專利名稱：開關電源電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種開關電源電路，其包括一種功率因數提高電路。
本發明的申請人已經提出在初級側上包括諧振型變換器的各種電源電路。本發明的申請人還建議了其中為諧振型變換器提供了用于提高功率因數的功率因數提高電路的各種電源電路。
圖10是表示根據已經本申請人申請專利的本發明所構成的開關電源電路的示例的電路圖。電源電路其構成為自激電流諧振型開關變換器提供用于提高功率因數的功率因數提高電路。
如圖10所示的電源電路包括一個用于全波整流商用交流電源AC的橋式整流電路Di。在該示例中，通過該橋式整流電路Di整流獲得的整流輸出經功率因數提高電路20為濾波電容器Ci充電，在濾波電容器Ci兩端獲得相應于和交流輸入電壓VAC相等的電平的整流濾波的電壓Ei。
涌流限制電阻器Ri插入整流濾波電路(Di，Ci)的整流電流路徑中，從而可抑制在例如電源開始供電時流入到濾波電容器的涌流。
在圖10所示的功率因數提高電路20中，串接的濾波器扼流線圈LN-高速恢復(recovery)型二極管D1-扼流線圈LS插入在橋式整流電路Di的正極輸出端與濾波電容器Ci的正極輸出端之間。
濾波電容器CN插入在高速恢復型二極管D1的陽極側與濾波電容器Ci的正極端之間以與濾波器扼流線圈LN一起形成簡正模低通濾波器。
在功率因數提高電路20中，后面將描述的初級側串聯諧振電路的一端連接于高速恢復型二極管D1的陰極與扼流線圈LS之間，從而可反饋由直流諧振電路獲得的開關輸出。
注意下面說明功率因數提高電路20的功率因數提高操作。
電源電路包括自激電流諧振型變換器，其使用整流濾波的電壓Ei作為工作電流，該電壓Ei是濾波電容器Ci兩端的電壓。
電流諧振型開關變換器包括一對由雙極晶體管形成的如圖10所示那樣半橋式連接的并且插入在濾波電容器Ci的正極側連接點與地之間的開關元件Q1和Q2。
起動電阻器RS1和RS2分別插入在開關元件Q1和Q2的集電極與基極之間。一對連接于開關元件Q1和Q2的基極的電阻器RB1和RB2設定開關元件Q1和Q2的基極電流(驅動電流)。一對箝位二極管DD1和DD2分別插入在開關元件Q1和Q2的基極和發射極之間。箝位二極管DD1和DD2形成用于箝位電流電流路徑，該箝位電流在開關元件Q1和Q2關斷期間在開關元件Q1和Q2的基極和發射極之間流動。
一對諧振電容器CB1和CB2與驅動變壓器PRT(功率調節變壓器)的驅動繞組NB1和NB2一起形成用于自激振蕩的串聯諧振電路(自激振蕩驅動電路)，并確定開關元件Q1和Q2的開關頻率，該驅動繞組NB1和NB2隨后進行說明。
驅動變壓器PRT提供以驅動開關元件Q1和Q2并可變地控制開關頻率以執行恒壓控制。如圖10所示的驅動變壓器PRT形成為正交可飽和電抗器，在該電抗器上卷繞驅動繞組NB1和NB2以及一個諧振電流檢測繞線ND，并且一個控制繞組NC卷繞在與這些繞組正交的方向上。
驅動變壓器PRT的驅動繞組NB1的一端通過串接的電阻器RB1和諧振電容器CB1連接于開關元件Q1的基極，驅動繞組NB1的另一端連接于開關元件Q1的發射極。驅動繞組NB2的一端接地，驅動繞組NB2的另一端通過串接的電阻器RB2和諧振電容器CB2連接于開關元件Q2的基極。卷繞驅動繞組NB1和驅動繞組NB2使得它們可產生具有彼此相反的極性的電壓。
隔離變換變壓器(insulating converter trasformer)PIT(功率隔離變壓器)把開關元件Q1和Q2的開關輸出傳送到次級側。隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的一端通過諧振電流檢測繞線ND連接于開關元件Q1的發射極與開關元件Q2的集電極之間的連接點(開關輸出點)，從而可獲得開關輸出。
初級繞組N1的另一端通過串聯諧振電容器C1連接于功率因數提高電路20中的高速恢復型二極管D1的陰極與扼流線圈LS之間的連接點。
在這種例子中，串聯諧振電容器C1和初級繞組N1串聯連接。從而，從串聯諧振電容器C1的電容與包括初級繞組N1(串聯諧振繞組)的隔離變換變壓器PIT的漏電感部分形成用于使開關變換器的操作為電流諧振型操作的初級側串聯諧振電路。
在如圖10所示的隔離變換變壓器PIT的次級側，為次級繞組N2提供一個中間抽頭，并且整流二極管D01,D02,D03和D04與濾波電容器C01和C02以圖10所示的方式相連接。通過這一連接，提供包括一組[整流二極管D01和D02以及濾波電容器C01]和另一組[整流二極管D03和D04以及濾波電容器C02]的兩組全波整流電路。由[整流二極管D01和D02以及濾波電容器C01]形成的全波整流電路產生一個直流輸出電壓E01，由[整流二極管D03和D04以及濾波電容器C02]形成的全波整流電路產生另一個直流輸出電壓E02。
注意在這個例子中，直流輸出電壓E01和直流輸出電壓E02分送并且還輸入到控制電路1。控制電路1使用直流輸出電壓E01作為檢測電壓并使用直流輸出電壓E02作為供給控制電路1的工作電源。
控制電路1響應于次級側上的直流輸出電壓E01的電平，提供其電平是可變的直流電流給驅動變壓器PRT的控制繞組NC以作為控制電流，以按后面描述的方式以執行恒壓控制。
