在矩陣轉換器的輸入相位和輸出相位之間產生的電連接只用于優選的電流方向。
通過獲得的開關位置組合在調制周期內的時間序列，可以產生在時間平均值上邊界任意的輸出電壓。控制矩陣轉換器的技術問題在于，根據輸入電壓空間向量的知識和輸出電壓空間向量的期望值計算出合適的開關組合。
迄今為止公知的控制方法或者是面向相位的方法，或者是面向空間向量的方法。
面向相位的控制方法已在Alberto Alesina和Marco G.B.Venturini的出版物“Analysis and Design of Optimum-amplitude Nine-Switch Direct AC-ACconverters(最佳振幅9開關直接AC-AC轉換器的分析和設計)”，IEEETranctions on Power Electronics，第4冊，Nr.1，1989年1月，101至112頁中詳細描述，而在LászlóHuber和Du an Borejevi 的公開出版物“SpaceVector Modulated。Three-Phase to Three-Phase Matrix Converter with InputPower Factor Correction(具有輸入功率因子校正的空間向量調制的三相到三相矩陣轉換器)”，IEEE Tranctions on Industry Applications，第31冊，Nr.6，1995年11/12月，1234至1245頁中，詳細描述了面向空間向量的控制方法。就開關損耗性能來說，該面向空間向量的控制方法存在顯著的缺陷。由于在輸出電壓和輸入電流中存在具有對應于調制頻率的脈沖頻率的片段，還包括具有雙倍脈沖頻率的片段，因此造成該方法的開關損耗性能很差。
P.Nielsen、F.Blaabjerg和J.K.Pedersen的出版物“Space Vector ModulatedMatrix Converter with minimized Number of Switchings and a FeedforwardCompensation of Input Voltage Unbalance(具有最小數量開關和對輸入電壓不平衡進行前饋補償的空間向量調制的矩陣轉換器)”，Proceedings of the1996 International Conference on Power Electronics．Drives and Energy Systemsfor Industrial Growth，833至839頁中，公開了一種用于減少換向的方法。
其中，借助空間向量調制方法，計算4個激活的開關狀態和一個在矩陣轉換器輸出端產生具有振幅為0的電壓空間向量的開關狀態。在該出版物中，這些開關狀態表示為激活的向量或零向量。在矩陣轉換器的空間向量調制中，輸入電壓向量和輸出電壓向量一方面存在于自己的區域中，另一方面也存在于相鄰的區域中。除了所述組合之外，還可以進行任意組合。無論如何，一般將脈沖頻率，即電壓空間向量序列，設計為鏡像對稱，其中，零向量設置于4個激活的向量中間。如果矩陣轉換器的輸入電流向量和輸出電壓向量各自位于自己的區域，則脈沖序列具有8次換向。然而，如果這些向量位于相鄰區域，則脈沖序列具有lO次換向，這不是最佳的。在這種情況下，利用該出版物中介紹的最優化可以產生也僅具有8次換向的脈沖序列。該最佳脈沖序列由所計算的4個激活向量和一個零向量組成。最佳脈沖序列與非最佳脈沖序列的不同之處在于，在最佳脈沖序列中激活的向量從時間上被替代，并選出一個合適的零向量。在此，由這三個可能的零向量所選出的是僅引起換向的向量。通過這種優化的空間向量調制方法，可以達到每個調制周期僅出現8次換向。通過減少每個調制周期的換向次數，可以減少矩陣轉換器的開關損耗。
該控制方法在開關損耗性能方面也存在一個缺陷，因為對空間向量調制方法的優化僅考慮了換向數量，而沒有考慮出現換向時的電壓。
本發明要解決的技術問題是，就開關損耗性能進一步優化該公知的控制方法。
通過將借助空間向量調制方法計算的矩陣轉換器的開關狀態拆分為涉及輸出相位的開關狀態，存在這樣一種可能，即在為每個涉及輸出相位的開關狀態配置一個所屬的時間間隔之后，從這些涉及輸出相位的開關狀態中分別為一個調制周期內的每個輸出相位產生一個獨立的任意脈沖序列。涉及輸出相位的開關狀態以何種順序排列，這取決于輸入電壓。這樣對每個輸出相位各開關狀態進行分類，即序列換向總是發生在相鄰的輸入電壓上。通過由輸入電壓優化調制周期內的脈沖序列，顯著減小了矩陣轉換器的開關損耗。
