固定傳輸比零電壓開關隔離變換器的制作方法

專利名稱：固定傳輸比零電壓開關隔離變換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及開關隔離變換器，尤其涉及一種開關損耗和電磁干擾都較小的固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，在全負載范圍及全輸入電壓范圍內，其功率開關、整流二極管都在零電壓條件下實現開關功能。
為了降低開關損耗，設法使功率開關的端電壓或通過的電流按正弦規律變化，在電壓過零時接通或在電流過零時關斷，這樣的開關方法稱為零電壓開關和零電流開關，統稱為軟開關；與此相對應，常規的開關方法稱為硬開關。軟開關方法具有功耗小、變換效率高、易于高頻化、電磁干擾小等優點。
現有用于固定傳輸比的高頻開關式隔離變換器的電路結構種類較多，其中有一種稱為電流輸入型的，直流電源經過電感輸入，拓撲結構包括推挽式、全橋式和半橋式；而另一個典型的開關變換器拓撲結構正激式則只有電壓輸入型。每一種變換器的電路結構都有典型的應用線路，在介紹開關電源理論的專著《開關電源的原理與設計》(張占松/蔡宣三編著，電子工業出版社，1998年6月第一版)中，對它們做了詳細的論述。
該書第77頁給出了如

圖1所示的電流輸入型推挽式變換器的實用電路，此變換器的主要電量波形如圖2所示；該書第81頁給出了如圖3所示的電流輸入型全橋式變換器的實用電路；該書第83頁給出了如圖4所示的電流輸入型半橋式變換器的實用電路；該書第73頁給出了如圖5所示的電壓輸入型正激式變換器的實用電路。原書中電流輸入型變換器的輸出整流部分給出的為全波方式，這里改畫作全橋方式，原理上是一致的，并不影響分析和實際效果。
如圖1所示的電路，為防止電感1L1中的電流失去通路而產生感應高壓，在任何時刻都必需有功率開關1S1或1S2導通，也就是要求功率開關導通和驅動脈沖二者的占空比DUTY≥50％。如圖2所示，在t1時刻之前，只有功率開關1S1導通，整流橋1QL中的二極管1D1、1D3正偏導通，功率開關1S2的端電壓Vs2值約為2Vs；到t1時刻，功率開關1S2在此高電壓下開通而產生較大的開關損耗，同時變壓器1T1次級輸出從正值速降為0，二極管1D1、1D3從正偏迅速轉為反偏，其反向恢復電流將產生電流尖峰而使二極管1D1、1D3的損耗加大，而且形成較大的電磁干擾。對功率開關1S1和整流橋1QL中的二極管1D2、1D4來講，情況也是一樣的。同樣的理由，圖3、圖4和圖5中功率開關和整流二極管都有較大的開關損耗，而且圖3和圖4同樣需要占空比DUTY≥50％的驅動脈沖，不能直接應用通常的PWM(脈寬調制)芯片。
上面的介紹說明，圖1、圖3、圖4和圖5所示的現有技術具有固定傳輸比的高頻開關式隔離變換器中的功率開關及整流二極管均工作于硬開關的狀態下，有較大的開關損耗和電磁干擾。
本發明的技術方案在于，用于隔離變壓的高頻開關變壓器的次級經整流器件直接連至輸出濾波電容；在常規的單端正激、推挽、半橋、全橋式變換器的拓撲結構中，供電側串聯由箝位二極管和高頻扼流電感并聯組成的網絡，其中箝位二極管的陰極連接高電位點；控制電路使用常規的脈寬調制集成電路作主體，外接分立器件使控制器輸出的驅動脈沖的頻率、電平、占空比、電氣隔離都滿足需要，必要時對外接分立件的參數進行調整以適應分布參數的變化。
本發明的技術方案可實施于電流輸入型推挽式、全橋式及半橋式變換器，還可實施于電壓型單端正激式變換器。
本發明的固定傳輸比零電壓開關隔離變換器克服了現有技術的不足之處，不但功率開關、輸出整流二極管同時實現零電壓開關，而且在全負載范圍和全輸入電壓范圍內實現軟開關，電磁干擾降低；另外，本發明的脈寬控制部分和常規硬開關的脈寬控制器一樣簡單，不需要復雜的控制時序；再有，本發明不需要增加輔助功率開關、諧振電感等器件，對高頻變壓器的勵磁電感、初次級繞組分布電容、功率開關的輸出電容等參數的要求也相當寬松，同時可調整脈寬控制器輸出的驅動脈沖的占空比，使電路適應上述分布參數的影響，保證軟開關的實現，而且輸出保持不變；所以本發明具有電磁干擾小、結構簡單、對參數要求不嚴格、容易制作而且轉換效率高等突出優點。
下面將結合附圖及實施例對本發明作進一步說明。