在具有上述結構的電源電路的開關操作中，當例如首先使用商用交流電源時，起動電流通過起動電阻器RS1和RS2分別提供給開關元件Q1和Q2的基極。控制開關元件Q1和Q2，使得例如如果開關元件Q1首先導通，那么控制開關元件Q2使得它關斷。然后作為開關元件Q1的一個輸出，諧振電流流經諧振電流檢測繞組ND-初級繞組N1-串聯諧振電容器C1。控制開關元件Q1和Q2，使得靠近在諧振電流下降到0的時刻，開關元件Q2導通并且開關元件Q1關斷。然后，諧振電流以與上述相反的方向流經開關元件Q2。此后，執行其中開關元件Q1和Q2交變地切換的自激開關操作。
當以這種方式使用濾波電容器Ci的端電壓作為工作電源而使開關元件Q1和Q2交變地反復開關操作時，具有近似于諧振電流波形的波形的驅動電流提供給隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1，同時在次級繞組N2處獲得交變的輸出。
驅動變壓器PRT的恒壓控制以下面的方式以執行。
例如，如果次級側直流輸出電壓E01響應于交流輸入電壓電平、負載變化等而向升高的方向改變，之后，響應于次級側直流輸出電壓E01的升高，控制流經控制繞組NC的控制電流電平使之升高，這一點在后面說明。
在驅動變壓器PRT由于驅動變壓器PRT中產生的磁通影響而傾向接近飽和狀態，并且這種作用降低驅動繞組NB1和NB2的電感時，改變自激振蕩電路的狀態，使得可以升高開關頻率。
在電源電路中的開關頻率設置在高于串聯諧振電容器C1和初級繞組N1組成的串聯諧振電路的諧振頻率的頻率區(上側控制)時，如果開關頻率如上述那樣升高，那么開關頻率與串聯諧振電路的諧振頻率分隔開。因此，串聯諧振電路的諧振阻抗相對于開關輸出提高。
由于諧振阻抗以這種方式提高并且這樣就抑制了驅動電流向初級側串聯諧振電路的初級繞組N1的提供，次級側輸出電壓抑制了，從而實現恒壓控制。
注意上述這種方法的恒壓控制系統在后面稱為“開關頻率控制系統”。
功率因數提高電路20執行的功率因數提高操作如下面這樣。
在如圖10所示的功率因數提高電路20的結構中，提供給串聯諧振電路(N1，C1)的開關輸出經一個感抗(磁耦合)反饋到整流電流路徑，該感抗是扼流線圈LS自身具有的。
用上述這種方式反饋的開關輸出，在整流電流路徑上疊加開關周期的交變電壓。由于開關周期的交變電壓的疊加的分量，在高速恢復型二極管D1處實現按開關周期的中斷整流電流的操作。但是，通過中斷操作，濾波器扼流線圈LN和扼流線圈LS的視在(apparent)電感也增加了。因此，對濾波電容器Ci的充電電流也在一個周期內流動，在該周期內整流的輸出電壓電平低于濾波電容器Ci兩端的電壓。
結果，交流輸入電流的平均波形接近交流輸入電壓的波形，以提高交流輸入電流的持續角度，并且從而實現功率因數的提高。
圖11是表示開關電源電路的另一個結構示例的一個電路圖，其中該開關電源電路是建筑于本發明的申請人先前提出的發明的基礎上的。此外本電源電路包括一個電流諧振型變換器，其中兩個開關元件以半橋連接形式連接。但是，用于電源電路的驅動系統是它激系統。此外在這個例子中，電源電路包括一個用于實現功率因數提高的功率因數提高電路。
注意類似的參考符號應用于與圖10中的那些相同的元件，并且其描述省略。
如圖11所示的初級側電流諧振型變換器包括兩個開關元件Q11和Q12，其例如是MOS-FET。
開關元件Q11的漏極連接于整流濾波的電壓Ei的線上，并且開關元件Q11的源極和開關元件Q12的漏極彼此連接，而開關元件Q12的源極連接于初級側地，從而獲得它激型半橋連接。
振蕩驅動電路2驅動開關元件Q11和Q12，使其開關開／關操作可交替重復，以中斷整流濾波的電壓Ei，而獲得一個開關輸出。
在這個例子中，以圖11所指示的這種方向連接的箝位二極管DD1和DD2提供在開關元件Q11和Q12的漏極和源極之間。
在這個例子中，隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的一端連接于開關元件Q11和Q12的源極和漏極之間的連接點(開關輸出點)，從而開關輸出可提供給初級繞組N1。初級繞組N1的另一端通過串聯諧振電容器C1連接于功率因數提高電路21的下面將說明的濾波器扼流線圈LN與高速恢復型二極管D1的陰極之間的連接點。
此外在這種例子中，用于使開關電源電路成為電流諧振型的串聯諧振電路由串聯諧振電容器C1的電容和包括初級繞組N1的隔離變換變壓器PIT的漏電感部分形成。
在這種例子中的控制電路1輸出例如相應于直流輸出電壓E01的變化的電平的控制信號到振蕩驅動電路2。振蕩驅動電路2基于從控制電路1提供到其上的控制信號而改變要從振蕩驅動電路2提供到開關元件Q11和Q12的柵極以變化開關頻率的開關驅動信號的頻率。
此外在如圖11所示的電源電路中，與如圖10所示的電源電路類似，開關頻率設置在高于串聯諧振頻率的頻率區內。之后，例如如果直流輸出電壓E01升高，那么控制電路1控制振蕩驅動電路2，使得開關頻率可響應于直流輸出電壓E01的電平而升高。因此，以與相對于圖10描述的方式所類似的方式以執行恒壓控制。
提供一個起動電路3以在使用電源以起動振蕩驅動電路2之后立刻檢測在整流濾波線路處得到的電壓或電流。起動電路3作為工作電源接收通過對附加地卷繞在隔離變換變壓器PIT上的一個繞組輸出整流進行而獲得的低電平的直流電壓。
