專利名稱：反激同步整流dc/dc變換器保護裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及電源變換器領域，更具體地說，涉及一種將高壓直流變成低壓直流的反激同步整流DC-DC變換器中的保護裝置。
現有的DC-DC變換器，通常是在交流電網中接入一個整流電路，再進行整流和濾波，以得到一個直流高電壓。再經過DC-DC變換器，高壓直流就可以變成低壓直流，提供給負載即計算機。這樣，就能得到穩定的電壓了。
圖1給出了一個常見的反激變換器的簡化結構，以此作為普通DC-DC變換器的例子。其中，主開關Q101采用MOSFET，它與主變壓器T1的原方繞組串聯。整流二極管D101與T1的副方繞組串聯。在這種DC-DC變換器中，利用主開關Q101的高頻開關動作和檢測到的負載端電壓(輸出電壓檢測、隔離、控制等部分圖1中未給出)，可以對T1原方的高直流電壓進行轉換，在T1付方得到低直流電壓，再通過改變占空比，就得到了穩定的電壓。這樣，就能給負載提供穩定的電源了。其中，主開關Q101由一個PWM電路控制，進行高頻的開通/關斷。換言之，主開關Q101由PWM控制電路輸出的振蕩信號控制。通過改變PWM控制電路輸出振蕩信號的占空比，就可以改變Q101維持開通的持續時間，這樣，即使輸入電壓或輸出負載存在波動，輸出電壓Vo也可以保持在一個恒定的范圍。
然而，圖1所示的DC-DC變換器采用了整流二極管D101，由于它們自身的壓降造成的損耗大約占圖示DC-DC變換器總損耗的一半(當輸出電壓小于5V時)。近年來，負載如數據處理裝置包括計算機的工作電壓，也就是DC-DC變換器給這些裝置提供的輸出電壓，有降低的趨勢。例如，從5V降到3.3V以下。因此，除了耗散的能量外，這些二極管上大約0.7V的壓降也就不能忽略。
近年來又出現了一種不使用整流二極管的DC-DC變換器，整流二極管被MOSFET(同步整流管)替代，主開關也是MOSFET，在這種DC-DC變換器中，MOS管的導通壓降較低，從而實現DC-DC變換器的低功率損耗、高效率和小體積。在圖2中，整流二極管D101被Q202(MOSFET)替代。該圖中，主開關Q201也是MOSFET，對應于圖1中的主開關Q101，連接方式也與之相似。在這種DC-DC變換器中，整流管Q202和主開關Q201互補開通/關斷。其中，驅動控制電路1實現Q201、Q202互補開通/關斷，信號經過隔離變壓器T202傳遞到負邊，再經過Q203、Q204實現倒相，得到DRIVER1與DRIVER2互補的驅動信號。由于圖2所示的DC-DC變換器沒有使用PN結二極管作為整流二極管D101，電壓降和耗散的功率都減小了。這樣，就可以實現DC-DC變換器的低功率損耗、高效率和減小體積。
對圖2所示的DC-DC變換器進行進一步的研究，可以發現DC-DC變換器在輸入掉電、負載突變或其它原因(如負邊驅動信號丟失)造成同步整流管長時間維持導通，嚴重情況下，會出現圖3和圖4表示的問題。
圖3給出了圖2所示的DC-DC變換器在輸入掉電、負載突變及由于某種原因形成長時間無驅動信號提供給DRIVER1(指超過一個以上的工作周期)時的運行情況。DC-DC變換器中，DRIVER1長時間為低電位時，經信號的傳遞及處理，得到DRIVER2的信號為長時間的高電位，同步整流管長時間處于的導通狀態，由于同步整流管電流雙向流動的特性，使得Q202同步整流管中的電流從最初的正向流動漸漸減小，形成相反方向漸漸增加的反向電流，最終會超過Q202同步整流管允許的工作電流，導致Q202同步整流管損壞。
圖4給出了圖2所示的DC-DC變換器在驅動信號DRIVER1正常，由于某種原因(如R201、C202、T202、C203的損壞)，導致DRIVER2長時間處于高電位(指超過一個以上的工作周期)時的運行情況。由于DRIVER1的信號不能傳遞到負邊，使得DRIVER2的信號為長時間的高電位，同步整流管長時間處于的導通狀態，由于同步整流管電流雙向流動的特性，使得Q202同步整流管中的電流從最初的正向流動漸漸減小，形成相反方向漸漸增加的反向電流，最終會超過Q202同步整流管允許的工作電流，導致Q202同步整流管損壞。
本發明的目的在于提供一種DC-DC變換器的保護裝置，在驅動信號異常或電路內部故障的情況下，能夠防止同步整流管的MOSFET因過流而損壞。
本發明的目的是這樣實現的，構造一種反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，包括主變壓器，所述主變壓器的付方繞組通過同步整流管提供直流輸出，其特征在于還包括狀態檢測單元1，可檢測到的DC-DC變換器狀態并產生信號；控制電路2，可以根據來自所述狀態檢測單元的信號控制連接在主變壓器付方的同步整流管，當DC-DC變換器處于異常狀態時產生控制指令信號將同步整流管關斷從而切斷反向電流回路。
按照本發明提供的一種反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述主變壓器原方繞組通過主開關MOSFET連接DC輸入端，所述主開關由一個PMW控制單元控制。