圖8是本發明實施例之二的固定傳輸比推挽式零電壓開關隔離變換器的原理圖；圖9是圖8所示實施例中主要電量的波形圖；圖10是本發明實施例之三的固定傳輸比半橋式零電壓開關隔離變換器的原理圖；圖11是本發明實施例之四的固定傳輸比全橋式零電壓開關隔離變換器的原理圖。
在圖6中，高頻開關變壓器6T1初級繞組NP、電感6L2、電容6C0三者并聯，其中電感6L2為變壓器6T1初級繞組NP的礪磁電感；電容6C0是初級繞組NP的分布電容、變壓器6T1的次級繞組NS的分布電容和整流二極管6D2的結電容折算至初級后的總和，電容6C1是功率開關6S1的輸出電容與外并電容之和。
將圖6與圖5對比可以看出，本發明的特征在于增加箝位二極管6D1與扼流電感6L1并聯的網絡，二極管6D1的陰極接輸入直流電源Vs的正端，二極管6D1的陽極接高頻開關變壓器6T1初級繞組NP的同名端p1，同時取消了現有的變換器中原接于整流二極管6D2的陰極和輸出濾波電容6C2的正極之間的輸出濾波電感，還取消了陰極接整流二極管6D2的陰極、陽極接輸出濾波電容6C2的負極的續流二極管；本發明的特征還在于脈寬控制器6U1輸出用于控制功率開關6S1導通和關斷的驅動脈沖Vcs1的占空比DUTY固定，取值在40％至70％之間；這里所述的功率開關6S1是MOSFET(電力場效應晶體管)，或者是IGBT(絕緣柵雙極晶體管)加上反并聯快恢復二極管，二極管6D1和6D2是快恢復或超快恢復二極管。
在本發明中，脈寬控制器6U1的主體是芯片UC3842，或UC3844，既實現脈寬控制，又通過檢測功率開關6S1的通過電流，超過設置的門限就關斷，實現過載保護。
為了便于分析電路的工作原理，做以下五點接近實際的假定(后續的固定傳輸比推挽式零電壓開關隔離變換器的工作原理分析，基于同樣的假定)1.所有元器件都是理想的，即忽略功率開關的導通壓降，忽略二極管、功率開關反向漏電流，忽略電感、電容的串聯電阻等。
2.輸出濾波電容足夠大，在一個開關周期內，它等效于一個恒值電壓源Vo。
3.扼流電感足夠大，在一個開關周期內，扼流電感等效于一個恒值電流源。
4.所有二極管的導通壓降用VD表示；輸入直流電源用Vs表示。
5.未指定參考點的電壓均相對于輸入直流電源Vs的負端。
本發明所述的單端正激式零電壓開關隔離變換器的一個完整的工作周期可分為t0到t4共4個時間段來描述，其主要電量波形如圖7所示。設在t0時刻之前，功率開關6S1處于關斷狀態，扼流電感6L1的電流經過箝位二極管6D1形成通路。
1.t0-t1時間段如圖7所示，在時刻t0，功率開關6S1在控制器6U1輸出的驅動脈沖Vcs1的作用下導通，箝位二極管6D1因反偏而截止，輸入直流電源Vs通過扼流電感6L1、高頻開關變壓器6T1和整流二極管6D2給輸出濾波電容6C2充電；變壓器6T1次級電壓被箝位在Vo+VD上，因此變壓器6T1初級電壓也被箝位在Vs-VL1上，VL1為扼流電感6L1向變壓器6T1注入電流時的壓降；根據匝比約束關系，有(Vs-VL1)/NP＝(Vo+VD)/NS，其中NP、NS分別是變壓器6T1的初次級匝數。
2.t1-t2時間段在t1時刻，功率開關6S1在驅動脈沖Vcs1和電容6C1的共同作用下零電壓關斷；扼流電感6L1的電流將從電容6C1下行，使電容6C1兩端的電壓VC1線性上升。
到t2時刻，VC1＝VD+VL1，變壓器6T1初級同名端p1的電壓Vp1也同步上升到Vs+VD(即Vs-VL1+VD+VL1)，扼流電感6L1的電流將改從箝位二極管6D1通過，Vp1被箝位在Vs+VD上；這時，變壓器6T1初級電壓剛好等于Vs-VL1，折算到6T1次級NS的電壓的值等于Vo+VD，二極管6D2處于臨界導通狀態。
如圖7所示，t0-t2時間段，作用在勵磁電感6L2上的電壓都為Vs-VL1；所以從t0到t2之間，勵磁電流I2線性上升，增量為Ir1＝(Vs-VL1)(t2-t0)/L2；設到t2時刻，I2上升至Im。
3.t2-t3時間段在下行勵磁電流I2的作用下，電容6C1兩端的電壓VC1繼續上升，微小的增量即使作用于變壓器6T1初級的電壓VT1(＝Vp1-VC1)下降，折算到6T1次級的電壓VT2小于Vo+VD，二極管6D2在零電壓下關斷；從臨界導通到關斷的時間相對t2-t3時間段來說，比例極小，忽略不計；二極管6D2關斷后，變壓器6T1次級相當于開路。
