用于具有二次脈寬調制控制的回掃變換器的啟動電器的制作方法

專利名稱：用于具有二次脈寬調制控制的回掃變換器的啟動電器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種電子開關電源，其具有高的輸入電壓，并應用于小功率的情況，例如離線的電池充電電路，其要求由輸入側的交流電源線提供的自含的偏置電源。由于安全的原因，需要在開關電源變換器的輸入電源線和輸出功率之間提供電絕緣。在交流電源線供電的開關電源變換器中，輸出絕緣一般通過在變換器的輸入側和輸出側之間提供一個變壓器來實現。高壓開關元件和脈寬調制(PWM)控制電路一般被設置在變壓器的一次側。為了調節輸出電壓或輸出電流，或者調節輸出電壓和輸出電流，提供一個或幾個反饋環，用于把來自輸出側的控制值連接到輸入側的控制電路。由于需要絕緣，從輸出側到輸入側的反饋通路也必須被隔離。控制值的隔離通常通過使用通過一個光隔離裝置的光耦合來實現，或者通過使用經過控制變壓器的感應耦合來實現。跨過絕緣隔離器被傳輸的信號通常是模擬信號，并且，例如，對由于溫度變化，由于隔離電路的非線性而引起的失真，以及隔離電路或元件的帶寬的限制而導致的噪聲和參數漂移是敏感的。
根據上述理由，可以在開關電源中包括一個二次側控制電路。在使用二次側控制時，PWM控制電路完全被設置在二次側上，而電子開關元件被設置在一次側上。因為所有的輸出電壓或電流的檢測都在二次側進行，所以不需要跨過絕緣隔離器傳遞模擬控制信號。而是，控制電路產生一個導通截止脈寬調制控制序列，這個序列例如通過脈沖變壓器被耦合到一次側開關元件上。因為和一次側上的交流電源線實行直接連接，在啟動時在二次側PWM控制電路不能夠容易地獲得功率。因而，必須采取專門措施，以便確保在最初經過交流電源線加上功率時電源裝置開始工作。
圖1是一種具有二次側控制的常規的開關電源20的例子。電源20包括輸入側21和輸出側22，它們由開關電源變壓器17隔離，所述變壓器具有一次繞組4和兩個二次繞組5和6。一次繞組4和高頻逆變器2相連，所述逆變器又和與交流電源線直接相連的輸入濾波器以及極性保護(整流器)電路1相連。在電源20的工作期間，變換器電路2內的開關元件引起流過一次繞組4的交流電流，并在二次繞組5和6中感應出電流。輸出整流器和濾波電路7和二次側6相連，并且把感應的交流功率電進行整流，以便提供具有所需電壓和電流值的直流功率。
為了把電路7的輸出調節到一個所需的值，提供一個控制電路15。在圖1的例子中，控制電路15包括一次側控制電路12，其產生一個啟動開關波形，和二次側控制電路14，其產生利用反饋控制調節的PWM控制信號。脈沖變壓器16提供一次側/二次側隔離，并通過控制通路13把來自二次側控制電路14的PWM控制信號耦合到高頻逆變器電路2。一次側通斷開關10旁路一次側控制啟動電路12，和/或二次側通斷開關11旁路二次側控制電路14。開關10和/或開關11可以被提供用于控制電源20的啟動和停止操作。
為了提供初始的啟動，一次側控制啟動電路12通過位于整流器1和逆變器2之間的直流母線上的電阻R1獲得操作功率。一次側控制啟動電路12經過通路3向逆變器2輸出一個方波開關控制信號，該控制信號旁路脈沖變壓器16，以便在啟動期間控制高頻逆變器電路2。在啟動之后，當有足夠的能量被傳遞給二次繞組6以便操作二次側控制電路14時，來自二次繞組5的反饋信號將使一次側控制電路12停止發出方波開關信號。從這一點開始，二次側控制電路14將通過控制通路13和反饋隔離脈沖變壓器16進行逆變器2的全部的開關控制。二次側控制電路14通過比較輸出電壓值和預定的參考值進行常規的電壓調節，以便調節高頻逆變器2的開關元件的通斷占空比。電源變壓器17一般是降壓變壓器，雖然這并不是必須的。在二次繞組6中感應的低電壓向輸出整流器和濾波器電路7提供功率，濾波器電路接著在輸出端提供一個平滑的穩定的直流電壓。
因為從輸出端到二次側PWM控制電路14的反饋控制線8中沒有隔離元件，所以不存在上述的關于模擬信號隔離的限制。不過，和常規的一次側控制方法相比，用于二次側控制電路14的啟動功率更難于獲得，在一次側控制方法中全部控制電路被設置在電源變壓器的一次側上。一種常用的方法是包括一個電子電路，用于產生具有固定的頻率和占空比的PWM信號或者方波信號，以便使啟動功率傳遞給二次側控制電路14。因為這個啟動電子電路12位于一次側，所以這些元件承受來自交流電源線的高電壓，因而需要高壓硅集成電路工藝來實現啟動電路12。
從可靠性的觀點看來，需要把一次側上的整流器和逆變器2中的開關元件限定為硅原件。其它的擔心和缺點包括用于提供有效的啟動電路而導致的附加成本和復雜性。

發明內容