按照本發明提供的反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述控制電路2包括一個電子開關(Q205)，其控制端連接在所述狀態檢測單元的輸出端。
按照本發明提供的反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述控制電路2采用P溝道MOS管。
按照本發明提供的反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述檢測信號從驅動回路或主回路取得。
按照本發明提供的反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述控制電路2采用PNP三極管，當所述檢測單元在一定的時間內檢測不到信號，那么與Q206管相連的B、E點的電位將呈指數規律降低，當該電位降低到Q205管開啟的閥值電位時，Q205管工作于導通狀態，將Q203、Q204的柵極電位拉高到高電位，同步整流管Q202柵極電位變低，切斷反向電流回路，防止由于漸漸增大反向電流損壞同步整流管Q202。
按照本發明提供的反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述控制電路采用比較器，如果所述檢測單元在一定的時間內檢測不到信號，與比較器輸入負端相連的B、E點的電位將呈指數規律降低，當該電位降低到比較器動作的閥電位時，比較器輸出高電位，經過D203管，將Q203、Q204的柵極電位拉高到高電位，同步整流管Q202柵極電位變低，Q202關斷，切斷反向電流回路，防止由于漸漸增大反向電流損壞同步整流管Q202。
實施本發明的反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，實現了在驅動信號異常或電路內部故障的情況下，有效地防止同步整流管的MOSFET因過流而損壞，提高了模塊的可靠性。
下面，結合附圖和實施例，進一步說明本發明的特點，附圖中圖1給出了一個常見的反激變換器的簡化結構，以此作為現有技術DC-DC變換器的例子；圖2是用MOSFET代替圖1中整流二極管得到的DC-DC變換器的原理示意圖；圖3是圖2所示DC-DC變換器在輸入掉電、負載突變時的運行情況圖形示意圖；圖4是圖2所示DC-DC變換器在內部元件故障時的運行情況圖形示意圖；圖5是本發明的直流-直流變換器保護裝置的原理圖；圖6是采用P溝道MOS管實現本發明控制電路的一個實施例；圖7是采用P溝道MOS管實現本發明控制電路的另一個實施例；圖8給出DC-DC在對應圖3情況時，圖6及圖7保護電路及主回路的相關波形。
圖9給出DC-DC變換器在對應圖4情況時，圖6及圖7保護電路及主回路的相關波形。
圖10是用PNP三極管實現控制電路的原理示意圖；圖11是用比較器實現控制電路的原理示意圖。
如圖5所示，本發明的DC-DC變換器保護裝置，包括采用一個根據DC-DC變換器的狀態產生控制指令信號的狀態檢測單元1和一個根據控制指令信號控制同步整流管的控制電路2，當檢測到DC-DC變換器處于異常狀態時產生控制指令信號將同步整流管(Q202)關斷，切斷反向電流回路，從而保證同步整流管不被損壞。在輸出電流大的情況下，一方面保護同步整流管不被損壞，另一方面可以防止原邊主開關(Q201)損壞。其中，檢測信號可以從驅動回路或主回路不同的位置取得，具體見圖6及圖7。
圖6、7是根據圖5所示本發明的原理提出的采用P溝道MOS管實現控制電路的兩個具體實施例。其中，圖6中的檢測信號從驅動回路取得(檢測信號點A)，圖7中的檢測信號從主回路取得(檢測信號點D)；信號從驅動回路取得，A點的信號與驅動信號DRIVER1是同步的，經過由D202、C204、R205、R206組成的檢測電路的處理，得到與信號DRIVER1狀態有關的信號B(對應圖6)，其關系式為設定τ0＝(R205∥R206)C204τ1＝R205C204τ2＝R206C204T為開關電源的工作周期，Ton為一周期內高電平時間D為占空比， ti驅動信號(DRIVER1)為高電平開始到故障時的時間(小于一個周期)如圖8示V2為正常工作時，檢測電路輸出的最高電壓值V1為正常工作時，檢測電路輸出的最低電壓值VB為工作異常前瞬間，檢測電路輸出的電壓值Vi為檢測電路輸入高電位時電壓值Vo為工作異常后，檢測電路輸出的電壓值*所有時間量都是以一個開關周期內PWM輸出高電平開始為零點則，電路工作穩定后，檢測電路輸出最高電壓值和最低電壓值為V2=R206R205+R2061-e-Dτ0T1-e-[1τ2-Dτ1]TVi]]>V1=V2.e-1-Dτ2T]]>工作異常前瞬間，檢測電路輸出的電壓值為VB=ViR206R205+R206[1-e-tiτ0]+V1.e-tiτ0]]>0≤ti＜DT工作異常前瞬間，檢測電路輸出的電壓值為VB=ViR206R205+R206[1-e-tiτ0]+V1.e-tiτ0]]>0≤ti＜DTVB=V2.e-ti-DTτ2]]>DT≤ti＜T工作異常后，檢測電路輸出的電壓值為Vo=VB.e-t-tiτ2]]>t≥ti圖7示出檢測信號從主回路取得，DRIVER1信號經過Q201、T201的傳遞，在D點得到的信號與之同步該信號經過由D202、C204、R205、R206組成檢測電路的處理，得到與DRIVER1狀態有關的信號E(對應圖7)，其關系式同上。