通過對計算的矩陣轉換器開關狀態關于輸出相位進行再分類，產生一個在原始計算的一個調制周期的開關狀態中不會出現的開關狀態。該開關狀態保證，每個矩陣轉換器的輸出相位與一個和其它輸出相位不同的輸入相位相連。所屬的輸出電壓空間向量由于其圓形軌跡而被描述為“旋轉空間向量”。在空間向量調制中，由于輸出電壓的最大值太小，這類開關狀態被排除在外。然而，在根據本發明的控制方法中，在一個調制周期內部產生這類開關狀態，而不存在上述缺陷。
為進一步說明本發明，參考其中概略性示出本發明方法的附圖。其中
圖1示出了矩陣轉換器的等效電路圖；圖2示出了根據圖1的矩陣轉換器在時間t上的輸入電壓周期；圖3示出了計算的具有所屬時間間隔的開關狀態表；圖4示出了在輸出相位分裂后根據圖3的表格；圖5和6分別示出了一個不同脈沖序列涉及輸出相位的開關狀態表；圖7在各曲線圖中示出了在沒有優化的空間向量調制中，時間t上的耦合輸出電壓和相位輸出電壓；圖8在各曲線圖中示出了在按照本發明的空間向量調制中，時間t上的耦合輸出電壓和相位輸出電壓。
圖1示出了三相矩陣換向器4的等效電路圖。該三相矩陣轉換器4具有被設置為3×3開關矩陣的9個雙向功率開關S11、...、S33。通過該設置為3×3開關矩陣6的9個雙向功率開關裝置S11、...、S33，每個輸出相位1、2、3可以與矩陣轉換器4的任意輸入相位1、2、3接通。在矩陣轉換器4的輸出相位1、2、3上連接了一個電感負荷的負載8。輸入相位1、2、3與一個LC濾波器10連接，該濾波器在輸入端與沒有詳細示出的電網相連。該LC濾波器10具有電感12和電容14。在此，電容14以星形接線，也能以三角形接線。電感12設置在電容14的輸入導線上，從而平滑其負載電流。矩陣轉換器4的一個相位具有三個雙向功率開關S11、S21、S32或S12、S22、S32或S13、S23、S33，這些開關可以將輸入相位1、2、3與一個輸出相位1或2或3相連。該矩陣轉換器相位具有3×1開關矩陣。
圖2示出了矩陣轉換器4輸入端1、2和3的電網電壓U1、U2和U3在時間t上的曲線圖。對該電網電壓U1、U2和U3僅示出了在一個電網周期T上的時間變化曲線。根據空間向量調制將該電網周期T劃分為6個區域I、...、VI。每個區域包括60°電氣(el.)，其中區域邊界每次都與一個電網電壓U1或U2或U3的過零點一致。此外，在該圖中還描繪了其它區域I’、...、VI’，其區域邊界總是與耦合電網電壓的過零點一致。這些區域I’、...、VI’相對區域I、...、VI移動30°電氣。在偏移設置的區域I’、...、VI’內的數列分別給出了矩陣轉換器4的換向序列。
圖3示出了一個兩欄的表格，一欄為“時間間隔”，一欄為“開關狀態”。在后一欄中，填入一個調制周期或半個調制周期的4個激活開關狀態121、122、133和131以及一個開關狀態111。激活的開關狀態121、122、133和131產生不為0的輸出電壓空間向量u0。開關狀態111產生振幅為0的輸出電壓空間向量u0。因此，在開始所述與空間向量調制相關的文獻中也談到了激活的空間向量和零向量。
根據該表，通過一個例如122的三重數組，描述矩陣轉換器4的開關狀態。為此，第一數字給出了通過它輸入相位應當或就是與矩陣轉換器的第一輸出相位1相連。第二數字給出了通過它輸入相位應當或就是與矩陣轉換器的第二輸出相位2相連。第三數字給出了與矩陣轉換器4的輸出相位3的連接。也就是說，根據開關狀態122，矩陣轉換器4的第一輸出相位1應當與輸入相位U1相連，第二輸出相位2與輸入相位U2相連，第三輸出相位3與輸入相位U3相連。該開關狀態所屬的時間間隔Tβμ＝a給出了該開關狀態應當存在多久。如果執行開關狀態122，則閉合雙向功率開關S11、S22、S23。
圖3所示的表格示出了Huber和Borejevi 的出版物中的計算示例，尤其是表III和圖9，它在采用輸入功率因子cos的條件下由輸入電壓范圍I中的一個獲得。
圖4示出了一個通過拆分圖3中表格而產生的表格。也就是說，每個三重數組都被拆分為該數組的三個數字，每個數字都具有該三重數組所屬的時間間隔。因此，獲得了矩陣轉換器4的涉及輸出相位的開關狀態。