本發明的總的目的在于提供一種隔離輸出的開關式電源，其包括一個簡化的輸入側啟動電路和一個低壓輸出側集成控制電路，其克服了現有技術中的限制和缺陷。
本發明的另一個目的在于，提供一種隔離輸出的開關式電源，其包括在初始啟動間隔期間使用自振蕩的啟動電路和低壓輸出側集成控制電路，所述控制電路在只要二次側功率可以得到時便接管啟動電路的控制，其在某種意義上能夠克服現有技術的限制和缺點。
本發明的第三個目的在于，提供一種開關式電池充電器電路，其在世界各地使用的各種交流電源線電壓下都能可靠地啟動和工作。
本發明的第四個目的在于，提供一種低壓集成電路，用于從開關式電源的二次側控制所述開關方式電源，其在某種意義上能夠克服現有技術的限制和缺點。
本發明的一個方面，提供一種隔離輸出的開關式電源，其具有一個一次繞組和至少一個二次繞組的變壓器。第一整流濾波器對從交流電源線上汲取的輸入功率進行整流和濾波。一個包括一次繞組和開關場效應晶體管的源極-漏極通路的串聯網絡能夠使能量傳遞給變壓器的鐵心。一個包括第一電阻-電容網絡的啟動電路被連接用于在初始加電期間直接向晶體管的柵極提供一個從整流的輸入電源得到的下降的電壓值，使得所述晶體管導通，并通過一次側把輸入功率傳遞給所述鐵心，直到所述電阻電容網絡的時間常數使所述晶體管停止導通。當通過一次繞組的導通停止時，存儲在鐵心中的能量便傳遞給二次繞組。一個第二整流器和小值的濾波電容器和二次繞組相連，用于產生一個初始操作低電壓。一個集成電路芯片在電氣上被配置和連接，用于接收和使用所述初始操作低電壓，以便開始產生開關脈沖，并通過一個隔離電路向晶體管的柵極產生和輸出所述開關脈沖，使得在按照初始下降電壓值使晶體管停止導通之后，立即發生晶體管的控制轉換。在本發明的這個方面，變壓器最好具有一個第二次繞組，并且所述電源還包括第三整流器，用于產生第二二次側電壓。一個包括第三電容器，第一電感器和第四濾波電容器的限流網絡在初始啟動期間使輸出負載和第二二次繞組實行初始隔離，而在初始啟動之后對第二二次電壓濾波并把第二二次電壓作為穩定的直流電源提供給負載。按照本發明的另一個方面，一個輸出值監視器被連接在包括第二二次繞組和第三整流器的網絡中，并且所述集成控制電路芯片和所述輸出值監視器電氣相連，并且相對于監視的流到負載的電源的輸出值調節開關脈沖的占空比。
在本發明的另一個方面中，一種隔離輸出開關電源包括具有一次繞組和二次繞組的變壓器。第一整流器整流來自交流電源線的輸入功率。一個串聯網絡包括所述一次繞組和一個開關場效應晶體管的源極-漏極通路。一個諧振電路網絡和所述晶體管的柵極相連，用于在初始加電間隔期間使所述晶體管發生自振蕩(開關)，使得所述晶體管把輸入的交流電流通過一次側傳遞給變壓器的鐵心。此時，存儲在變壓器鐵心中的能量被傳遞給二次繞組。一個第二整流器和一個小值的濾波電容器和所述二次繞組相連，用于產生一個初始操作低電壓。電氣連接一個集成控制電路芯片，用于接收和使用所述初始操作低電壓，以便開始產生并輸出開關脈沖。一個隔離電路包括一個脈沖變壓器，所述脈沖變壓器具有一個二次繞組，其形成諧振電路網絡的一部分，并把開關脈沖傳遞給晶體管的柵極，因而使晶體管在初始加電間隔過后停止自振蕩。
在本發明的一個相關的方面中，提供一種低壓開關電流控制集成電路，用于具有由電源變壓器和輸出側隔離的輸入側的開關電源內。一次側包括電源變壓器的一次繞組，第一整流器和濾波器，用于整流和濾波來自交流電源線的交流電流，從而提供一次直流電流，一個MOSFET開關，其具有和一次繞組串聯的源極和漏極電流通路，并具有一個柵極電路，啟動電路裝置，用于使所述MOSFET開關初始導通，并在初始啟動間隔期間把能量傳遞給電源變壓器的鐵心中。隔離的二次側至少包括第一二次網絡，其具有第一二次繞組和第二整流器和濾波器，用于對所述能量進行整流和濾波而成為低的操作電壓。低壓電流控制集成電路產生控制脈沖，用于在收到低操作電壓時控制柵極電路。二次側最好還包括第二二次網絡，其具有第二二次繞組和第三整流器、隔離器以及濾波器，用于在初始啟動間隔期間進行整流，初始隔離，然后對來自變壓器的能量進行濾波和平滑而成為用于外部負載的輸出功率。按照本發明的這個方面，所述集成電路包括(a)低值操作電壓監視電路，其被連接用于監視由所述第一二次網絡提供的操作電壓的值；(b)線性濾波控制電路，其被連接用于在初始啟動間隔期間隨著操作電壓值的增加把外部電容器的電容附加到第二整流器和濾波器；(c)輸出功率監視電路，用于監視應用于外部負載的輸出功率，以及(d)脈寬調制脈沖發生器電路，用于產生具有由監視的輸出功率控制的寬度的循環控制脈沖，所述控制脈沖通過一個隔離電路例如隔離電容器和脈沖變壓器被提供給MOSFET開關的柵極。
在本發明的這個方面中，輸出功率監視器電路最好包括電壓監視器和電流監視器。
