專利名稱：開關穩壓器的制作方法
技術領域：
本發明涉及開關穩壓器，特別涉及適用于手提電話和筆記本電腦等攜帶裝置的開關穩壓器。
在攜帶電話、筆記本電腦和MD等領域中，對使用電池的攜帶裝置的小型和輕量化的要求不斷提高。為了實現小型和輕量化，在減少裝載的電池數來構成電源電路的情況下，常使用升壓型開關穩壓器。此外，在使用普通的串聯穩壓器的電源電路中，為了重視效率而使用降壓型開關穩壓器的情況居多。
圖6是現有技術的開關穩壓器的電路圖，圖7表示圖6的現有技術的工作波形圖。圖6所示的方式被稱為PWM(脈沖寬度調制)方式，它不單獨比較基準電位和被比較電位，而用比較器12比較按某個頻率重復的三角波發生器18的輸出電壓(h點電位)和用誤差放大器19將基準電位與被比較電位之間電位差放大后的電位(j點電位)，使開關晶體管(PchTr10和NchTr9)導通／截止。
該電路從輸出開關晶體管10、9的連接點k通過線圈5與平滑電容器4連接，輸出給負載3連接的輸出端子2。該輸出信號被電阻7、8分割，分割點d的信號與基準電壓源14的電壓(連接點f)一起被誤差放大器19放大，通過比較器12與三角波發生器18的輸出電壓進行比較。
就是說，用比較器12比較三角波發生器18的輸出電壓(h點電位)和誤差放大器19的輸出電壓(j點電位)，根據改變輸出點g的輸出波形的占空比的情況，在可以精密控制的輸出端子2上獲得脈動小的電壓輸出。
此外，作為其它現有技術的例子，還有圖8所示的升壓型開關穩壓器的PWM方式和圖9所示的升壓型開關穩壓器的PFM(脈沖頻率調制)方式的電路圖。在
圖18中，作為開關晶體管，使用一個NchTr9，從輸入端子1通過線圈5與NchTr9在連接點k上連接，從該連接點k通過二極管6與連接負載3的輸出端子2連接。而且，把三角波發生器18的輸出電壓和誤差放大器19的輸出電壓用比較器12比較后供給NchTr9的柵極。
在圖9中，由于是采用PFM方式的升壓型開關穩壓器，所以電路被簡化。該電路與圖8同樣，作為輸出開關晶體管，從一個NchTr9和線圈5的連接點k通過二極管6進行輸出，但去掉了圖8的誤差放大器19，而增加了AND電路11，此外，用振蕩器13代替三角波發生器18，將該振蕩器13的輸出和比較器12的輸出一起輸入AND電路11，控制其輸出脈沖數，從而控制輸出電壓。
但是，在圖6的PWM方式中，必須有三角波發生器18和誤差放大器19，并且，由于必須有對h點電位和g點電位在比較范圍以外的情況下的保護電路，所以輸出電壓的脈動少(約1mV)，但電路規模大并且復雜，此外，由于消耗電流也變大，存在電源電路的變換功率變差的缺點。此外，還有與圖8電路相同的問題。
此外，在圖9的PFM方式中，由于按脈沖數來控制，所以電路簡單，效率也高，但輸出電壓的控制與PWM方式相比變得粗糙，存在輸出電壓脈動多的問題。
本發明的目的在于提供在與PWM方式同等的脈動下具有與PFM方式相同的功率變換效率，變換效率高并且輸出電壓的脈動少的高效率和高性能的開關穩壓器。
根據本發明的開關穩壓器包括開關元件，根據控制信號來導通輸入電壓；平滑電路，平滑該開關元件的輸出，并將其作為輸出電壓從輸出端子中輸出；比較器，將反饋所述輸出電壓得到的被比較電壓與基準電位進行比較，輸出所述控制信號；和振蕩器，對所述開關元件供給預定的開關時鐘；其特征在于，在所述比較器的輸入端子中的一個輸入端子上設有按電阻和電容器構成的時間常數CR產生充放電脈動的脈動供給電路，利用所述比較器的輸出，可改變所述開關時鐘的脈沖寬度。