t2-t3時間段內，變壓器6T1初級同名端p1的電壓Vp1被箝位在Vs+VD不變，相當于Vs+VD的電壓源作用在勵磁電感6L2、電容6C0的并聯網絡與電容6C1組成的串聯電路上，電容6C0、6C1與勵磁電感6L2開始諧振。
如圖7所示，電容6C1兩端的電壓VC1按正弦規律變化；到t3時刻，VC1再次諧振到等于t2時刻的值即VC1＝VD+VL1，勵磁電流I2的數值和其在t2時刻的數值相同，但方向相反，即I2＝-Im；理由是無損諧振過程中諧振網絡保持總能量守恒。
t2-t3時間段內，變壓器T1初級兩端的電壓VT1為Vp1-VC1，按正弦規律變化，同樣變壓器6T1次級的電壓也按正弦規律變化；到t3時刻，變壓器6T1初級的電壓VT1＝Vp1-VC1＝(Vs+VD)-(VD+VL1)＝Vs-VL1，次級的電壓VT2等于Vo+VD，二極管6D2在零電壓下導通，給輸出濾波電容6C2充電，變壓器6T1次級的電壓VT2被箝位在Vo+VD上。
4.t3-t4(t0)時間段變壓器6T1次級電壓被箝位在Vo+VD上，因此變壓器6T1初級電壓也被箝位在Vs-VL1上，6C1兩端的電壓VC1被箝位在VL1+VD上；在Vs-VL1的電壓作用下，變壓器6T1初級的勵磁電流I2自負向正線性上升，速率為(Vs-VL1)/L2，到達t4時的上升增量Ir2為(Vs-VL1)(t4-t3)/L2；設計使得該增量小于Ir1，也就是(t4-t3)＜(t2-t0)，就有到t4時，勵磁電流I2仍然為負值，電容6C1兩端的電壓VC1繼續被箝位在VL1+VD上。
由于功率開關6S1的兩端電壓就是電容6C1兩端的電壓VC1，而VL1+VD的值非常接近于0，t4時刻導通功率開關6S1，認為是零電壓開關；又一個新的工作周期自功率開關6S1導通開始，t4時刻相當于新的工作周期的t0時刻。
從上述的整個工作周期看，功率開關6S1、整流二極管6D2均是零電壓導通和零電壓關斷，簡稱零電壓開關。
下面分析功率開關6S1和整流二極管6D2實現零電壓開關的滿足條件。
設功率開關6S1的開關周期為T，導通占空比為DUTY，扼流電感6L1向變壓器6T1注入電流時的壓降為VL1，箝位二極管6D1導通時的壓降為VD。因為6L1兩端的電壓降在一個工作周期內的積分為0，所以VL1*DUTY*T-VD(1-DUTY)*T＝0，有VL1＝VD(1-DUTY)/DUTY。
在本發明中，VD取0.7V，功率開關6S1的導通占空比DUTY在40％至70％之間，VL1在1.05V至0.3V之間變化，VL1+VD在1.75V至1.0V之間，其值很小，相對于輸入直流電源Vs而言，認為是0；功率開關6S1在VL1+VD電壓下導通，認為是零電壓導通。
在功率開關6S1導通時，因高頻開關變壓器6T1的初次級匝數的約束關系，輸出電壓Vo與輸入直流電源Vs之間的關系滿足(Vs-VL1)/NP＝(Vo+VD)/NS，其中NP、NS分別是高頻開關變壓器T1的初次級匝數，得Vo＝(Vs-VL1)NS/NP-VD；VL1的值相對Vs而言較小而被忽略，則導通占空比DUTY在40％至70％之間時，輸出電壓Vo不變，給調整占空比來滿足零電壓開關創造了條件。由于輸出電壓Vo和輸入直流電源Vs的關系固定，所以傳輸比固定。
如圖7所示，t1-t2時間是指扼流電感6L1的電流從電容6C1下行、使電容6C1兩端的電壓VC1從0線性上升到VD+VL1的時間，由于增量小，到達的時間很短，相對于t0-t1時間來說可以忽略不計，可以用(t1-t0)來代替(t2-t0)。
t2-t3時間是勵磁電感6L2、電容6C1、電容6C0諧振為功率開關6S1創造零電壓開關條件所需要的最短時間，這必需保證；t3-t4時間是零電壓開關條件維持時間，這可以在0至(t1-t0)之間調整；它們和t1-t2共同組成功率開關6S1的關斷期t1-t4，時間為(1-DUTY)T。
t3-t2是與變壓器6T1的初級勵磁電感6L2、電容6C1、電容6C0有關的一個常數，它不依賴于負載輕重，也不依賴于輸入電壓。
調整開關周期T和占空比DUTY以滿足功率開關6S1的關斷期(1-DUTY)T大于t3-t2且小于(t3-t2)+(t1-t0)的要求，使功率開關6S1、整流二極管6D2在全負載范圍及全輸入電壓范圍內，實現零電壓開關；在實際中，可選擇(1-DUTY)T＝(t3-t2)+0.5(t1-t0)，使得勵磁電感6L2、電容6C1、電容6C0等隨溫度和時間略有變化時，仍能滿足零電壓開關的條件。