本發明的這些和其它的目的，優點，方面和特征，本領域技術人員通過結合附圖閱讀下面優選實施例的詳細說明，將會更加充分地理解。


圖1是常規的開關電源的功能方塊圖，其中使用一次側控制器用于啟動，使用二次側PWM控制器進行開關控制；圖2是一種離線開關電源第一優選實施例的功能原理電路和方塊圖，其中包括按照本發明的原理的控制電路；圖3是在圖2的電源中使用的單片控制電路的功能原理電路和方塊圖；圖4(A)-4(E)是沿著共同的水平時基繪制的一組電壓和電流波形圖，表示例如響應120V的一次電壓圖2的電路的啟動方式和操作方式的波形；圖5(A)-5(E)是一組電壓和電流波形圖，其和圖4的波形類似，表示例如響應370V的一次電壓圖2的電路的啟動方式和操作方式的波形；圖6是一種離線開關電源第二優選實施例的功能原理電路和方塊圖，其中包括按照本發明的原理的控制電路；圖7是在圖6的電源中使用的單片控制電路的功能原理電路和方塊圖；圖8是沿著共同的水平時基繪制的一組電壓和電流波形圖，表示在自振蕩啟動間隔期間圖6的電路的操作；圖9是圖6的電路在由自振蕩向PWM控制轉換的期間圖6的電路的一組電壓和電流的波形圖；以及圖10是一組電壓和電流波形圖，表示隨著圖9的從自振蕩向PWM控制的轉換的進展直到達到一個最終值時的過程中偏壓的增加。
具體實施例方式
參見圖2，按照本發明的原理的開關電源100包括變壓器73，其具有在一次側102上的一次繞組91和在二次側104上的兩個二次側繞組92和93。一次側102包括開關晶體管75，最好是N溝道增強型金屬氧化物硅場效應晶體管(MOSFET)，具有和一次繞組91的一側相連的漏極和與一次側地回路相連的源極。晶體管75包括絕緣柵極，其具有電容器74，與從全波整流器71的輸出延伸的正的直流母線相連，并具有電阻78和齊納二極管79，和一次側地回路相連。電容器74向柵極提供初始充電電流，電阻78使電容器74在啟動期間能夠充電。齊納二極管79把柵極電壓箝位到一個安全值。
二次側104包括整流二極管80，其整流在二次繞組92中感應的電流。包括電容器82，電感器81和電容器83的一個網絡接收并濾波得到的直流電壓，并將其提供給端子106作為輸出電壓，以便供給外部使用，例如對鋰離子電池單元充電。應當注意，電容器83提供一次濾波和平滑功能，同時電感器81和電容器82限制在初始啟動期間濾波電容器83的初始沖擊電流達到最大值，這在下面還要說明。電流檢測電阻86和包括電阻84和85的電阻分壓器網絡向充電控制電路89提供電流和電壓監視值。
二極管87被連接用于整流在二次繞組93中相對于二次側地感應的電流，并且包括一個小值的啟動濾波電容器88，用于向充電控制電路89提供直流。充電控制電路89最好作為一個單片硅集成電路被構成。控制電路89的電路將在圖3中描述，并結合圖3進行說明。除去對二極管87的連接線118和小值電容器88之外，充電控制電路89包括對輸出節點106的輸出電壓監視連接線117，對在電阻85和86之間的節點的電流監視連接線116，以及對電阻85和84之間的節點的恒流方式檢測連接線115。電路89還包括對二次側地的接地連接線114，以及對在一次/二次接口的二次側上的脈沖變壓器77的繞組的兩個控制連接線113和112。隔離電容器76和一個控制連接以及變壓器77的二次側繞組串聯連接。充電控制電路89還包括對相對高值的濾波電容器90的連接線111，所述電容器也和二次側地相連。
在啟動時，因為電容器74上的初始電壓是0，這是因為具有通過電阻78的漏極通路，一個沖擊電流流入電容器74，所述沖擊電流具有足以在MOSFET開關75的柵極提供導通控制電位的幅值。此時，開關75被驅動導通。在初始導通間隔期間，一次電流線性上升，直到MOSFET開關75截止。當電容器74被完全充電到在全波整流器71的輸出端出現的母線電壓，并且MOSFET開關75的柵極電壓相對于一次側地變為0時，在一段時間間隔之后發生截止，所述時間間隔由電容74和電阻78建立的電阻電容(RC)時間常數確定。
在二次側，二極管87開始導通，并且在變壓器73中存儲的能量作為初始直流操作電流被傳遞給充電控制電路89。在變壓器73中存儲的能量的數量由一次側上的電容74和電阻78確定的RC時間常數設置。因為在MOSFET開關75截止之后二極管78還導通，所以存儲的能量的一部分被傳遞給輸出電容器82和83。因為一般變壓器的磁心的尺寸有限，所存儲的能量相當小。因而，使主輸出電容器的能量傳遞最小化，以便使較多的能量用于控制電路89的初始加電是重要的。為此，電感器81和電容器82限制提供給電容器83的初始能量。應當注意到，電容器82和83是小值的電容器，因而需要相當小的能量用于在初始啟動間隔期間充電。假定它們存儲的能量等于從變壓器73接收的能量，則能量平衡公式為