在如圖11所示的功率因數提高電路21中，串聯連接的濾波器扼流線圈LN和高速恢復型二極管D1插入在橋式整流電路Di的正極輸出端與濾波電容器Ci的正極輸出端之間。這里，提供濾波電容器CN，其與由濾波器扼流線圈LN和高速恢復型二極管的串聯電路并聯。此外在這種由上述形成的連接中，濾波電容器CN與濾波器扼流線圈LN一起形成簡正模低通濾波器。
提供一個諧振電容器C3，與高速恢復型二極管D1并聯。雖這里省略了詳細的說明，但例如，諧振電容器C3與例如濾波器扼流線圈LN等一起形成并聯諧振電路，并且設置并聯諧振電路的諧振頻率，使得其基本上等于此后要說明的串聯諧振電路的諧振頻率。因此，提供一種在負載降低時抑制整流濾波的電壓Ei升高的作用。
在功率因數提高電路21中，如上述那樣，串聯諧振電路(N1，C1)的一端部分連接于濾波器扼流線圈LN與高速恢復型二極管D1的陰極之間的連接點。
在如上所述的這種連接方案中，在初級繞組N1處獲得的開關輸出經串聯諧振電容器C1的靜電電容耦合反饋到整流電路路徑。在這個例子中，反饋在初級繞組N1處獲得的諧振電流，使得它流向濾波器扼流線圈LN與高速恢復型二極管D1的陰極之間的連接點，從而應用開關輸出。
由于開關輸出以上述這種方式反饋，在整流電流路徑上疊加開關周期的交變電壓，并且由于開關周期的交變電壓的疊加，在高速恢復型二極管D1實現按開關周期的中斷整流電流的操作。此外，通過中斷操作，濾波器扼流線圈LN的視在電感增加了。
另外，由于開關周期的電流流經諧振電容器C3，在諧振電容器C3兩端產生一個電壓，并且整流濾波的電壓Ei的電平為串聯諧振電容器C1兩端的電壓所降低。因此，對濾波電容器Ci的充電電流也在一個整流的輸出電壓電平低于濾波電容器Ci兩端的電壓的周期內流動。
結果，交流輸入電流的平均波形接近交流輸入電壓的波形，從而提高交流輸入電流的持續角度，并且在這個例子中也實現功率因數的提高。
以這種方式圖10和圖11所示的電源電路可因提供一個功率因數提高電路(20，21)而實現功率因數提高。由于如圖10和11所示的功率因數提高電路的每一個都由很小數目的部件構成，它們就具有一個的優點是可以高效地、低噪音、尺寸和重量降低的并且低成本地以實現功率因數提高。
這里，負載功率Po與功率因數PF相對于圖10和11所示的電源電路之間的關系在圖12中表示出以。這里應注意所表示的是在當交流輸入電壓VAC=100伏時的情況。
根據圖12，可以看到得到一個功率因數PF響應于負載功率Po的降低而降低的特性。
圖13表示的是交流輸入電壓VAC與功率因數PF之間的關系。這里應注意所表示的特性是在最大負載功率Pomax=120瓦并且最小負載功率Pomin=40瓦的條件下的。
如圖13所示，可以看到功率因數PF與交流輸入電壓VAC的升高成比例地降低。
在最小負載功率Pomin=40瓦的條件下的功率因數PF低于在最大負載功率Pomax=120瓦的條件下的功率因數PF。簡言之，這里也可獲得聯系圖12在上面描述的功率因數PF隨負載功率降低而降低的特性。
圖13所示的特性在圖14A到14D中以工作波形圖以表示。
這里在交流輸入電壓VAC=100伏并且最大負載功率Pomax=120瓦的條件下的交流輸入電壓VAC和交流輸入電流IAC在圖14A和14B中表示，在交流輸入電壓VAC=100伏并且最小負載功率Pomin=40瓦的條件下的交流輸入電壓VAC和交流輸入電流IAC在圖14C和14D中表示。
這里，如果假設交流輸入電壓VAC的半周期是10毫秒，那么當負載功率是最大負載功率Pomax=120瓦時，交流輸入電流IAC的持續周期τ實際上大約是5毫秒并且功率因數PF=0．85。另一方面，當負載功率是最小負載功率Pomin=40瓦時，交流輸入電流IAC的持續性周期τ降低到大約是2．5毫秒并且功率因數下降到大約PF=0．65。在負載功率是最小負載功率Pomin=40瓦時獲得的功率因數PF的值有時不滿足實際應用中需要的負載因數的值。
由于交流輸入電壓的變化或負載功率的變化以這種方式引起功率因數的降低，反過以講，對電源電路的交流輸入電壓或負載條件是受到限制的。簡言之，電源電路存在的一個問題是能采用電源電路的裝置受到限制。
尤其，盡管例如對其指定了交流輸入電壓和負載條件的彩色電視接收機可采用的電源電路不能為商業設備或信息設備所采用。
此外，已知用如圖10和11所示的功率因數提高的結構，由于它們采用的結構形式是在初級側上的串聯諧振電路連接于商用交流電源的整流電流路徑，商用交流電源周期(50赫／60赫)的脈動(ripple)疊加在串聯諧振電路上。這種波動成分的疊加電平與負載功率增加成比例增加。
眾所周知，例如，如果假設電源電路使用所選擇的所需部件以構成而使得在預定的測量條件下可維持大約PF=0．8的功率因數的話，其中這種預定的測量條件是對于實際的應用所要提供的，那么與不提供功率因數提高電路的另一種情況相比，當負載功率是最大值時次級側直流輸出電壓出現的脈動電壓電平提高到大約3到4倍。
為抑制如上所述的脈動成分的這種提高，例如，如圖10和11所示的電源電路實際上采用了應對措施，如提高控制電路1的增益或提高次級側上的濾波電容器Ci的電容。但是，這樣產生的問題是部件成本提高并且開關操作易受異常振蕩的影響。
本發明的一個目的是提供一種開關電源，其對于負載或交流輸入電壓的變化能維持滿足實際應用條件的功率因數。