二、固定傳輸比推挽式零電壓開關變換器如圖8和圖9所示，本發明實施例二的固定傳輸比的推挽式零電壓開關隔離變換器包括脈寬控制器8U1、與控制器8U1相連的兩個功率開關8S1和8S2，所述的功率開關8S1和8S2的一端相連后與輸入直流電源Vs的負端相連，功率開關8S1和8S2的另一端分別與高頻開關變壓器8T1有中心抽頭的初級繞組NP的兩端p3和p1相連，變壓器8T1初級繞組NP的中心抽頭p2經扼流電感8L1接直流電源Vs的正端，變壓器8T1的次級NS兩端p4和p5分別接整流橋8QL的兩個交流輸入端，整流橋8QL的正、負輸出端分別接輸出濾波電容8C3的正、負極，輸出電壓Vo從輸出濾波電容8C3的正、負極之間引出。
圖8中，電感8L2、電容8C0、變壓器8T1初級繞組NP三者并聯，其中電感8L2為高頻開關變壓器8T1初級繞組NP的礪磁電感，電容8C0是變壓器8T1初級繞組NP的分布電容、8T1的次級繞組NS的分布電容和整流橋8QL的結電容折算至初級后作用的總和；8C1為功率開關8S1的輸出電容與外并電容之和，8C2為功率開關8S2的輸出電容與外并電容之和，電容8C1和8C2的值相同。
將圖8與圖1對比可以看出，本發明的特征在于增加了箝位二極管8D1，它與扼流電感8L1并聯，二極管8D1的陰極接輸入直流電源Vs的正端，脈寬控制器8U1輸出用于控制功率開關8S1、8S2交替導通和關斷的驅動脈沖的占空比DUTY固定且小于50％，較好的取值范圍為35％至48％；這里所述的功率開關8S1、8S2是MOSFET(電力場效應晶體管)，或者是IGBT(絕緣柵雙極晶體管)加上反并聯快恢復二極管，二極管8D1是快恢復或超快恢復二極管，整流橋8QL由8D2、8D3、8D4、8D5四個快恢復或超快恢復二極管組成。
在本發明中，脈寬控制器8U1的主體是芯片UCC3808，或UC3846，或UC3825，或UC3525，既實現脈寬控制，又通過檢測功率開關8S1、8S2的通過電流，超過設置的門限就關斷，實現過載保護。
為了便于分析電路的工作原理，做五點接近實際的假定，內容和分析固定傳輸比單端正激式零電壓開關隔離變換器的工作原理時所做的假定一致，此處不重復。
本發明所述的固定傳輸比推挽式零電壓開關隔離變換器的一個完整的開關周期可分t0至t8共8個時間段來描述，其主要電量波形如圖9所示。設在t0時刻之前，電路的初始狀態為功率開關8S1與8S2、整流橋8QL均處于關斷狀態，扼流電感8L1的電流經過箝位二極管8D1形成通路。
1.t0-t1時間段如圖9所示，在時刻t0，功率開關8S1在控制器8U1輸出的驅動脈沖Vcs1的作用下導通，箝位二極管8D1因反偏而截止，輸入直流電源Vs通過扼流電感8L1、高頻開關變壓器8T1和整流橋8QL中的二極管8D2、8D4給輸出濾波電容8C3充電；變壓器8T1次級電壓被箝位在Vo+2VD上，因此變壓器8T1初級電壓VT1也被箝位在2(Vs-VL1)上，原因是Vs-VL1作用于變壓器8T1初級的一半繞組上，其中VL1為扼流電感8L1向變壓器8T1注入電流時的壓降；根據匝比約束關系，有2(Vs-VL1)/NP＝(Vo+2VD)/NS，其中NP、NS分別是高頻開關變壓器8T1初次級的匝數。
2.t1--t2時間段如圖9所示，在t1時刻，功率8S1在驅動脈沖Vcs1和電容8C1的共同作用下零電壓關斷；扼流電感8L1的電流將從電容8C1、8C2下行，使電容8C1兩端的電壓VC1、電容8C2兩端的電壓VC2線性上升，電容8C0兩端的電壓VC0和變壓器8T1初級電壓VT1都等于VC2-VC1，保持在2(Vs-VL1)上。
到t2時刻，VC1＝VD+VL1，VC2＝VD+VL1+2(Vs-VL1)，VC0＝2(Vs-VL1)，變壓器8T1中心抽頭的電壓Vp2也同步上升到Vs+VD(即VT1/2+VD+VL1)，8L1的電流將改從箝位二極管8D1通過，Vp2被箝位在Vs+VD上；這時，變壓器8T1初級電壓VT1剛好等于2(Vs-VL1)，折算到8T1次級NS的電壓的值剛好等于Vo+2VD，二極管8D2、8D4處于臨界導通狀態。
如圖9所示，t0-t2時間段，作用在勵磁電感8L2上的電壓都為2(Vs-VL1)；所以從t0到達t2，勵磁電流I2線性上升，增量Ir1為2(Vs-VL1)(t2-t0)/L2；設到t2時刻，勵磁電流I2上升至Im。