Lpri*Ip2＝C3*Vcc_ST2其中Lpri是變壓器73的一次繞組91的一次電感，Ip是當MOSFET開關75截止時通過繞組91的一次電流，C3是二次側93的初始濾波電容器88的電容，Vcc_ST是控制電路89被啟動時的門限電壓值。
在一次功率最初被提供給電源100時電源輸出106近似短路或具有一個對二次側地非常小的電阻的情況下，一次電感的值被急劇地減少到一個漏電感值，因而不會經過二極管87和電容器88存儲足夠的能量使控制電路加電。因為電阻78和電容器74的RC電路在電源加電期間只操作一次，MOSFET開關75將保持在其非導通狀態或截止狀態，直到電源被去掉，所述短路從輸出106被除去，并且再施加初級電源。因而，基于RC的啟動電路提供了一個自保護防止加電故障狀態，例如在輸出端106對二次側地短路的附加特征。
圖3詳細說明包括在圖2的開關式電源中的充電控制電路89的結構和功能。因為充電控制電路89全部位于開關電源的二次側104上，其可以通過使用低壓集成電路設計方法以相對低的成本被制成集成電路，例如其最大電壓為10V。在實施時，充電控制電路89最好包括圖3所示的電路元件和連接，包括單板的電壓參考調節器，用于分別對單板的誤差放大器31，42，44，46和48提供預定的參考電壓33，43，45，47和49。初始功率被提供給啟動連接線118，以便啟動電路89。產生PWM，并通過脈沖變壓器77的感應被傳遞給電源的一次側上的控制MOSFET75的柵極。當控制MOSFET75變為導通時，更多的能量被傳遞給二次繞組93，在連接線111上的大值濾波電容器90的電壓逐漸增加，其通過FET30和連接118并聯，作為線性調節器，借以使電容器90和相對低值的電容器88并聯，并在啟動之后提供更多的能量保持能力，用于控制電路89。
誤差放大器31限制通過晶體管30的電流，借以提供一個線性調節器，用于調節流入電容器90的充電電流，以便避免放電被保持在相對小的值的濾波電容器88中的電荷，從而確保控制電路89在啟動程序期間有效地維持加電。當較大值的濾波電容器83和90開始充電時，在輸出106開始得到提供的功率。通過電壓檢測連接117由電路89檢測二次電壓，并在參考放大器42內與內部電壓參考值43進行內部比較。然后，參考放大器42在誤差放大器38內與由斜坡振蕩器40產生的斜坡電壓比較，以產生設置觸發器37的邏輯值。觸發器37在斜坡振蕩器40回掃時復位。合成的波形構成脈寬調制(PWM)控制信號，其通過與門39選通，并由緩沖放大器29放大，并作為柵極控制信號在連接線113上通過隔離電容器76和脈沖變壓器77的二次側提供給一次側控制MOSFET75的柵極。
恒流檢測連接線115作為誤差電壓被加于誤差放大器46的一個輸入端并與參考電壓比較，如果選擇恒流調節方式代替恒壓調節方式的話。方式選擇通過電子開關50進行。如果選擇恒流調節方式，其調節過程和恒壓調節方式相同。
因為在變壓器73的一次側上沒有控制或檢測電路，所以需要在電源的二次側實現電流限制和故障保護。電流檢測連接線116檢測瞬時的二次電流，其在一次側MOSFET開關75截止之后便立即和一次側電流成正比。因為PWM頻率和最大的導通時間是固定的，在最大的導通時間控制電流上升之后，可以檢測到最壞情況的故障電流。在一般的高頻設計中，最大導通時間是幾微秒，這個時間足夠短，使得大多數MOSFET開關晶體管都能夠承受。與門89選通最大電流值有關的PWM控制信號。在電流控制電路89內，在連接線116檢測輸出電流，并在誤差放大器48中與參考電壓49比較，誤差放大器輸出一個電流限制邏輯控制，用于經過與門39控制PWM控制信號的選通。
圖4表示一組在圖2的電源電路的實施例中的波形圖(4(A)-4(E))，此時一次側整流器71在最初的10微秒啟動間隔期間和在經過第一個40微秒的操作之后的隨后的操作方式期間輸出大約120V的直流電壓。圖4的曲線(A)表示在充電控制電路89內的控制偏壓，其來自一個單板電壓調節器36的輸出，是在啟動時在電路89的腳111測量的。曲線(B)是在啟動連接線118上的未調節的偏壓，并且表示所述未調節的偏壓的幅值沿著相同的啟動時間線超過控制偏壓。曲線(C)表示流過主開關變壓器73的一次繞組的電流。曲線(D)表示一次側控制MOSFET75的漏源電壓，曲線(E)表示加于開關75上的柵極控制電壓。