圖8給出DC-DC變換器在輸入掉電、負載突變及由于某種原因形成長時間無驅動信號DRIVER1(指超過一個以上的工作周期)或者DC-DC變換器在驅動信號DRIVER1正常，由于某種本身電路原因(如R201、C202、T202、C203的損壞)，導致DRIVER2長時間處于高電位(指超過一個以上的工作周期)時，圖6及圖7保護電路及主回路的相關波形，其關系式同上。
可以看出，如果檢測電路在一定的時間內檢測不到信號，與Q205管相連的B、E點的電位將呈指數規律降低，當該電位降低到Q205管開啟的閥值電位(此圖中C指的電位)時，Q205管工作于導通狀態，將Q203、Q204的柵極電位拉高到高電位，同步整流管Q202柵極電位變低，Q202關斷，如圖所示，切斷反向電流回路，防止由于漸漸反向電流損壞同步整流管Q202。
圖9給出DC-DC變換器在驅動信號DRIVER1正常，由于某種原因(如R201、C202、T202、C203的損壞，導致DRIVER2長時間處于高電位(指超過一個以上的工作周期)時，圖6及圖7保護電路及主回路的相關波形。
圖10是用PNP三極管實現控制電路，如果檢測電路在一定的時間內檢測不到信號，與Q206管相連的B、E點的電位將呈指數規律降低，當該電位降低到Q205管開啟的閥值電位(圖8和9中C指的電位)時，Q205管工作于導通狀態，將Q203、Q204的柵極電位拉高到高電位，同步整流管Q202柵極電位變低，如圖8和9所示，切斷反向電流回路防止由于漸漸增大反向電流損壞同步整流管Q202。
圖11是用比較器實現控制電路，如果檢測電路在一定的時間內檢測不到信號，與比較器輸入負端相連的B、E點的電位將呈指數規律降低，當該電位降低到比較器動作的閥電位(圖8和圖9中C指的電位)時，比較器輸出高電位，經過D203管，將Q203、Q204的柵極電位拉高到高電位，同步整流管Q202柵極電位變低，Q202關斷，如圖4所示。切斷反向電流回路，防止由于漸漸增大反向電流而損壞同步整流管Q202。
本發明的DC-DC變換器保護裝置，以有效地保護同步整流管在異常情況下的損壞。最有效地保護同步整流管，提高了模塊的可靠性，該方案已經過仿真論證，將在AG15系列模塊中加以應用，提高了工作效率，增強了可靠性。
權利要求
1.一種反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，包括主變壓器，所述主變壓器的付方繞組通過同步整流管提供直流輸出，其特征在于還包括狀態檢測單元1，可根據檢測到的DC-DC變換器狀態并產生信號；控制電路2，可以根據來自所述狀態檢測單元的信號控制連接在主變壓器付方的同步整流管，當DC-DC變換器處于異常狀態時產生控制指令信號將同步整流管關斷從而切斷反向電流回路。
2.根據權利要求1所述反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述主變壓器原方繞組通過主開關MOSFET連接DC輸入端，所述主開關由一個PMW控制單元控制。
3.根據權利要求1所述反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述控制電路2包括一個電子開關(Q205)，其控制端連接在所述狀態檢測單元的輸出端。
4.根據權利要求1所述反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述控制電路2采用P溝道MOS管。
5.根據權利要求3所述反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述檢測信號從驅動回路或主回路取得。
6.根據權利要求1所述反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述控制電路2是一個三極管，其基極輸入檢測單元提供的控制信號。
7.根據權利要求1所述反激同步整流DC/DC變換器保護裝置，其特征在于，所述控制電路2是一個比較器，其一個輸入端連接檢測單元輸出端，其另一個輸入端接參考電壓。
全文摘要
一種反激同步整流DC/DC變換器保護裝置,包括狀態檢測單元1可根據檢測到的DC－DC變換器狀態產生信號以及控制電路2,可以根據來自所述狀態檢測單元的信號控制連接在主變壓器付方的同步整流管,當DC－DC變換器處于異常狀態時產生控制指令信號將同步整流管關斷從而切斷反向電流回路。特別適用于在采用開關控制器技術的DC－DC變換器中防止元件在因異常狀態、輸入掉電或負載突變等造成負邊整流管過流情況下損壞。
文檔編號H02M3/28GK1333592SQ0011723
公開日2002年1月30日 申請日期2000年7月7日 優先權日2000年7月7日
發明者徐吉斌 申請人:深圳市華為電氣技術有限公司