3.t2-t3時間段如圖9所示，在下行勵磁電流I2的作用下，電容8C1兩端的電壓VC1繼續上升，微小的增量即使作用于變壓器8T1初級的電壓下降，折算到8T1的次級的電壓的值小于Vo+2VD，二極管8D2、8D4在零電壓下關斷；從臨界導通到關斷的時間相對t2-t3時間段來說，比例極小，忽略不計；二極管8D2、8D4關斷后，變壓器8T1次級相當于開路。
t2-t3時間段內，變壓器8T1初級中心抽頭的電壓Vp2箝位在Vs+VD不變，相當于Vs+VD的電壓源作用于勵磁電感8L2、電容8C0的并聯網絡與電容8C1、8C2的串聯電路，電容8C0、8C1、8C2與勵磁電感8L2開始諧振。
如圖9所示，電容8C0、8C1、8C2兩端的電壓全部按正弦規律諧振變化；到t3時刻，VC1＝VD+VL1+2(Vs-VL1)，VC2＝VD+VL1，VC0＝-2(Vs-VL1)；對比t2時刻的各電容的電壓值，可以看到電容的儲能總和未發生變化，根據能量守恒定律，t3時刻的勵磁電感8L2的儲能和t2時刻的相同，即電流仍為Im。
t2-t3時間段內，變壓器8T1初級電壓VT1即電容8C0兩端的電壓VC0按正弦規律變化，同樣變壓器8T1次級的電壓也按正弦規律變化；在t3時刻，當VT1諧振到-2(Vs-VL1)，變壓器8T1次級的電壓VT2則諧振到-(Vo+2VD)，整流橋8QL中的二極管8D3、8D5在零電壓下導通，給輸出濾波電容8C3充電。
4.t3-t4時間段如圖9所示，t3-t4時間內，整流橋8QL中的二極管8D3、8D5繼續導通，變壓器8T1次級電壓被箝位在-(Vo+2VD)上，因此變壓器8T1初級電壓VT1也被箝位在-2(Vs-VL1)上，8C2兩端的電壓VC2被箝位在VL1+VD上；在-2(Vs-VL1)的電壓作用下，勵磁電流I2線性下降，速率為2(Vs-VL1)/L2，到達t4時的下降幅度Ir2為2(Vs-VL1)(t4-t3)/L2；設計使得該幅度小于Ir1，也就是(t4-t3)＜(t2-t0)，就有到t4時，I2仍然為正值，8C2兩端的電壓VC2繼續被箝位在VL1+VD上。
由于功率開關8S2的兩端電壓就是8C2兩端的電壓VC2，而VL1+VD的值非常接近于0，t4時刻導通功率開關8S2，認為是零電壓導通。
5.如圖9所示，后續的4個時間段的情形和上述的近似，只要按照映像關系做以下對應即可導通的功率開關從8S1變為8S2，導通的二極管從8D2/8D4變為8D3/8D5，電容8C1變為8C2，電容8C2變為8C1，時間段t0-t1變為t4-t5，時間段t1-t2變為t5-t6，時間段t2-t3變為t6-t7，時間段t3-t4變為t7-t8。
從上述的整個工作周期看，功率開關8S1、8S2和整流橋8QL中的二極管8D2、8D4、8D3、8D5均是零電壓導通和零電壓關斷，簡稱零電壓開關。
下面分析功率開關8S1、8S2和整流橋8QL中二極管8D2、8D4、8D3、8D5實現零電壓開關的滿足條件。
設功率開關8S1、8S2的開關周期為T(即t0-t8)，導通占空比為DUTY，扼流電感8L1向變壓器8T1注入電流時的壓降為VL1，箝位二極管8D1導通時的壓降為VD。因為8L1兩端的電壓降在一個工作周期內的積分為0，所以VL1*DUTY*2*T-VD(1-2*DUTY)*T＝0，有VL1＝VD(1/2-DUTY)/DUTY。
在本發明中，VD取0.7V，導通占空比DUTY取35％至48％之間，VL1在0.3V至0.03V之間變化，VL1+VD在1V至0.73V之間，其值很小，相對于輸入直流電源Vs而言，認為是0；功率開關8S1、8S2在VL1+VD下導通，認為是零電壓導通；由于電容8C1、8C2的緩沖作用，功率開關8S1、8S2零電壓關斷是自然保證的。
上述t1-t2時間是指扼流電感8L1的電流從電容8C1下行、使電容8C1兩端的電壓VC1從0線性上升到VD+VL1的時間，由于增量小，到達的時間很短，相對于t0-t1時間來說，忽略不計，可以用(t1-t0)來代替(t2-t0)。