在初始啟動程序期間，圖4的曲線(E)表示在前3微秒或4微秒內在開關MOSFET75的柵極具有一個三角形的控制脈沖。當MOSFET75截止時，在大約前4微秒之后，功率從變壓器73的鐵心傳遞到二次繞組93，并且偏壓開始在電容器88上積累，并達到一個足夠的幅值，使得能夠產生第一個控制脈沖，并大約在12微秒時輸出，具有與通過連接117檢測的電壓有關的控制的持續時間。偏壓繼續增加，并在第二控制脈沖之后，在大約25微秒時結束，此時偏壓值達到其正常值，標志著啟動操作方式的結束和調節操作方式的開始。圖5的曲線(A)到(E)表示電源100的相同的啟動和運行波形，其時整流器71最初輸出高得多的一次電壓，其數量級為370V直流，借以表示電源100在相對低的一次電壓下有效地啟動并在相對高的有效電壓下調節其輸出功率。這還表示電源100可以和一個寬范圍的交流電源線電壓連接，從大約100V到240V，而不需要手動的電路改變或調整，從而使得電源100可用于世界范圍內的許多電壓下。
電源100的特定的元件值對于本領域的技術人員是公知的常識，并且對于充分理解本發明的原理是不需要的。
已經發現，如果交流電壓在過零或者在接近0電壓值時被首先加于電路上，在圖2中的啟動電路100可能不能使MOSFET正確地導通。因而，正確的操作通常要求裝置100在其所需的操作開始之前被插上電源，或者被接通幾次。
圖6示出了另一個啟動電路200，其能夠克服上述的圖2所示的電路100的通常的限制。最好是，雖然不是必須的，電路200提供一種例如用于鋰離子電池的充電器。和圖2的電路功能相同的電路元器件用相同的標號表示，除去下述的之外，都不再進行具體的說明。
電路200由具有一次繞組91和兩個二次繞組92和93的電源變壓器73(T1)構成。一個二次繞組92提供輸出功率，而另一個二次繞組93為控制IC202提供偏置功率。電路200使用自諧振技術為二次IC202產生初始功率。和圖2的電路100類似，在電源變壓器73的二次側上實現控制功能，其參考充電器電路200的輸出回路。因此，對于反饋信號沒有隔離要求。輸出電壓由電阻204(R8)和206(R9)的分壓網絡測量。輸出電流由分流電阻86(R10)測量。變壓器二次繞組中的電流由電阻85(R7)測量。在IC202內產生內部參考電壓，以便例如根據外部電池充電要求調節輸出電壓或輸出電流。產生PWM信號，并通過脈沖變壓器77(T2)傳遞給在高壓側的一次側開關FET晶體管75(Q1)。使用電平移動電容器76(C3)，從而消除PWM信號的直流分量，從而確保脈沖變壓器77的正確運行。
在啟動程序期間，脈沖變壓器77的一次側(參看電源變壓器73的二次側)是一個開路，這是因為在偏壓施加之前，PWM驅動晶體管處于其高阻狀態(對于三態輸出)。當直流母線102從0上升到其最終值時，電阻212(R2)和222(R3)，電容216(C4)，脈沖變壓器77(T2)的二次電感，和MOSFET75(Q1)的柵極電容形成一個諧振電路。通過正確地選擇這些元件的值，Q1的柵極電壓將在其門限電壓附近諧振，使所述晶體管導通和截止。這些元件還被這樣選擇，使得當PWM驅動被禁止時(電容器76(C3)被有效地連接在T2的一次繞組上)，振蕩將停止，并且在晶體管75(Q1)的柵極上的直流偏壓不夠高，不能使MOSFET75導通。如果在二次側上檢測到故障條件，這個動作確保控制電路的正確的性能。
對于二次控制器IC202的一個重要的準則是，在施加偏置功率之前，輸出緩沖器必須處于其高阻狀態。這個條件確保脈沖變壓器77(T2)具有足夠的電感，以便激起自振蕩。如果控制器輸出處于其低阻狀態，則所述電感等于變壓器77的漏電感，其僅僅是開路電感的大約5％。這個小的電感值不會激起振蕩。
在一次側進行啟動切換時，能量開始傳遞到變壓器73的二次側的兩個繞組。當偏置繞組93接收足夠的能量而使電容器88充電到控制IC202的最低操作電壓時，PWM功能開始。產生PWM脈沖，并通過脈沖變壓器77(T2)傳遞到二次側控制MOSFET75(Q1)。電容器76(C3)的電平使PWM信號移動，從而防止直流電壓使脈沖變壓器77飽和。齊納二極管218(ZR2)和220(ZR3)把沿每個方向可以加于開關75(Q1)的柵極上的電壓限制在大約為18V的值。二極管224(D5)和齊納二極管226(ZR1)限制加于電源變壓器73(T1)的一次繞組91上的電壓。
在PWM控制開始之后，不需要斷開啟動電路，這是因為電阻222(R3)和214(R4)具有被選擇處于高阻狀態的電阻。在FET75(Q1)的柵極上具有一個來自由電阻222和214形成的電壓分壓器電路的小的正直流偏置電壓。在大的占空比操作期間，這個正偏置電壓將被變壓器的反作用產生的負的偏置抵銷(因為在一周期內的伏秒積是0)。而在小占空比操作期間，負的偏壓不夠大，不能抵銷正的偏壓，因而在晶體管75的柵極具有凈的正偏壓。因此，選擇電阻222和214的一個準則是，確保在最小占空比和最大的線路電壓時，柵極電壓明顯低于門限電壓，雖然其在0V以上。