在本發明中，脈動供給電路在任意的時鐘信號與基準電壓輸入或被比較電壓輸入之間連接第一電容器，利用電容耦合可以產生所述脈動，在該脈動供給電路中可以形成預定頻率的振蕩器和將該振蕩器的輸出通過第一電容器進行輸出的電路，此外，在該脈動供給電路中還可以形成預定頻率的振蕩器、用于獲得該振蕩器的輸出和所述比較器輸出的邏輯積的第一電路、以及將該第一電路的輸出通過第一電容器與所述比較器的輸入連接的電路。
此外，脈動供給電路的脈動振幅主要按所述第一電容器和連接在基準電壓輸入或被比較電壓輸入與電源或與接地之間的第二電容器的電容之比來決定。此外，對所述比較器的所述脈動振幅為幾mV～幾十mV，在所述第一電容器和所述第二電容器的共用連接點上，可以有電阻負載或晶體管負載或恒流源或其多個組合形成的充放電裝置，而且，該充放電裝置的時間常數是所述任意時鐘信號頻率f的倒數(1／f)的0．1至數倍。
按照本發明，用簡單的電路結構獲得與模擬PWM方式相同的動作，輸出電壓的脈動小，此外，由于不使用現有技術那樣的三角波發生器和誤差放大器，可以用與PFM方式大致相同規模的電路結構來實現，所以即使負載輕時也具有高效率的特征。
圖1是本發明第一實施例的電路圖。
圖2是說明圖1的電路動作的工作波形圖。
圖3是本發明第二實施例的電路圖。
圖4是本發明第三實施例的電路圖。
圖5是說明圖4的電路動作的工作波形圖。
圖6是第一現有技術的開關穩壓器的電路圖。
圖7是說明圖6的電路動作的工作波形圖。
圖8是第二現有技術的開關穩壓器的電路圖。
圖9是第三現有技術的開關穩壓器的電路圖。
圖1是表示本發明第一實施例的電路圖，圖2是說明圖1動作的波形圖。在本實施例的電路中，按近似PFM方式的電路結構，不需要現有技術中的三角波發生器18和誤差放大器19，而利用普通的振蕩器13、電容器16和17形成的脈動供給電路，如圖6的PWM方式那樣改變脈沖寬度，提高變換效率，并且在平滑電路上獲得脈動小的電壓輸出。
圖1的開關穩壓器具有比較器12，其一個輸入端子由連接點f施加基準電壓源14的基準電壓，而其另一個輸入端子從連接點p輸入被比較電壓；和對該比較器12的其中一個輸入提供按CR進行充放電脈動的電路，采用比較器12的輸出來導通／截止的開關元件(PchTr10和NchTr9)，通過與該開關元件9、10連接的線圈5和平滑電容器4，輸出給與負載3連接的輸出端子2。
輸入端子1連接電池等從外部供給的電源，在輸入端子1和接地GND之間串聯連接作為開關元件的P溝道型場效應晶體管10和N溝道型場效應晶體管9，在該P溝道場效應晶體管10和N溝道型場效應晶體管9的漏極(k點)上連接積蓄能量的線圈5的一個端子。該線圈5的另一個端子與平滑電容器4和輸出端子2連接，在輸出端子2和GND之間，負載3和用于形成被比較電壓的分壓電阻7、8被串聯連接。從分壓電阻7、8的共用連接點(d)通過電阻15與連接點p連接。
該電阻15的連接點p與電容器16、17的一個端子連接，并與比較器12的一個輸入端子連接。此外，電容器17的另一個端子與GND連接，電容器16的另一個端子與振蕩器13的輸出(m點)連接。此外，比較器12的另一個輸入端子與基準電壓源14連接，比較器12的輸出(a點)和P溝道型場效應晶體管10及N溝道型場效應晶體管9的柵極連接。
通常情況下，有升壓型開關穩壓器和降壓型開關穩壓器兩種，圖1表示降壓型開關穩壓器的實例。圖1的開關穩壓器的動作是，把作為比較器12輸入的f點的基準電位與p點的被比較電位(d點電位)進行比較，用比較器12的輸出來使開關晶體管(PchTr10，NchTr9)導通／截止，斷續控制對開關元件(積蓄能量的線圈5)施加的輸入電壓，用平滑電容器4穩定線圈5上積蓄的能量，作為直流輸出電壓供給輸出端子2。