在功率開關8S1或8S2導通時，因高頻開關變壓器T1的初次級匝數的約束關系，輸出電壓Vo與輸入直流電源Vs滿足2(Vs-VL1)/NP＝(Vo+2VD)/NS，其中NP、NS分別是變壓器T1的初次級匝數，得Vo＝2(Vs-VL1)NS/NP-2VD；VL1的值相對于Vs而言較小而被忽略，則在導通占空比DUTY取35％至48％之間時，輸出電壓Vo不變，給調整占空比來滿足零電壓開關創造了條件。由于輸出電壓Vo和輸入直流電源Vs的關系固定，所以傳輸比固定。
上述t2-t3(或t6-t7)時間是勵磁電感8L2、電容8C2、8C1、8C0諧振為功率開關8S2(或8S1)創造零電壓開關條件所需要的最短時間，這必需保證；t3-t4(或t7-t8)時間是零電壓開關條件維持時間，這可以在0至(t1-t0)(或t5-t4)之間調整；它們和t1-t2(或t5-t6)共同組成功率開關8S1(或8S2)的關斷期t2-t4(或t6-t8)，時間為(1/2-DUTY)T。
(t3-t2)或(t7-t6)是與變壓器8T1的初級勵磁電感8L2、電容8C2、電容8C1、電容8C0有關的一個常數，它不依賴于負載輕重，也不依賴于輸入電壓。
調整開關周期T和占空比DUTY以滿足功率開關8S1或8S2的關斷期(1/2-DUTY)T大于t3-t2且小于(t3-t2)+(t1-t0)的要求，使功率開關8S1、8S2和整流橋8QL中的二極管8D2、8D4、8D3、8D5，在全負載范圍及全輸入電壓范圍內，實現零電壓開關。
三、固定傳輸比半橋式零電壓開關隔離變換器上述的電路拓撲方法和用于固定傳輸比推挽式零電壓開關隔離變換器的控制時序同樣可用于固定傳輸比半橋式零電壓開關隔離變換器。
如圖10所示，本發明實施例三的固定傳輸比半橋式零電壓開關隔離變換器包括脈寬控制器AU1、與控制器AU1相連的兩個功率開關AS1和AS2，所述的功率開關AS1的一端與輸入直流電源Vs的負端相連，功率開關AS2的一端與直流電源Vs的正端相連，功率開關AS1和AS2未與直流電源Vs連接的另一端分別接有中心抽頭的扼流電感AL1的兩端，扼流電感AL1的中心抽頭與高頻開關變壓器AT1的初級繞組的非同名端p2相連，變壓器AT1的初級繞組的同名端p1接直流電源Vs的1/2分壓點即等值電容AC3、AC4的串聯分壓點相連，變壓器AT1次級繞組的兩端分別接整流橋AQL的兩個交流輸入端，整流橋AQL的正、負輸出端分別接輸出濾波電容AC5的正、負極，輸出電壓從輸出濾波電容AC5的正、負極之間引出。
圖10中，AC1為功率開關AS1的輸出電容與外并電容之和；AC2為功率開關AS2的輸出電容與外并電容之和，電容AC1和AC2的值相同；等值電容AC3、AC4串聯后并接于輸入直流電源Vs的正、負端之間。
將圖10與圖4對比可以看出，本發明的特征在于增加箝位二極管AD1，它與扼流電感AL1并聯，二極管AD1的陰極接至與直流電源Vs正端相連的功率開關AS2和扼流電感AL1的連接點，二極管AD1的陽極接至與直流電源Vs負端相連的功率開關AS1和扼流電感AL1的連接點，脈寬控制器AU1輸出用于控制功率開關AS1、AS2交替導通和關斷的驅動脈沖的占空比(DUTY)固定且小于50％，較好的取值范圍為35％至48％；這里所述的功率開關AS1、AS2是MOSFET(電力場效應晶體管)，或者是IGBT(絕緣柵雙極晶體管)加上反并聯快恢復二極管，箝位二極管AD1是快恢復或超快恢復二極管，整流橋AQL由AD2、AD3、AD4、AD5四個快恢復或超快恢復二極管組成。
在本發明中，脈寬控制器AU1的主體是芯片UCC3808，或UC3846，或UC3825，或UC3525，既實現脈寬控制，又通過檢測功率開關AS1、AS2的通過電流，超過設置的門限就關斷，實現過載保護。
四、固定傳輸比全橋式零電壓開關隔離變換器本發明的電路拓撲方法和用于固定傳輸比推挽式零電壓開關隔離變換器的控制時序同樣可用于固定傳輸比全橋式零電壓開關隔離變換器，這時需要功率開關BS1和BS3、BS2和BS4成對交替導通和關斷。
如圖11所示的具有固定傳輸比的全橋式零電壓開關隔離變換器，包括脈寬控制器BU1、與控制器BU1相連的兩個功率開關對BS1和BS3、BS2和BS4，所述的功率開關BS1和BS4一端相連后接輸入直流電源Vs的負端，功率開關BS2和BS3一端相連后經扼流電感BL1接直流電源Vs的正端，功率開關BS1和BS2未與直流電源Vs連接的另一端相連后接高頻開關變壓器BT1初級繞組的非同名端p2，功率開關BS3和BS4未與直流電源Vs連接的另一端相連后接變壓器BT1初級繞組的同名端p1，變壓器BT1次級繞組的兩端p3和p4分別接整流橋BQL的兩個交流輸入端，整流橋BQL的正、負輸出端分別接輸出濾波電容BC5的正、負極，輸出電壓Vo從輸出濾波電容BC5的正、負極之間引出。