圖7是圖6所示的電路200的PWM控制IC202的功能方塊圖。最初功率從偏壓電路通過串聯電阻232被加于Vdd線230，所述偏壓電路包括繞組93，二極管87和電容器88。在Vdd線230上的最大電壓值由齊納二極管231和濾波電容器233維持。IC202具有一個選通線234，其和引向Vdd230的電阻236與引向二次側地240的電容器238之間的節點相連。選通線234的功能和常規的用于數字電路的加電復位功能類似，當電源電壓上升并且邏輯狀態未被設置時，其禁止輸出線113。當在選通線234的管腳的電壓達到最小值時，在線113上的PWM輸出被啟動，引向電容器76和脈沖變壓器77的一次側。
被充電的外部電池的電池電壓通過一個差動輸入線242(Vo+)和244(Vo-)檢測，所述輸入線連接在電壓分壓器網絡204(R8)和206(R9)以及電池電流返回管腳244之間。電池電流通過差動輸入對246(Io+)和248(Io-)檢測，所述差動輸入對連接在輸出電流檢測電阻86的兩端。RT_CT線和RC電路相連，所述電路包括和二次側地240相連的電容器250和與參考電壓線相連的電阻252(R12)，用于產生用于PWM信號的振蕩頻率。外部電容器256(C13)濾波在參考線254上的內部產生的參考電壓。
圖7表示方式選擇開關260，其把來自電壓檢測電路42的電壓反饋或者來自電流檢測電路46的電流反饋與誤差放大器262相連，以根據輸出要求調節輸出電壓或輸出電流。電流檢測電路46包括涓流電流充電功能，其包括比較器280，涓流電流充電開關282，用于在電流檢測操作燈46的反饋電阻286的附加一個反饋電阻284。一個運算放大器262具有通過輸出和反饋線以及外部元件，例如電容器264(C6)和電阻266(R5)與電容器268(C7)的串聯的并聯網絡，可以在外部控制的特性。
因為在電路200的一次側上沒有控制或檢測電路，循環電流限制在二次側上實現。這個操作通過檢測電源變壓器73的二次繞組72的電流來實現，所述電流和在MOSFET75截止之后便立即和一次電流成正比。如果超過一個預定的電流值，則控制器IC202將禁止線113上的PWM驅動信號，并且直到加電復位(選通為真)發生之后，不恢復操作。因此，圖7還表示IC202包括通過線248連接的電流檢測反饋功能，用于檢測變壓器二次繞組電流Is，以便適應這個功能。在內部，IC202具有電流-電壓轉換運算放大器270，比較器272，其比較運算放大器270的輸出電壓和預定參考電壓，以及鎖存器274，其被選通脈沖設置，并由比較器272的輸出復位。鎖存器274的輸出向與門39提供一個輸入。
通過圖8到圖10所示的波形說明所述的操作，其中包括3個主要的高電壓MOSFET75的波形柵極電壓(上部曲線1)，漏源電壓(中部曲線2)，和漏極電流(下部曲線3)。在圖8和圖9中，水平時間軸被分成5微秒的間隔，而在圖10中，時基是每個間隔100微秒。圖8表示在諧振自振蕩啟動間隔的波形。柵極電壓在門限值附近振蕩，迫使MOSFET75在諧振頻率下轉換。
圖9表示在從自振蕩到PWM控制轉換期間的波形。在所述轉換之后，因為在二次側上的控制器的偏壓尚未達到其終值，脈沖的幅值(圖9曲線1)的足夠高使MOSFET75導通和截止。(注意在柵極上存在一個顯著的直流偏壓，這是因為占空比小，脈沖幅值低)。隨著這個轉換的進行，偏壓也增加，并且達到其終值，如圖10所示。
不脫離本發明的構思，本領域的技術人員可以對上述的實施例作出許多改變，本發明的范圍由所附權利要求限定。此處的說明僅僅作為例子，不應當限制本發明的范圍。
權利要求
1.一種開關電源，用于把在電壓源干線的標準電壓范圍內的交流電壓源轉換成供給負載的穩壓電源，所述穩壓電源和所述電壓源干線電氣絕緣，所述電源包括第一整流器裝置，用于當和所述源電壓源干線相連時，把所述交流整流成為第一整流電流，并具有一個正的輸出節點和一個返回節點，一個串聯網絡，其包括被連接在正的輸出節點和返回節點上的第一能量存儲變壓器裝置的一次繞組和被控制的電子開關裝置，所述第一能量存儲變壓器裝置還具有和所述一次繞組絕緣的至少一個二次繞組，被控制的電子開關裝置具有一個控制電極，和所述控制電極相連的第一網絡裝置，第二整流器裝置，其和所述二次繞組相連，用于把在第一能量存儲變壓器裝置中存儲的交流能量整流成為第一二次電壓，第一電容器裝置，其被連接用于在初始啟動間隔期間存儲所述第一二次電壓，控制電路裝置，其由所述第一二次電壓操作，并且響應一個響應提供給負載的功率的控制信號，用于跟隨所述初始啟動間隔產生并輸出控制脈沖，以及一個隔離電路，用于把所述控制脈沖傳遞給所述控制電極，以便相對于所述控制信號控制所述電子開關裝置的占空比。
2.如權利要求1所述的開關電源，其中第一網絡裝置包括第二電容器裝置，其從正輸出節點連接到所述控制電極，和第一電阻裝置，其從所述控制電極連接到返回節點。