為實現上述目的，根據本發明，提供一種開關電源電路，包括整流濾波裝置，用于接收商用交流電源以產生整流濾波的電壓并輸出整流濾波的電壓作為直流輸入電壓；一個的隔離變換變壓器，用于把初級側輸出傳送到次級側，其中形成有氣隙，從而可獲得松耦合的耦合系數并用于把初級側輸出傳送到次級側；開關裝置，用于利用開關元件中斷直流輸入電壓并輸出中斷的直流電壓到隔離變換變壓器的初級繞組；一個初級側諧振電路，由至少包括隔離變換變壓器的初級繞組的漏電感部分和初級側諧振電容器的電容形成，用于使開關裝置的操作為電壓諧振類型的操作；功率因數提高裝置，插入在整流電流路徑中，用于基于反饋到功率因數提高裝置的開關裝置的開關輸出而中斷整流電流，以提高功率因數；一個次級側諧振電路，在次級側上由隔離變換變壓器的次級繞組的漏感抗部分和次級側諧振電容器的電容形成；直流輸出電壓產生裝置，其形成包括次級側諧振電路，用于接收在隔離變換變壓器的次級繞組處獲得的交變的電壓并對交變的電壓整流以產生次級側直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，用于響應于次級側直流輸出電壓的電平以控制次級側直流輸出電壓為恒定電壓，初級側諧振電容器，由串聯連接的第一和第二電容器形成，開關裝置的開關輸出經第一和第二電容器之間一個的連接點反饋到功率因數提高裝置。
在開關電源電路中，由串聯連接的第一和第二電容器形成的初級側諧振電容器分壓的開關輸出反饋到設在成為復合諧振型變換器的電源電路中的功率因數提高電路。
因此，開關電源電路有利之處在于對于交流輸入電壓或負載功率的變化能使功率因數在寬范圍上維持恒定。因此，開關電源電路適合于作為功率因數提高電源電路，用于商業裝置和信息裝置，這些裝置準備廣泛使用于100伏類型和200伏類型的交流輸入電壓AC的情況下或具有大負載變化的情況下。
另外，由于開關電源電路呈現的脈動電壓成分增加很小(或幾乎不增加)，如，在直流輸出電壓中的50赫的脈動電壓成分，不需要特殊的應對措施。因此，開關電源電路有利之處也在于不必要增加控制電路的增益、提高電解電容器等的電容。
開關電源電路有利之處還在于，由于直流輸入電壓在負載加重時升高，與功率因數提高之前相比效率提高，并且由于電壓和電流的工作波形變成正弦波，產生的噪音具有低電平。
聯系附圖根據下面的說明和提出的權利要求使本發明的上述和其他目的、特征和優點變得更明顯，其中在附圖中相同的參考符號代表相同的部件或元件。
圖1是表示根據本發明的第一實施例的開關電源電路的結構的電路圖；圖2是表示圖1的開關電源電路采用的隔離變換變壓器的結構的側前截面視圖；圖3A和3B分別是表示在互感是+M和-M時如圖2所示的隔離變換變壓器的操作的電路圖；圖4A到4F是表示圖1的開關電源電路的操作的波形圖；圖5A到5D是表示圖1的開關電源電路的操作的波形圖；圖6是表示負載功率與圖1的開關電源電路的功率因數之間的關系的特性曲線；圖7是表示交流輸入電壓與圖1的開關電源電路的功率因數之間的關系的特性曲線；圖8是表示根據本發明的第二實施例的開關電源電路的結構的電路圖；圖9是表示根據本發明的第三實施例的開關電源電路的結構的電路圖；圖10是傳統的開關電源電路的結構的電路圖；圖11是另一傳統的開關電源電路的結構的電路圖；圖12是表示負載功率與圖10和11的開關電源電路的功率因數之間的關系的特性曲線；圖13是表示交流輸入電壓與圖10和11的開關電源電路的功率因數之間的關系的特性曲線；
圖14A到14D表示根據負載功率的響應于商用交流電源的輸入的不同操作的波形圖。
圖1是表示根據本發明的一個實施例的開關電源電路的結構的電路圖。應注意在圖1中，與圖10和或11中相似的元件以相似的參考符號表示并且省略了對它們的說明。
在如圖1所示的開關電源電路的初級側上，提供一個電壓諧振型開關變換器(電壓諧振型變換器)。并且，對于該電壓諧振型變換器提供一個功率因數提高電路。
這樣，在后面描述功率因數提高電路10的結構，并且首先說明電壓諧振型變換器的結構。
這里電壓諧振型變換器采用包括單一開關元件Q1的自激方案。在這個例子中，對于開關元件Q1采用高耐壓雙極晶體管(BJT；結型晶體管)。
開關元件Q1的基極經一個起動電阻器RS連接于濾波電容器Ci(整流的濾波的電壓Ei)的正電極側，從而開始時的基極電流可從整流濾波線路獲得。另外，用于自激振蕩驅動的諧振電路(自激振蕩驅動電路)連接在開關元件Q1的基極與初級側地之間并且由串聯連接的電路形成，該串聯連接的電路包括一個驅動繞組NB、一個諧振電容器CB和一個基極電流限制電阻器RB。
一個箝位二極管DD插入在開關元件Q1的基極與濾波電容器Ci的負極(初級側地)之間并且形成用于箝位電流的路徑，該箝位電流在開關元件Q1關斷時流動。
開關元件Q1的集電極經串聯連接的一個檢測繞組ND和一個初級繞組N1連接于濾波電容器Ci的正極端。開關元件Q1的發射極接地到初級側地。
串聯連接的一對電容器Cr1和Cr2連接在開關元件Q1的集電極與發射極之間作為并聯諧振電容器。并聯諧振電容器Cr自身的電容(基于并聯諧振電容器Cr(Cr1，Cr2))和后面要說明的隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的漏電感L1形成電壓諧振型變換器的一個初級側并聯諧振電路，。盡管這里省去了具體的說明，當開關元件Q1關斷時，由于使諧振電容器Cr(Cr1，Cr2)兩端的電壓實際呈現出正弦波形的脈沖波的并聯諧振電路的作用，實現電壓諧振型的操作。
如圖1所示的正交控制變壓器PRT是可飽和電抗器，其包括檢測繞組ND、驅動繞組NB和卷繞在其上的一個控制繞組NC。正交控制變壓器PRT提供用以驅動開關元件Q1并執行恒壓控制。