圖11中，BC1為功率開關BS1的輸出電容與外并電容之和；BC2為功率開關BS2的輸出電容與外并電容之和；BC3為功率開關BS3的輸出電容與與外并電容之和；BC4為功率開關BS4的輸出電容與外并電容之和；電容BC1、BC2、BC3和BC4的值相同。
將圖11與圖3對比可以看出，本發明的特征在于增加箝位二極管BD1，它與扼流電感BL1并聯，二極管BD1的陰極接輸入直流電源Vs的正端，脈寬控制器BU1輸出用于控制功率開關對BS1和BS3、BS2和BS4交替導通和關斷的驅動脈沖的占空比固定且小于50％，較好的取值范圍為35％至48％；這里所述的功率開關BS1、BS2、BS3、BS4是MOSFET(電力場效應晶體管)，或者是IGBT(絕緣柵雙極晶體管)加上反并聯快恢復二極管，二極管BD1是快恢復或超快恢復二極管，整流橋BQL由BD2、BD3、BD4、BD5四個快恢復或超快恢復二極管組成。
在本發明中，脈寬控制器BU1的主體是芯片UCC3808，或UC3846，或UC3825，或UC3525，既實現脈寬控制，又通過檢測功率開關BS1/BS3、BS2/BS4的通過電流，超過設置的門限就關斷，實現過載保護。
權利要求
1.一種固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其電路采用單端正激式拓樸結構，包括高頻開關變壓器(6T1)，功率開關(6S1)及對之進行控制的脈寬控制器(6U1)；所述功率開關(6S1)的一端與輸入直流電源(Vs)的負端相連，另一端與所述變壓器(6T1)初級繞組的非同名端(p2)相連；所述變壓器(6T1)次級繞組的同名端(p3)接整流二極管(6D2)的陽極；整流二極管(6D2)的陰極和變壓器(6T1)次級繞組的非同名端(p4)分別接輸出濾波電容(6C2)的正、負極，并同時作為輸出電壓(Vo)的正、負極引出，其特征在于，還包括并聯在變壓器(6T1)的初級繞組的同名端(p1)與輸入直流電源(Vs)的正極之間的箝位二極管(6D1)和扼流電感(6L1)，所述箝位二極管(6D1)的陰極接輸入直流電源(Vs)的正端、陽極接變壓器(6T1)的初級繞組的同名端(p1)。
2.根據權利要求1所述的固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其特征在于，由所述控制器(6U1)所輸出的用于控制功率開關(6S1)的驅動脈沖的占空比的范圍在40％～70％之間。
3.根據權利要求1所述的固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其特征在于，所述功率開關(6S1)是電力場效應晶體管，或者由絕緣柵雙極晶體管加上反并聯快恢復二極管所組成；所述箝位二極管(6D1)和整流二極管(6D2)是快恢復二極管或超快恢復二極管。
4.根據權利要求1所述的固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其特征在于，所述控制器(6U1)的主體采用芯片UC3842或UC3844。
5.一種固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其電路采用推挽式拓樸結構，包括初級繞組有中心抽頭的高頻開關變壓器(8T1)，功率開關(8S1)、(8S2)，以及對所述兩個功率開關進行控制的脈寬控制器(8U1)；所述功率開關(8S1)和(8S2)的一端并接到輸入直流電源(Vs)的負端，另一端分別與變壓器(8T1)初級繞組的兩端(p3)和(p1)相連；變壓器(8T1)初級繞組的中心抽頭(p2)經扼流電感(8L1)接至直流電源(Vs)的正端，變壓器(8T1)次級繞組的兩端分別接整流橋(8QL)的兩個交流輸入端；整流橋(8QL)的正、負輸出端分別接輸出濾波電容(8C3)的正、負極，同時作為輸出電壓(Vo)的正、負極引出，其特征在于，還包括并聯在扼流電感(8L1)兩端的箝位二極管(8D1)，所述箝位二極管(8D1)的陰極接直流電源(Vs)的正端，由脈寬控制器(8U1)所輸出的用于控制功率開關(8S1)和(8S2)的驅動脈沖的占空比小于50％。