3.如權利要求1所述的開關電源，其中所述第一網絡裝置包括自諧振電路，所述電路包括第一電感器裝置和第二電容器裝置，它們被連接使得被控制的電子開關裝置在初始啟動間隔產生自振蕩，并跟隨所述初始啟動間隔停止所述自振蕩，最好其中第一電感裝置包括在隔離電路內的脈沖變壓器的二次繞組。
4.如權利要求1所述的開關電源，其中所述被控制的電子開關裝置包括一個增強型的功率絕緣柵金屬氧化物硅場效應晶體管(MOSFET)，其具有在所述串聯網絡中的源極和漏極，并且所述柵極包括所述控制電極。
5.如權利要求2所述的開關電源，其中所述被控制的電子開關裝置包括一個增強型的功率絕緣柵金屬氧化物硅場效應晶體管(MOSFET)，其具有在所述串聯網絡中的源極和漏極，和構成所述控制電極的柵極，并且在由第一電容器裝置和第一電阻裝置的電容和電阻的各個值建立的時間常數確定的時間間隔內，當功率首次從電源干線加于所述電源時，其中第二電容器裝置和第一電阻裝置使所述MOSFET導通，最好其中在MOSFET的初始導通結束之后，足夠的能量從第一變壓器裝置并通過第二整流器裝置被傳遞，并被存儲在第二電容器裝置中，從而使所述控制電路在負載的非過量的操作功率條件下開始產生所述控制脈沖。
6.如權利要求1所述的開關電源，其中所述第一能量存儲變壓器裝置具有第二二次繞組，并且還包括第三整流器裝置，用于產生第二二次電壓，以及一個電流限制網絡，其包括第三電容器裝置，第二電感器裝置，和第四濾波電容器裝置，用于在初始啟動方式期間初始隔離所述負載和所述第二二次繞組，而后用于濾波所述第二二次電壓，并作為穩定的直流電源向所述負載提供所述第二二次電壓。
7.如權利要求6所述的開關電源，其中所述控制電路裝置包括直流電壓檢測裝置，其響應所述第二二次電壓的電平，用于提供所述控制信號。
8.如權利要求6所述的開關電源，其中所述控制電路裝置包括輸出電流檢測裝置，其響應通過所述第二二次繞組的電流的電平，用于提供所述控制信號，最好其中所述輸出電流檢測裝置包括涓流電流開關裝置，用于選通通過所述二次繞組的包括涓流電流在內的多個電流的檢測。
9.如權利要求6所述的開關電源，其中所述控制電路裝置包括最大輸出電流檢測和限制裝置，用于限制所述控制信號，使得不大于預定的最大輸出電流的電流流過所述負載。
10.如權利要求1所述的開關電源，其中所述第一電容器裝置具有相對小的電容值，還包括第三電容器裝置，其具有相對大的電容值并且其中所述控制電路裝置包括線性開關裝置，用于在啟動程序期間，在所述控制電路開始產生所述控制脈沖時，把第三電容器裝置線性地轉換成和第一電容器裝置并聯連接。
11.如權利要求1所述的開關電源，其中所述隔離電路包括一個脈沖變壓器，其具有和所述控制電極相連的一次繞組以及和所述控制電路裝置相連的二次繞組。
12.如權利要求1所述的開關電源，其中所述控制電路裝置作為低電壓單片集成電路芯片構成。
13.如權利要求1所述的開關電源，其構成鋰離子電池充電器。
14.一種隔離輸出的開關電源，其包括一個具有一次繞組和二次繞組的變壓器，第一整流器，對來自交流電源線的輸入功率進行整流，一個包括所述一次繞組和一個開關場效應晶體管的源極-漏極通路的串聯網絡，一個第一電阻-電容網絡，該網絡被連接用于在初始加電時直接向晶體管的柵極提供一個從整流輸入電源得到的下降的電壓值，使得所述晶體管導通，并通過一次側把輸入功率傳遞給所述鐵心，直到所述電阻電容網絡的時間常數使所述晶體管停止導通，此時存儲在變壓器鐵心中的能量被傳遞給所述二次繞組，一個第二整流器和小值的濾波電容器和所述的二次繞組相連，用于產生一個初始操作低電壓，一個集成電路芯片，該芯片在電氣上被連接用于接收和使用所述初始操作低電壓，以便開始產生和輸出開關脈沖，以及隔離電路裝置，用于在跟隨所述下降的電壓電平所述晶體管停止導通之后，把所述開關脈沖傳遞給所述晶體管的柵極。
15.如權利要求17所述的隔離輸出的開關電源，其中所述變壓器具有一個第二二次繞組，并且還包括第三整流器，用于產生第二二次側電壓，一個限流網絡，該網絡包括第三電容器，第一電感器和第四濾波電容器，用于在初始啟動期間使電源的輸出負載和第二二次繞組初始隔離，而在初始啟動之后對第二二次電壓濾波并把第二二次電壓作為穩定的直流電源提供給負載，最好還包括輸出值監視器，該監視器被連接在包括第二二次繞組和第三整流器的網絡中，并且其中所述集成控制電路芯片和所述輸出值監視器電氣相連，并且相對于監視的流到負載的電源的輸出值調節開關脈沖的占空比。