在拆分了借助空間向量調制方法計算的一個調制周期的開關狀態之后，涉及輸出相位的開關狀態在其時間序列中(關于從上至下的圖中的表格)被分別重新分類。借助獲得的電網電壓U1、U2和U3進行該分類，其中需要注意的是，序列換向總是只在相鄰的電網電壓U2或U3或U1上進行。根據圖3，在根據Huber和Borejevi 的出版物的上述假設下計算用于空間向量區域VI的開關狀態。根據圖2的曲線圖，具有優化的換向序列132和123的區域I’和VI’屬于空間向量區域VI。圖5示出了根據新分類的一個脈沖序列132，而圖6示出了根據新分類的另一個脈沖序列123。現在這兩個表格分別給出了根據該再分類產生的輸出電壓空間向量。
通過對根據圖3中表格的開關狀態和根據表格5的開關狀態進行比較，其中表格5示出了每個調制周期的一個132換向序列，可以知道，根據圖3的矩陣轉換器的開關狀態122a和111c沒有發生改變。假設時間間隔e大于時間間隔b，則在根據圖5的優化換向序列中，與根據圖3的換向序列相比，出現了開關狀態123b。這類開關狀態使得矩陣轉換器4的每個輸出相位都與矩陣轉換器4的另一個輸入相位相連。通過該開關狀態產生的電壓向量稱為所謂的“旋轉空間向量”。圖3的換向序列和圖5的換向序列在上述假設下的比較說明了，開關狀態133的時間間隔e被縮短了時間間隔b，而開關狀態131的時間間隔d被延長了時間間隔b。
假設時間間隔b大于時間間隔e，在根據圖5的優化換向序列中，與根據圖3的換向序列相比，出現了又稱為“旋轉空間向量”的開關狀態123e。此外，圖3中空間向量121的時間間隔b通過優化被縮短了時間間隔e，而圖3中開關狀態131的時間間隔d被延長了時間間隔e。
圖7分別在一個曲線圖中示出了矩陣轉換器4輸入星形連接點的耦合輸出電壓u12和相位輸出電壓u1，其中采用了公知的空間向量調制方法。根據該表示，0至100μsec之間的時間間隔是脈沖序列小-大-小，而700至800μsec之間的時間間隔是脈沖序列大-小-大-小-大。0至100μsec之間時間間隔中的脈沖序列與約10kHz的脈沖頻率對應，而700至800μsec之間時間間隔中的脈沖序列與20kHz的脈沖頻率對應。這示出了在傳統空間向量調制方法中具有的原理性不均勻性，該不均勻性會導致較高的開關損耗。
圖8分別在一個曲線圖中示出了矩陣轉換器4輸入星形連接點的耦合輸出電壓u12和相位輸出電壓u1，其中采用了根據本發明的空間向量調制方法。通過采用本發明的空間向量調制方法，0至100μsec之間時間間隔中的脈沖序列與700至800μsec之間時間間隔中的脈沖序列一致。因此，脈沖頻率和調制頻率相等(在此10kHz)。
借助本發明用于矩陣轉換器4的空間向量調制方法，可以使矩陣轉換器4的開關損耗性能不僅通過最小化一個調制周期內的換向次數而獲得改善，而且如果在此只考慮換向電壓的影響時也能獲得改善。為了最小化矩陣轉換器4的開關損耗，可以采用兩種優化方法用于空間調制方法。
權利要求
1.一種控制矩陣轉換器(4)的方法，該矩陣轉換器具有9個設置為3×3開關矩陣(6)的雙向功率開關(S11，...，S33)，其中，借助空間向量調制方法，分別用所屬時間間隔計算一個調制周期的開關狀態，其特征在于，將計算的開關狀態分別拆分為該矩陣轉換器(4)輸出相位的開關狀態，這些開關狀態分別配置有一個所屬的時間間隔，而且根據獲得的輸入電壓(U1，U2，U3)將具有所屬時間間隔的涉及輸出相位的開關狀態在時間上這樣組合成調制周期的脈沖序列，使得序列換向總是發生在相鄰的輸入電壓(U1，U2，U3)上。
全文摘要
本發明涉及一種控制矩陣轉換器(4)的方法，該矩陣轉換器具有9個設置為3×3開關矩陣的雙向功率開關(S11，...，S33)，其中，借助空間向量調制方法，分別用所屬時間間隔計算一個調制周期的開關狀態。根據本發明，將計算的開關狀態分別拆分為該矩陣轉換器(4)輸出相位(1，2，3)的開關狀態，這些開關狀態分別配置有一個所屬的時間間隔，并且，根據確定的輸入電壓(U
文檔編號H02M5/257GK1476664SQ01819259
公開日2004年2月18日 申請日期2001年11月15日 優先權日2000年11月22日
發明者休伯特·希爾林, 奧拉夫·西蒙, 曼弗雷德·布魯克曼, 西蒙, 休伯特 希爾林, 德 布魯克曼 申請人:西門子公司