6.一種固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其電路采用半橋式拓樸結構，包括高頻開關變壓器(AT1)，功率開關(AS1)、(AS2)，以及對所述兩個功率開關進行控制的脈寬控制器(AU1)；所述功率開關(AS1)的一端與輸入直流電源(Vs)的負端相連，功率開關(AS2)的一端與直流電源(Vs)的正端相連，功率開關(AS1)、(AS2)的另一端分別接到有中心抽頭的扼流電感(AL1)的兩端；在直流電源(Vs)正、負端之間串聯有兩個等值電容(AC3)和(AC4)，變壓器(AT1)初級繞組的非同名端(p2)連接到扼流電感(AL1)中心抽頭，同名端(p1)連接到直流電源(Vs)的1/2分壓點即等值電容(AC3)和(AC4)的連接點；變壓器(AT1)次級繞組的兩端分別接整流橋(AQL)的兩個交流輸入端，整流橋(AQL)的正、負輸出端分別接輸出濾波電容(AC5)的正、負極，同時作為輸出電壓(Vo)的正、負極引出，其特征在于，還包括并聯在扼流電感(AL1)兩端的箝位二極管(AD1)，所述二極管(AD1)的陽極接至功率開關(AS1)與扼流電感(AL1)的連接點，所述脈寬控制器(AU1)所輸出的用于控制功率開關(AS1)和(AS2)的驅動脈沖的占空比固定且小于50％。
7.一種固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其電路采用全橋式拓樸結構，包括高頻開關變壓器(BT1)，功率開關(BS1)、(BS2)、(BS3)、(BS4)，以及對所述四個功率開關進行控制的脈寬控制器(BU1)；所述功率開關(BS1)和(BS4)各有一端并接到輸入直流電源(Vs)的負端，功率開關(BS2)和(BS3)各有一端并接后經扼流電感(BL1)接直流電源(Vs)的正端；所述功率開關(BS1)和(BS2)的另一端并接到變壓器(BT1)初級繞組的非同名端(p2)，功率開關(BS3)和(BS4)另一端并接到變壓器(BT1)初級繞組的同名端(p1)；變壓器(BT1)次級繞組的兩端分別接整流橋(BQL)的兩個交流輸入端，整流橋(BQL)的正、負輸出端分別接輸出濾波電容(BC5)的正、負極，同時作為輸出電壓(Vo)的正、負極引出，其特征在于，還包括并聯在扼流電感(BL1)兩端的箝位二極管(BD1)，所述二極管(BD1)的陰極接直流電源(Vs)的正端，由脈寬控制器(BU1)所輸出的用于控制所述四個功率開關的驅動脈沖的占空比固定且小于50％。
8.根據權利要求5～7中任一項所述的固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其特征在于，由所述脈寬控制器所輸出的用于控制功率開關的驅動脈沖的占空比的范圍在35％～48％之間。
9.根據權利要求5～7中任一項所述的固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其特征在于，所述功率開關是電力場效應晶體管，或者由絕緣柵雙極晶體管加上反并聯快恢復二極管所組成；所述箝位二極管是快恢復二極管或超快恢復二極管；所述整流橋由快恢復二極管或超快恢復二極管組成。
10.根據權利要求5～7中任一項所述的固定傳輸比零電壓開關隔離變換器，其特征在于，脈寬控制器的主體可以是芯片UCC3808、UC3846、UC3825、或UC3525。
全文摘要
本發明涉及具有固定傳輸比的零電壓開關隔離變換器,其特征在于,高頻變壓器的次級經整流器件直接連至輸出濾波電容,在常規的單端正激、推挽、半橋、全橋式變換器的拓撲結構中,供電側串聯由箝位二極管和高頻扼流電感并聯組成的網絡,控制電路使用常規的脈寬調制集成電路作主體。通過這樣的電路結構變化與功率開關控制方式的優化,在全負載范圍及全輸入電壓范圍內,實現功率開關、整流二極管都在零電壓條件下開關,克服了現有技術的變換器電磁干擾大、功率開關與二極管為硬開關而導致損耗大的不足之處。
文檔編號H02M3/22GK1354553SQ0113000
公開日2002年6月19日 申請日期2001年11月27日 優先權日2001年11月27日
發明者范家閂 申請人:范家閂