一種平衡不平衡轉換器及其設計方法

一種平衡不平衡轉換器及其設計方法
【專利摘要】本發明涉及一種平衡不平衡轉換器，包括同心結構共面波導功分器，所述功分器采用兩級級聯形式，通過兩個同心結構、以Rogers 4350B為基材的共面波導級聯而成，每個同心結構從里向外依次由內環軌線、中心軌線和外環軌線組成，內環軌線與外環軌線電連接。用本發明的平衡不平衡轉換器，可用的帶寬較寬，并且易于測量全部的S參數，同時在較寬的頻帶范圍內不僅有較好的端口隔離特性，還有較理想的相位特性。
【專利說明】
-種平衡不平衡轉換器及其設計方法
技術領域
[0001] 本發明設及平衡不平衡轉換器，特別設及一種寬帶平衡不平衡轉換器及其設計方 法。
【背景技術】
[0002] 己倫(Balun)是平衡不平衡轉變器，是將單端信號轉換成雙端信號的重要器件。己 倫不僅能夠起到很好的阻抗匹配作用，而且在平衡天線饋電網絡、微波平衡混頻器W及推 挽放大器等多種微波射頻器件中具有重要的作用。例如在天線設計中，具有偶極子結構(或 可W等效成偶極子結構）的對稱天線，要求饋入天線的電流是平衡的。如果饋入電流不平衡 就會引起天線的方向圖、極化方式等特性發生改變，使得天線的性能降低。尤其是在較寬頻 帶內使用的對稱天線對饋電網絡有更高的要求。
[0003] 己倫用于實現單端電路和雙端電路的信號轉換。單端電路即阻抗變換器、濾波器 之類的單端輸入或單端輸出電路，傳輸的信號是非平衡信號;雙端電路是平衡混頻器、對稱 陣子天線之類的雙端輸入電路，傳輸的是平衡信號。
[0004] 現有技術中的很多己倫要么可W方便的測試其全部S參數(平衡器件混合模散射 參數），但是帶寬較小;要么帶寬較寬，卻難于測量其全部的S參數。

【發明內容】

[0005] 鑒于上述問題，提出了本發明，W便提供一種克服上述問題或至少部分地解決上 述問題的一種平衡不平衡轉換器。
[0006] 根據本發明的一個方面，提供一種平衡不平衡轉換器，包括同屯、結構共面波導功 分器，所述功分器采用兩級級聯形式，通過兩個同屯、結構、WRogers 4350B為基材的共面波 導級聯而成，每個同屯、結構從里向外依次由內環軌線、中屯、軌線和外環軌線組成，內環軌線 與外環軌線電連接。
[0007] 進一步的，在輸入輸出端口阻抗(Zo)給定的條件下，通過下述公式及推導可確定 第二隔離電阻(R2)的阻值、第一隔離電阻(Ri)的阻值，第一級微帶阻抗(Zi)和第二級微帶阻 抗化)的估：
[000引
[0009] 進一步的，在輸入輸出端口阻抗(Zo)給定50 Q的條件下，可確定第二隔離電阻(R2) 的阻值為200 Q、第一隔離電阻(Ri)的阻值為90 Q，第一級微帶阻抗(Z093 Q和第二級微帶 阻抗估)的值67 Q。
[0010] 進一步的，在隔離電阻確定的情況下，使用Agilent的AppCAD軟件計算共面波導對 應特征阻抗的尺寸參數。
[0011] 進一步的，所述同屯、結構為同屯、圓結構，或者同屯、矩形結構或者同屯、其他形狀結 構;所述軌線線寬為3mm。
[0012] 進一步的，所述同屯、結構為同屯、圓結構，連接到輸入端口的同屯、圓簇:從同屯、圓屯、 到內環軌線中點半徑為9.37mm，從同屯、圓屯、到中屯、圓環軌線中點半徑為14mm，從同屯、圓屯、 到外環軌線中點半徑為18.63mm，同屯、圓之間的間隙為1.63mm;連接到輸出端口的同屯、圓 簇:從同屯、圓屯、到內環軌線中點半徑為10.14mm，從同屯、圓屯、到中屯、圓環軌線中點半徑為 14mm，從同屯、圓屯、到外環軌線中點半徑為17mm，同屯、圓之間的間隙為0.86mm;第一級與第二 級之間的隔離電阻為90 Q，第二級與輸出端的隔離電阻為200 Q。