下面，參照圖2的工作波形說明圖1的電路動作。圖1的開關穩壓器為降壓型，輸出端子2上期望的輸出電壓(假設=V1)低于向輸入端子1輸入的電源電壓。因此，在輸出電壓VOUT低于期望的輸出電壓V1的情況下，a點的電位變為低電平，Pch晶體管10導通，通過線圈5使輸出端子2的電壓VOUT上升接近期望的輸出電壓V1。相反地，在輸出電壓VOUT高于期望的輸出電壓V1的情況下，a點的電位變為高電平，Nch晶體管9導通，通過線圈5使輸出端子2的電壓VOUT下降接近期望的輸出電壓V1，輸出端子2的輸出電壓VOUT接近期望的輸出電壓V1。
下面說明輸出端子2的輸出電壓VOUT達到V1時的動作。圖1的振蕩器13的輸出m點是按任意的振蕩頻率(例如100kHz)輸出的時鐘。接著，使電容器16和電容器17的電容之比充分大(例如，電容器16為0．2pF，電容器17為10pF)，并且在該m點的時鐘變化點中，選擇可使p點的變動達到幾～幾十mV那樣的電容之比，同時將電阻15、7、8和電容器16、17的時間常數設定為可達到振蕩器13振蕩頻率f的倒數(1／f)的0．1至幾倍的值。
通過選擇如上所述的頻率、電容器和電阻值，具有幾十mV左右(例如40mV)的振幅和充放電曲線，獲得圖2所示的p點電位那樣的波形。將這種情況下的振幅作為比較器12充分反應、輸出電壓的上升沿(下降沿)未偏移的振幅。
此時，輸出端子2上的輸出電壓VOUT接近于期望的輸出電壓V1，就是說，為了基準電壓的f點電位和p點電位在大致相同的電位附近動作，具有某種充放電曲線的p點電位與基準電壓的f點電位相交，此處使比較器12的輸出反向。由圖2可知，比較器12的a點輸出具有p點電位的充放電曲線，為了與f點電位相交而調制占空比，顯然可獲得與用圖6的現有技術的三角波調制占空比情況相同的效果。
如上所述，輸出端子2的輸出電壓VOUT達到V1時的動作是，利用按圖1所示的振蕩器13的任意振蕩頻率輸出的時鐘和任意設定的電容器16和電容器17及電阻15、7、8的值，時鐘變化時的p點的變動為幾～幾十mV，并且得到描繪變化后充放電曲線的波形，其中充放電曲線中的p點電位和基準電壓的f點電位相交，由該點將比較器12的輸出反向，使開關晶體管(PchTr10和NchTr9)導通／截止，斷續控制對電感元件(積蓄能量的線圈5)施加的輸入電壓，用平滑電容器4穩定線圈5上積蓄的能量，作為直流輸出電壓供給輸出端子2。
此時，仍由圖2可知，比較器12的a點輸出波形具有p點電位的充放電曲線，為了與f點電位交叉而調制占空比，獲得與用現有技術的三角波調制占空比情況相同的效果。
此外，輸出端子2上的輸出電壓VOUT為V1，并且根據電容器16和電容器17的電容之比，通過將p點的電位變動也設定得十分小，幾乎不對基本的動作產生影響，從而以與PFM大致同等的電路規模和消耗電流獲得與PWM方式相同的1mV左右低脈動電壓的輸出電壓。
再有，在此不使用電阻15和電容器16、17，而把作為被比較電位的d點電位直接與比較器12的一個輸入端子連接，即使用比較器的輸出來導通／截止開關元件，在輸出端子上也可獲得電壓輸出，但導通／截止的斷續控制變得粗糙，會產生帶有大脈動的輸出，不能獲得實用的輸出電壓。為了補償這樣的缺點，以往要使用圖示那樣的開關穩壓器。
圖3是本發明第二實施例的電路圖。該電路進行與圖1的實施例大致相同的動作，但不同在于，將在比較器12的一個輸入端子上有意提供的脈動提供給基準電壓輸入側，而在圖1中是將對被比較電壓輸入側提供的脈動提供給基準電壓輸入側。就是說，振蕩器13的輸出點m的輸出按電容器16、17的電容之比來分割，將從基準電壓源14的輸出點f的輸出輸入至電阻15后與比較器12的輸入端e連接，與用輸出信號的電阻7、6分割的信號進行比較。