16.一種隔離輸出的開關電源，包括具有一次繞組和二次繞組的變壓器，第一整流器，用于整流來自交流電源線的輸入功率，一個串聯網絡，包括所述一次繞組和一個開關場效應晶體管的源極-漏極通路，一個諧振電路網絡，該網絡和所述晶體管的柵極相連，用于在初始加電間隔期間使所述晶體管發生自振蕩，使得所述晶體管把輸入的交流電流通過一次側傳遞給變壓器的鐵心，存儲在變壓器鐵心中的能量被傳遞給所述二次繞組，一個第二整流器和一個小值的濾波電容器，它們和所述二次繞組相連，用于產生一個初始操作低電壓，以及一個集成控制電路芯片，該芯片在電氣上被連接用于接收和使用所述初始操作低電壓，以便開始產生并輸出開關脈沖，以及一個隔離電路裝置，該裝置形成所述諧振電路網絡的一部分，用于把所述開關脈沖傳遞給所述晶體管的柵極，因而使所述晶體管跟隨所述初始加電間隔停止自振蕩。
17.一種集成電路，用于具有由電源變壓器將輸出側隔離的輸入側的開關電源內，一次側包括電源變壓器的一次繞組，第一整流器和濾波器，用于整流和濾波來自交流電源線的交流電流，從而提供一次直流電流，一個MOSFET開關，該開關具有和一次繞組串聯的源極和漏極電流通路，并具有一個柵極電路，啟動電路裝置，用于使所述MOSFET開關在初始啟動間隔期間通過電源變壓器的鐵心傳遞能量，二次側包括第一二次網絡，其具有第一二次繞組和第二整流器和濾波器，用于對所述能量進行整流和濾波而成為低操作電壓，低壓電流控制集成電路，用于產生控制脈沖以便在收到低值操作電壓時控制柵極電路，二次側還包括第二二次網絡，其具有第二二次繞組和第三整流器、隔離器以及濾波器，用于在初始啟動間隔期間進行整流，初始隔離，然后對來自變壓器的能量進行濾波和平滑而成為用于外部負載的輸出功率，所述集成電路包括低值操作電壓監視裝置，該裝置被連接用于監視由所述第一二次網絡提供的操作電壓的值；線性控制裝置，該裝置被連接用于在初始啟動間隔期間隨著操作電壓值的增加把一個外部電容器的電容附加到所述第二整流器和濾波器；輸出功率監視裝置，用于監視應用于外部負載的輸出功率，以及脈寬調制脈沖發生裝置，用于產生具有由監視的輸出功率控制寬度的循環控制脈沖，所述控制脈沖通過隔離電路裝置被提供給MOSFET開關的柵極，最好其中輸出功率監視器裝置包括電壓監視裝置和電流監視裝置。
18.一種集成電路，用于具有由電源變壓器將輸出側隔離的輸入側的開關電源內，一次側包括電源變壓器的一次繞組，第一整流器和濾波器，用于整流和濾波來自交流電源線的交流電流，從而提供一次直流電流，一個MOSFET開關，該開關具有和一次繞組串聯的源極和漏極電流通路，并具有一個柵極電路，啟動電路裝置，用于使所述MOSFET開關在初始啟動間隔期間通過電源變壓器的鐵心傳遞能量，二次側包括第一二次網絡，該網絡具有第一二次繞組和第二整流器和濾波器，用于對所述能量進行整流和濾波而成為低操作電壓，低壓電流控制集成電路，用于產生控制脈沖，以便在收到低值操作電壓時控制柵極電路，二次側還包括第二二次網絡，該網絡具有第二二次繞組和第三整流器、隔離器以及濾波器，用于在初始啟動間隔期間進行整流，初始隔離，然后對來自變壓器的能量進行濾波和平滑使其成為用于外部負載的輸出功率，所述集成電路包括輸出電壓監視裝置，用于監視提供給外部負載上的輸出電壓，以便提供電壓控制，輸出電流監視裝置，用于監視由外部負載汲取的輸出電流，從而提供電流控制，內部開關裝置，用于在電壓控制和電流控制之間進行切換，脈沖產生裝置，用于產生電流控制脈沖，比較器裝置，其響應所述開關選擇的電壓控制或電流控制，輸出具有由所監視的輸出電壓或電流控制的寬度的控制脈沖，以便通過隔離電路裝置把所述脈沖提供給MOSFET開關的柵極，鎖存過電流檢測裝置，用于以循環的方式檢測二次側過電流，以便當檢測到所述過電流時禁止所述控制脈沖的輸出，以及復位裝置，該裝置響應加電選通邏輯信號，跟隨所述控制脈沖的禁止復位所述鎖存過電流檢測裝置，最好其中外部負載包括進行充電的電池，并且其中輸出電流監視裝置包括涓流電流開關裝置，用于選通通過所述二次繞組的包括通過所述電池的涓流電流在內的多個電流的檢測。
全文摘要
一種輸出隔離的開關電源(100)具有包括一次繞組(91)和兩個二次繞組(92，93)的變壓器(73)，和一次繞組串聯連接的電子開關(75)，在一次側(93)上的第一整流器(87)和濾波器(88)，用于在啟動與操作模式期間提供偏置功率，以及在二次側上的第二整流器(80)和濾波器(82)，用于提供穩定的輸出功率。在一次側上的電阻－電容網絡(78，74)對電子開關提供初始操作條件，例如一個控制脈沖，使得足夠的能量通過第一二次繞組傳遞，從而提供足夠的啟動能量，用于以分階段的方式操作在二次側上的電流控制集成電路(89)。在初始操作條件之后，電流控制集成電路產生控制信號并通過隔離電路(77)提供給電子開關，從而使電子開關以被控制的方式導通和截止，以便向電源的輸出端提供穩定的功率。二次側的低壓電流控制集成電路提供本發明的另一個方面。
文檔編號H02M1/00GK1404649SQ01805273
公開日2003年3月19日 申請日期2001年2月15日 優先權日2000年2月17日
發明者C·王 申請人:泰科電子有限公司