[0013] 進一步的，所述平衡不平衡轉換器還包括功分器一個輸出端口后面添加一個180° 的反相器，使得同屯、結構功分器的兩個輸出端口具有180°相移特性。
[0014] 根據本發明的另一方面，提供一種平衡不平衡轉換器的設計方法，所述方法包括 如下步驟：
[0015] 設計一個同屯、結構共面波導功分器，在輸入輸出阻抗給定的條件下，確定隔離電 阻的阻值W及共面波導的結構參數。
[0016] 進一步的，所述同屯、結構共面波導功分器采用兩級級聯形式，在輸入輸出端口阻 抗給定50 Q的條件下，可確定第二隔離電阻的阻值為200 Q、第一隔離電阻的阻值為80-100 Q，第一級微帶阻抗93 Q和第二級微帶阻抗的值67 Q。
[0017] 進一步的，所述設計方法還包括如下步驟：
[0018] 設計一個反相器，確保反相器兩端的阻抗值穩定，使得同屯、結構功分器的兩個輸 出端口具有180°相移特性。
[0019] 應用本發明的平衡不平衡轉換器，可用的帶寬較寬，并且易于測量全部的S參數。
【附圖說明】
[0020] 為了更清楚地說明本發明實施例的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用 的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實施例，對于本 領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動性的前提下，還可W根據運些附圖獲得其他 的附圖。
[0021] 圖1為本發明一實施例的經過兩級級聯的平衡不平衡轉換器的示意圖。
[0022] 圖2為本發明一實施例的功分器原理示意圖。
[0023] 圖3為基于圖2原理在偶模分析情況下的電路原理示意圖。
[0024] 圖4為基于圖2原理在奇模分析情況下的電路原理示意圖。
[0025] 圖5為本發明另一實施例的經過一個功分器的平衡不平衡轉換器的示意圖。
【具體實施方式】
[0026] 下面將參照附圖更詳細的描述本發明的示例性實施例。雖然附圖中顯示了本發明 的示例性實施例，然而應當理解，可W W各種形式實現本發明，而不應被運里闡述的實施例 所限制。相反，提供運些實施例是為了能更透徹的理解本發明，并且能夠將本發明的范圍完 整的傳達給本領域的技術人員。
[0027] 圖1所示的平衡不平衡轉換器，是采用兩級級聯的同屯、功分器結構，包括 Wilkinson功分器、共面波導(CPW)和180°反相器，該平衡不平衡轉換器可W測試其全部S參 數的微帶己倫。具體原理分析如下：
[002引 UWilkinson 功分器
[0029] 其優點在于設計方法較簡單、易于實現，并且在輸入輸出端口都匹配時，輸出端口 可W實現較高隔離。對于兩級級聯結構的WUkinson功分器，其原理圖如圖2所示，工作頻率 為f，功分器輸入輸出阻抗為50 Q，且為電路的參考阻抗。第一級與第二級微帶阻抗分別為 Zi, Z2。電長度3
在第一級和第二級通過連接電阻Ri, R2實現隔離度。由于其結構 是中屯、對稱的，可W用奇偶模理論分析此電路。
[0030] (1)偶模分析
[0031] 功分情況下，功分器的分支端口 2(Pod2)和端口 3。〇的3)信號幅度相等，相位相 同。沒有電流流過電路的對稱面，電阻化，R2視為開路，可W去掉。端口特征阻抗為Zo。偶模電 路分析如圖3所示。
[0032] 由于功分器關于中屯、線對稱，因此只需要單獨分析分支端口 2或者端口3。在此情 況下，功分器的公共端口 1的端口電壓不變，端口電流減小一半，特性阻抗等效為2Zo。通過2 段特性阻抗分別為Zi和Z2的1/4波長阻抗匹配線將公共端口阻抗2Zo匹配到分支端口阻抗 Zo O
[0033] 在工作頻率rf，輸出端口阻抗為