盡管未示出，正交控制變壓器PRT具有這樣一種結構，使得形成一個三維鐵芯，從而各自具有4個磁路支臂的兩個雙通道形狀的鐵芯在其磁路支臂的端部彼此接合。檢測繞組ND和驅動繞組NB以相同的卷繞方向卷繞在三維鐵芯的磁路支臂的其中預定的兩個磁路支臂上，并且控制繞組NC以正交于檢測繞組ND和驅動繞組NB的方向的方向以卷繞。
在這個例子中，正交控制變壓器PRT(頻率變化裝置)的檢測繞組ND串聯連接于后面要說明的隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1，從而開關元件Q1的開關輸出經初級繞組N1傳送到檢測繞組ND。
在正交控制變壓器PRT中，驅動繞組NB經變壓器耦合由在檢測繞組ND處獲得的一個開關輸出激勵，從而作為驅動電壓的一個交變的電壓在驅動繞組NB中產生。驅動電壓作為驅動電流經基極電流限制電路RB從形成自激振蕩驅動電路的串聯諧振電路(NB，CB)輸出到開關元件Q1的基極。因此，開關元件Q1以一個開關頻率執行開關操作，該開關頻率由串聯諧振電路(NB，CB)的諧振頻率確定。
如圖2所示，本實施例中的隔離變換變壓器PIT包括一個EE形狀的鐵芯，該鐵芯例如由一對E形狀的鐵芯CR1和CR2形成，該對鐵芯由鐵氧體材料構成并且組合使其磁極相互面對。初級繞組N1和次級繞組N2在彼此獨立的條件下使用拼合的繞線架B卷繞在EE形狀的鐵芯的中央磁路支臂上。一個氣隙G形成于EE形狀的鐵芯的中央磁路支臂之間，如圖2所示。因此，可獲得具有所需的耦合系數的松耦合。
可通過使E形狀的鐵芯CR1和CR2的中央磁路支臂形成得比其它的兩個外部的磁路支臂短的而形成氣隙G。在這個例子中的耦合系數k例如是k=0．85，該數值是松耦合的耦合系數。因此，同樣地不易于達到飽和狀態。
隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的一端連接于開關元件Q1的集電極，并且初級繞組N1的另一端經串聯連接的檢測繞組ND連接于濾波電容器Ci的正極(整流濾波的電壓Ei)。
在隔離變換變壓器PIT的次級側上，在次級繞組N2中出現由初級繞組N1感應的一個交變的電壓。在這個例子中，當次級側并聯諧振電容器C2并聯地連接于次級繞組N2時，由次級繞組N2的漏電感L2和次級側并聯諧振電容器C2的電容形成一個并聯諧振電路。在次級繞組N2中感應的交變的電壓并聯諧振電路轉換為一個諧振電壓。簡言之，在次級側上實現電壓諧振操作。
這樣，在電源電路中，在初級側上提供用于使開關操作為電壓諧振型開關操作的一個并聯諧振電路，并且用于實現電壓諧振操作的一個并聯諧振電路也提供在次級側上。應注意在本說明書中，一種結構包括以這種方式用于初級側和次級側的諧振電路的開關變換器恰當地稱為“復合諧振型開關變換器”。
在這個例子中，在以上述方式形成在次級側上的并聯諧振電路中，為次級繞組N2提供抽頭，并且整流二極管D01，D02，D03和D04以及濾波電容器C01和C02以圖中所示的方式連接以提供兩組全波整流電路，這兩組電路包括一組[整流二極管D01和D02以及濾波電容器C01]和另一組[整流二極管D03和D04以及濾波電容器C02]。由[整流二極管D01和D02以及濾波電容器C01]形成的全波整流電路產生一個直流輸出電壓E01，由[整流二極管D03和D04以及濾波電容C02]形成的全波整流電路產生另一個直流輸出電壓E02。
注意在這個例子中，直流輸出電壓E01和直流輸出電壓E02分開并且還輸入到控制電路1。控制電路1使用直流輸出電壓E01作為檢測電壓并使用直流輸出電壓E02作為為其所用的工作電源。
控制電路1將例如響應于次級側直流電壓輸出E01其電平是可變的直流電流，提供給驅動變壓器PRT的控制繞組NC以作為控制電流，以按后面描述的方式以執行恒壓控制。
在隔離變換變壓器PIT中，初級繞組N1的電感L1與次級繞組N2的電感L2之間的互感M可具有值+M和另一值-M，這依賴于初級繞組N1與次級繞組N2的極性(繞組方向)之間的關系以及整流二極管D0(D01，D02，D03，D04)的連接。
例如，如果提到的各部分假設為如圖3A所示那樣連接的，那么互感M為+M(相加模式正向系統)，但是如果各部分假設為如圖3B所示那樣連接的，那么互感M為-M(相減模式逆向(flyback)系統)。
如果聯系如圖1所示的電源電路的次級側的操作以對此進行檢查，例如，在次級繞組N2處獲得的交變的電壓具有正極性時整流電流流經整流二極管D01(D03)的操作可視為+M操作模式(正向模式)。相反，在次級繞組N2處獲得的交變的電壓具有負極性時整流電流流經整流二極管D02(D04)的操作可視為-M操作模式(逆向模式)。換言之，在每次在次級繞組處獲得的交變的電壓變為正／負時電源電路以互感的+M／-M模式操作。
當響應于次級而直流輸出電壓電平(E01)的變化利用控制電路1變化要提供給控制繞組NC的控制電流(直流電流)的電平時，可變地控制卷繞在正交控制變壓器PRT上的驅動繞組NB的電感LB。因此，在用于開關元件Q1的自激振蕩驅動電路中的串聯諧振電路的諧振狀態是變化的，形成的該諧振電路包括驅動繞組NB的電感LB。這是一種改變開關元件Q1的開關頻率的操作，并且這個操作用以穩定次級側直流輸出電壓。