圖1、圖3是降壓型的開關穩壓器，而圖4是表示本發明第三實施例的升壓型的開關穩壓器的電路圖，圖5表示圖4電路的工作波形圖。對于圖9的電路來說，用電容器16、17將來自AND電路11輸出點a的反饋信號分壓，并輸入至比較器12的輸入端e。該電路與圖3的降壓型開關穩壓器一樣，對比較器12的其中一個輸出端子提供按CR有目的地進行充放電的脈動，使用該比較器12的輸出來改變開關時鐘的脈沖寬度。
按照上述的本發明，比較器的輸出波形具有其反饋點電位的充放電曲線，為了與基準電位交叉而調制占空比，可獲得與用現有技術的三角波調制占空比情況相同的效果，此外，通過輸出端子的輸出電壓VOUT為期望的輸出V1，并且根據電容器的電容之比，將反饋點的電位變動也設定得十分小，幾乎不對基本動作產生影響。其具有這樣的效果，即以與PFM方式大致同等的電路規模和消耗電流獲得與PWM相同的低脈動電壓的輸出電壓。就是說，用簡單的電路結構獲得與模擬PWM方式相同的動作，具有輸出電壓的脈動小的效果，此外，由于可以不使用三角波發生器和誤差放大器，按與PFM方式大致相同規模的電路結構來實現，所以即使在輕負載時仍有高效率的效果。
權利要求
1．一種開關穩壓器，包括開關元件，根據控制信號來導通輸入電壓；平滑電路，平滑該開關元件的輸出，并作為輸出電壓從輸出端子輸出；比較器，將反饋所述輸出電壓而得到的被比較電壓與基準電位進行比較，輸出所述控制信號；和振蕩器，對所述開關元件供給預定的開關時鐘；其特征在于，在所述比較器的輸入端子中的一個輸入端子上設有按電阻和電容器所確定的時間常數CR產生充放電脈動的脈動供給電路，利用所述比較器的輸出，可改變所述開關時鐘的脈沖寬度。
2．如權利要求1所述的開關穩壓器，所述脈動供給電路在任意的時鐘信號與基準電壓輸入或被比較電壓輸入之間連接第一電容器，通過電容耦合產生所述脈動。
3．如權利要求2所述的開關穩壓器，所述脈動供給電路由預定頻率的振蕩器和將該振蕩器的輸出通過第一電容器進行輸出的電路構成。
4．如權利要求2所述的開關穩壓器，所述脈動供給電路由預定頻率的振蕩器、用于獲得該振蕩器的輸出和所述比較器輸出的邏輯積的第一電路、以及將該第一電路的輸出通過第一電容器與所述比較器的輸入連接的電路構成。
5．如權利要求2所述的開關穩壓器，所述脈動供給電路的脈動振幅主要按所述第一電容器和連接在基準電壓輸入或被比較電壓輸入與電源或接地之間的第二電容器的電容之比來決定。
6．如權利要求1、2或5所述的開關穩壓器，所述比較器的所述脈動振幅為幾mV～幾十mV。
7．如權利要求5或6所述的開關穩壓器，在所述第一電容器和所述第二電容器的共用連接點上，有電阻負載或晶體管負載或恒流源或其多個組合形成的充放電裝置。
8．如權利要求7所述的開關穩壓器，所述充放電裝置的時間常數是所述任意時鐘信號頻率f的倒數(1／f)的十分之一至數倍。
全文摘要
提供變換效率高并且脈動少的高效率和高性能的開關穩壓器。包括:開關元件9、10,根據控制信號導通輸入電壓;平滑電路5、4,平滑該開關元件9、10的輸出,作為輸出電壓從輸出端子中輸出;比較器12,對反饋所述輸出電壓得到的被比較電壓和基準電位進行比較,并輸出控制信號;振蕩器13,對開關元件供給預定開關時鐘;在比較器的輸入端子之一上設有脈動供給電路,利用比較器的輸出,可改變所述開關時鐘的脈沖寬度。
文檔編號H02M3/04GK1282137SQ00121480
公開日2001年1月31日 申請日期2000年7月25日 優先權日1999年7月26日
發明者橫澤晃二 申請人:日本電氣株式會社