在如圖1所示的電路中，開關頻率變化，其中可變地控制開關元件Q1為導通的周期，而其中開關元件Q1為關斷的周期保持固定。簡言之，可認為電源裝置作為恒壓控制操作以操作，以可變地控制開關頻率以執行對于開關輸出的諧振阻抗控制，并且同時以開關周期以執行開關元件的持續角控制(PWM控制)。這個復合控制操作是用單一的控制電路系統以實現的。
這里，執行開關頻率控制，使得例如在次級側輸出電壓例如由于低負載的傾向而升高時，開關頻率設置得更高以抑制次級側輸出。
隨后，說明功率因數提高電路10的結構。
在如圖1所示的功率因數提高電路10中，串接的濾波器扼流線圈LN-高速恢復型二極管D1-扼流線圈LS插入在橋式整流電路Di的正極輸出端與濾波電容器Ci的正極輸出端之間。
濾波電容器CN插入在高速恢復型二極管D1的陽極側與濾波電容器Ci的正極端之間以與濾波器扼流線圈LN一起形成簡正模低通濾波器。
在功率因數提高電路10中，串聯連接以形成上述的并聯諧振電容器的電容器Cr1和Cr2之間的連接點連接于高速恢復型二極管D1的陰極與扼流線圈LS之間的一個連接點，從而可反饋提供給初級側并聯諧振電路的開關輸出(電壓諧振脈沖電壓)。
功率因數提高電路10的功率因數提高操作基本如下所述。
在圖1所示的功率因數提高電路10的結構中，提供給初級側并聯諧振電路的開關輸出經扼流線圈LS本身具有的一個感抗(磁耦合)反饋到整流電流路徑。
用上述這種方式反饋的開關輸出，在整流電流路徑上疊加開關周期的交變電壓。由于開關周期的交變電壓的疊加的成分，在高速恢復型二極管D1處實現按開關周期的中斷整流電流的操作。但是，通過中斷操作，濾波器扼流線圈LN和扼流線圈LS的視在電感也增加了。因此，對濾波電容器Ci的充電電流也在一個整流的輸出電壓電平低于濾波電容器Ci兩端的電壓的周期內流動。
結果，交流輸入電流的平均波形接近交流輸入電壓的波形，以提高交流輸入電流的持續角，并且從而實現功率因數的提高。
在本示例中，形成初級側的電壓諧振變換器的初級側并聯諧振電路的并聯諧振電容器Cr由如上所述的串聯連接的電容器Cr1和Cr2形成，并且電容器Cr1和Cr2之間的連接點連接于功率因數提高電路10的高速恢復型二極管D1的陰極。因此，形成作為電壓反饋系統的一個電路系統，其中作為諧振電容器Cr(Cr1和Cr2)兩端的一個電壓出現的電壓諧振脈沖電壓以電容器Cr1和Cr2之間的靜電電容的比例分壓，并反饋到高速恢復型二極管D1與扼流線圈LS之間的連接點。
電容器Cr1和Cr2的靜電電容設置為Cr1＜Cr2，并且尤其電容器Cr2的靜電電容的提高增加功率因數PF。
尤其，在交流輸入電壓VAC高的一個周期內，開關頻率fs控制為一個高值，但是在交流輸入電壓VAC低的一個周期內，開關頻率fs控制為一個低值。因此，在交流輸入電壓VAC的峰值附近，電壓諧振脈沖電壓不反饋到功率因數提高電路10，并且以自交流輸入電源AC的交流輸入電流IAC經橋式整流電路D1→濾波器扼流線圈LN→高速恢復型二極管D1→扼流線圈LS充電到濾波電容器Ci。然后，當交流輸入電壓VAC變低時，電壓諧振脈沖電壓的反饋到功率因數提高電路10的量增加。
為此，交流輸入電壓VAC、交流輸入電流IAC、由電容器Cr1和Cr2分壓的分壓電壓V2、流經扼流線圈LS的電流ILS、反饋電流I2以及流經高速恢復型二極管D1的電流ID1呈現出如圖4A到4F所示的操作波形。
同時，在交流輸入電壓VAC如圖4A所示變為0的一個時間點處一個開關周期中的由電容器Cr2分壓的分壓電壓V2、流經扼流線圈LS的電流ILS、反饋電流I2以及流經高速恢復型二極管D1的電流ID1分別呈現出如圖5A到5D所示的操作波形。
可以看到此時流經扼流線圈LS的電流ILS和作為一個電壓反饋的反饋電流I2變為正弦波，這是由于電容器Cr2與扼流線圈LS的串聯諧振引起的。
使用本實施例的開關電源電路，在濾波器扼流線圈LN=100微亨、濾波器電容器CN=1微法、扼流線圈LS=68微亨、電容器Cr1=4，700微微法以及電容器Cr2=0．022微法、相對于交流輸入電壓VAC=80伏到140伏的變化負載范圍為從最大負載功率Pomax=140瓦到最小負載功率Pomin=0瓦并且開關頻率fs的控制范圍為fs=100千赫到200千赫的條件下進行實驗。
結果，在交流輸入電壓VAC=100伏的狀態中，相對于負載功率Po=140瓦到20瓦的負載變化，功率因數PF基本上等于0．8并且保持固定，如圖6所示。
另外，在相對于交流輸入電壓VAC=80伏到140伏的范圍內的變化，負載功率Po=140瓦到20瓦的條件下，獲得基本上類似的功率因數，如圖7所示。
此外次級側直流輸出電壓電平E01的50赫脈動電壓成分呈現出比不提供功率因數提高電路10的情況下大約提高兩倍，并且這是處于這樣一個范圍內，在該范圍內如果開關電源電路用作例如彩色電視等的電源電路，在實際應用中則不會出現問題。
以這種方式，本實施例的電源電路可維持高的功率因數，而與交流輸入電壓或負載的變化無關。因此，在實際應用中非常可能的是把本實施例的電源電路不僅組合到指定了交流輸入電壓和負載條件的電視接收機等中，此外還把其應用于例如負載狀態發生改變的商業設備和諸如個人計算機的商業設備中。
接著，參考圖8說明本發明的第二實施例。
圖8是表示根據本發明的第二實施例的電源電路的結構的電路圖。應注意在圖8中與圖1、10和11中的那些類似的元件以相同的參考符號表示，并且省略了對它們的說明。
另外，圖8所示的隔離變換變壓器PIT具有與圖11中所示的那個類似的結構。
參考圖8，在初級側上提供的一個電壓諧振變換器具有它激方式并且包括由例如一個MOS-法ET形成的一個開關元件Q21。開關元件Q21的漏極經初級繞組N1連接于濾波電容器Ci的正極，開關元件Q21的源極連接于初級側地。
此外，在這個例子中，并聯諧振電容器Cr由串聯連接的電容器Cr1和Cr2形成。電容器Cr1的一端連接于開關元件Q21的漏極，并且電容器Cr1的另一端連接于功率因數提高電路10的高速恢復型二極管D1與扼流線圈LS之間的連接點。
另外，電容器Cr2并聯連接于高速恢復型二極管D1。
箝位二極管DD連接在開關元件Q21的漏極與源極之間。
開關元件Q21由振蕩驅動電路2驅動以進行開關，從而實現在上面參考圖1所述的這種開關操作。
尤其，控制電路1提供響應于次級側直流輸出電壓E01的變化而改變的電平的電流或電壓給振蕩驅動電路2。振蕩驅動電路2輸出一個其周期響應于以自控制電路1的輸出電平而改變的開關驅動信號(電壓)給開關元件Q21的柵極，從而可穩定次級側直流輸出電壓E01。這樣開關元件Q21的開關頻率響應于開關驅動信號而改變。于是，輸出產生的一個開關驅動信號，該信號使得如上所述那樣開關元件Q21導通的周期改變，而開關元件Q21關斷的周期固定。
在這個例子中，在濾波濾波器Ci處獲得的整流濾波的電壓Ei作為工作電源提供給一個起動電路3，并且起動電路3執行一個操作，以利用一個在起動時就在附加地卷繞在隔離變換變壓器PIT上的繞組N4處獲得的電壓起動振蕩驅動電路3。
如圖8所示的功率因數提高電路10類似于上面參考圖1說明的功率因數提高電路10，除了上述的電容器Cr2并聯連接于高速恢復型二極管D1之外。
此外以上述這種結構，與圖1中的實施例類似，形成初級側上的電壓諧振變換器的初級側并聯諧振電路的并聯諧振電容器Cr由串聯連接的電容器Cr1和Cr2形成，并且電容器Cr1和Cr2之間的連接點連接于功率因數提高電路10的高速恢復型二極管D1的陰極。因此，形成作為電壓反饋系統的電路系統，其中作為諧振電容器Cr(Cr1和Cr2)兩端的一個電壓出現的電壓諧振脈沖電壓以電容器Cr1和Cr2之間的靜電電容的比例分壓，并反饋到高速恢復型二極管D1與扼流線圈LS之間的連接點。電容器Cr1和Cr2的靜電電容設置為Cr1＜Cr2。
因此，類似于參考圖1說明的實施例，可對于交流輸入電壓或負載的變化而維持一個高功率因數。因此，在實際應用中非常可能的是把本實施例的電源電路不僅組合到規定了交流輸入電壓和負載條件的電視接收機等中，此外還把其應用于例如負載狀態發生改變的商業設備和諸如個人計算機的商業設備中。
順便說一下，在圖8所示的電源電路的次級側上，次級繞組N2的一端連接于次級側地，并且次級繞組N2的另一端經串聯連接的串聯諧振電容器Cs1連接于整流二極管D01的陽極與整流二極管D02的陰極之間。整流二極管D01的陰極連接于濾波電容器C01的正極，整流二極管D01的陽極連接于次級側地。濾波電容器C01的負極連接于次級側地。
根據上述這種連接方案，一個倍壓全波整流電路由一組[串聯諧振電容器Cs1、整流二極管D01和D02以及濾波電容器C01]形成。這里串聯諧振電容器Cs1基于串聯諧振電容器Cs1自身的電容和次級繞組N2的漏電感部分而形成相應于整流二極管D01和D02的開／關操作的串聯諧振電路。
換言之，本實施例的電源電路具有復合諧振開關變換器的方案，其中用于使開關操作為電壓諧振類型的操作的并聯諧振電路提供在初級側上，并且用于獲得倍壓全波整流操作的串聯諧振電路提供在次級側上。
這里，由上述的該組[串聯諧振電容器Cs1、整流二極管D01和D02以及濾波電容器C01]所執行的倍壓全波整流操作如下作出說明。
當在初級繞組N1處通過初級側上的開關操作而獲得一個開關輸出時，在次級繞組N2中激勵該開關輸出。
然后，在整流二極管D01關斷而整流二極管D02導通的一個周期內，初級繞組N1和次級繞組N2以相減的模式操作，其中，它們的極性(互感M)變為-M，并且通過次級繞組N2的漏電感與串聯諧振電容器Cs1的串聯諧振作用，實現用整流二極管D02整流的整流電流IC2進行對串聯諧振電容器Cs1的充電操作。
在整流二極管D02關斷而整流二極管D01導通的狀態執行整流操作的另一個周期內，初級繞組N1和次級繞組N2以相加的模式操作，其中，它們的極性(互感M)變為+M，并且在發生串聯諧振的狀態中執行對濾波電容器C01的充電操作，其中在該串聯諧振中，串聯諧振電容器Cs1的電位相加到次級繞組N2中感應的電壓上。
由于整流操作利用如上所述的相加(+M正向操作)和相減模式(-M；逆向操作)兩種模式執行，在濾波電容器Co1處獲得基本上等于次級繞組N2的感應電壓兩倍的一個直流輸出電壓E01。
根據上述的結構，在圖8所示的電路的次級側上，通過利用兩個操作模式執行倍壓全波整流獲得次級側直流輸出電壓，在兩個操作模式中，互感是+M或-M都是可利用的。尤其，初級側的電流諧振作用和次級側的電流諧振作用獲得的電磁能同時提供給負載側。因此，要提供給負載側的功率也進一步增加，從而實現最大負載功率的顯著提高。
另外，由于通過倍壓全波整流電路而獲得次級側直流輸出電壓，如果打算得到等于例如通過等電壓整流電路所獲得的次級側直流輸出電壓的一個電平，那么在本實施例中的次級繞組N2具有的匝數可等于傳統的繞組一半。匝數的降低導致隔離變換變壓器PIT的尺寸和重量的降低以及成本的降低。
應注意在這個例子中，次級繞組N2A獨立地于振蕩驅動電路2卷繞并且次級繞組N2A的中間抽頭接地，另外，連接了由整流二極管D03和D04以及濾波電容器C02形成的全波整流電路，從而產生一個直流輸出電壓E02。
隨后，參考圖9說明本發明的第三實施例。
圖9的開關電源電路具有一個設置在其初級側的基本上類似于圖1所示的電壓諧振型的開關變換器(電壓諧振變換器)。對電壓諧振變換器提供一個功率因數提高電路。
形成初級側的電壓諧振變換器的初級側并聯諧振電路的一個并聯諧振電容器Cr由串聯連接的一對電容器Cr1和Cr2形成。但是，并聯諧振電容器Cr不同于圖1的實施例之處在于，在開關元件Q1的集電極與發射極之間僅并聯連接電容器Cr1，并且電容器Cr2的另一端連接于功率因數提高電路10的高速恢復型二極管D1的陰極。
在這個例子中，電容器Cr1和Cr2的靜電電容選擇為使得電容器Cr1的電容遠高于電容器Cr2的電容。換言之，電容器Cr2側是小電容電容器。
此外根據本結構，形成一個作為電壓反饋系統的電路系統，其中一個電壓諧振脈沖電壓按電容器Cr1和Cr2之間的靜電電容的比例分壓，并反饋到高速恢復型二極管D1與扼流線圈LS之間的連接點。因此，類似于參考圖1說明的示例，可對于交流輸入電壓或負載的變化而維持一個高功率因數。
另外，在這個例子中，次級側直流輸出電壓電平E01的50赫波動電壓分量與不提供功率因數提高電路10的情況相等，并且這在實際應用中根本不會出現問題。
順便說一下，在圖9所示的電源電路的次級側上，對次級繞組N2提供一個次級側并聯諧振電容器C2，以形成次級側并聯諧振電路，同時對于次級繞組N2提供由橋式整流電路DBR和濾波電容器C01形成的整流濾波電路，以獲得次級側直流輸出電壓電平E01。簡言之，根據本結構，通過次級側上的橋式整流電路DBR實現全波整流操作。
應注意在這個例子中，另一個次級繞組N2A獨立于次級繞組N2卷繞并且對次級繞組N2A提供中間抽頭，另外，以圖9所示的方式連接整流二極管D03和D04以及濾波電容器C02，以通過全波整流操作獲得一個直流輸出電壓E02。但是，不對次級繞組2A提供并聯諧振電容器。
盡管如上所述描述了本發明，本發明可以以另外的各種形式實現。
例如，本申請的申請人還已經建議出一種復合諧振開關變換器結構，其包括四倍電壓整流電路，該電路使用次級側串聯諧振電路，并且這種如上所述的結構可能作為對本實施例的修改。簡言之，本實施例并不特定地根據次級側上的諧振電路和整流電路的結構以限制。
另外，盡管在上述實施例中的初級側上的電壓諧振變換器具有包括單個開關元件的所謂的單端型結構，本發明也可應用于其中一對開關元件交變地執行開關切換的所謂的推挽型電壓諧振變換器。
盡管本發明的優選的實施例使用特定的實例進行了說明，這種說明只是為了描述的目的，應理解在不脫離下面的權利要求的構思和范圍的情況下，可進行改變和變化。
權利要求
1．一種開關電源電路，包括整流濾波裝置，用于接收商用交流電源以產生一個整流濾波的電壓并輸出該整流濾波的電壓作為直流輸入電壓；隔離變換變壓器，其中形成有氣隙，從而可獲得松耦合的耦合系數并用于把初級側輸出傳送到次級側；開關裝置，用于利用開關元件中斷直流輸入電壓，并輸出中斷的直流電壓到所述隔離變換變壓器的初級繞組；初級側諧振電路，由至少包括所述隔離變換變壓器的所述初級繞組的漏電感部分和初級側諧振電容器的電容形成，用于使所述開關裝置的操作為電壓諧振類型的操作；功率因數提高裝置，插入在整流電流路徑中，用于基于反饋到所述功率因數提高裝置的所述開關裝置的開關輸出而中斷整流電流，以提高功率因數；次級側諧振電路，在次級側上由所述隔離變換變壓器的次級繞組的漏感抗部分和次級側諧振電容器的電容形成；直流輸出電壓產生裝置，其形成包括所述次級側諧振電路，用于接收在所述隔離變換變壓器的所述次級繞組處獲得的交變的電壓并對該交變的電壓整流以產生次級側直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，用于響應于次級側直流輸出電壓的電平，控制次級側直流輸出電壓為恒定電壓；所述初級側諧振電容器由串聯連接的第一和第二電容器形成；所述開關裝置的開關輸出經所述第一和第二電容器之間的連接點反饋到所述功率因數提高裝置。
2．根據權利要求1的開關電源電路，其中所述功率因數提高裝置包括用于中斷整流電流的一個高速恢復型二極管，并且所述第一和第二電容器之間的連接點與所述高速恢復型二極管的陰極互相連接。
3．根據權利要求1的開關電源電路，其中所述功率因數提高裝置包括用于中斷整流電流的一個高速恢復型二極管，并且所述第一和第二電容器的接地側的那一個電容器并聯連接到所述高速恢復型二極管。
4．根據權利要求1的開關電源電路，其中所述功率因數提高裝置包括用于中斷整流電流的一個高速恢復型二極管，并且所述第一和第二電容器的較小電容的那一個電容器連接到所述高速恢復型二極管的陰極。
全文摘要
公開一種相對于負載或交流輸入電壓的變化而維持滿足實際應用條件的功率因數的開關電源電路。該開關電源電路包括用于復合的諧振變換器的功率因數提高電路,其構成使得通過電壓初級側諧振電容器進行的電壓分壓而獲得的開關輸出反饋到功率因數提高電路,其中該初級側諧振電容器由串聯連接的第一和第二電容器構成。
文檔編號H02M3/338GK1294444SQ0013424
公開日2001年5月9日 申請日期2000年9月22日 優先權日1999年9月22日
發明者安村昌之 申請人:索尼公司