[0034]
[0035]
[0036] 可W得到
[0037]
(3)
[0038] 因此，只要匹配線的特性阻抗滿足關系式(3)就可W將分支端口阻抗和公共端口 阻抗匹配好。
[0039] (2)奇模分析
[0040] 奇模情況下，功分器2，3端口信號幅度相等，但相位相差180°。功分器中屯、平面為 零電位，即接地。電功分器奇模電路分析圖如圖4所示。
[0041] 由于中屯、線為零電位面，因此公共端口等效阻抗為零，通過特性阻抗為Zi的1/4阻 抗線變換后在隔離電阻Ri處等效為開路，因此隔離電阻Ri處的阻抗滿足：
[0045] Z〇2與隔離電阻R2并聯后匹配到分支端口阻抗Zo,
[0042]
[0043] 1線變換后為，
[0044]
[0046]
[0047] 曼可能的相等。假設化的2端口的電壓為V。 [004引
[0049]
[0050] 5隔離電阻化上的電流為
[0化1 ]
[0化2]
[0化3]
[0化4]
[0化5]
[0056] 式(3)、（6)，（10)給出了參數選擇的準則，一般情況下取端口特性阻抗Zo = SOQ。 為了達到在較寬的頻段范圍內，駐波比較小，隔離度大，經過一定的的取舍，將（10)式代入 (6)式可得:R2 = 4Z0 = 200 Q。之后應用AppCAD軟件仿真出Ri的近似取值為90 Q，從而推出Zi = 930，Z2 = 67Q。
[0057] 綜上，選取如下電路參數:Zi = 93Q，Z2 = 67Q 瓜=90〇，R2 = 200 Q。
[005引2、共面波導(CPW)結構
[0059] 共面波導CPW可W支持準TEM模式傳播。與傳統的微帶線相比，具有W下優點：易于 加工，易于并聯和串聯各種微波器件、福射損耗小等。共面波導在濾波器、混頻器、移相器等 中有廣泛應用。
[0060] 使用Agilent的AppCAD軟件計算CPW的對應特征阻抗的尺寸參數。HFSS采用有限元 法，可W方便精確的求解任意形狀S維無源結構的S參數和全波電磁場。使用HFSS建模仿 真，再進行優化，得到較好的指標。
[0061] 本功分器采取兩級級聯的形式，具體通過兩個同屯、結構級聯構成，采用 Rogers4350B為基材的共面波導，每個同屯、結構從里向外依次由內環軌線、中屯、軌線和外環 軌線組成，內環軌線與外環軌線電連接。設計中所有軌線的線寬為3mm。如表1所示，連接到 輸入端口 1 (化的1)的同屯、圓簇:從同屯、圓屯、到內環軌線中點半徑rl 1 =9.37mm,從同屯、圓屯、 到中屯、圓環軌線中點半徑rl2 = 14mm;從同屯、圓屯、到外環軌線中點半徑rl3 = 18.63mm，同屯、 圓之間的間隙為gap 1 = 1.63mm。連接到輸出端口的同屯、圓簇:從同屯、圓屯、到內環軌線中點 半徑r 11 = 10.14mm，從同屯、圓屯、到中屯、圓環軌線中點半徑r 12 = 14mm;從同屯、圓屯、到外環軌 線中點半徑r 13 = 17mm，同屯、圓之間的間隙為gap2 = 0.86mm。第一級與第二級之間的隔離電 阻為Rl =80-100 Q，優選90 Q，第二級與輸出端的隔離電阻為R2 = 200 Q。
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[0064] 本發明采用兩級級聯結構的平衡不平衡轉換器輸出端口可W實現20dBW上的隔 離度在所用頻率范圍的相位差為±5°。本發明所設計的平衡不平衡轉換器可W通過矢量網 絡分析儀精確測得其全部S參數，進而用于需要精確S參數的電路中。比如可計算天線的研 究中，需要精確了解己倫的S參數，然后將其帶入仿真結果，進而比較含有己倫的天線的仿 真值和實際測量值之間的差距。
[0065] 3、反相器
[0066] 為了實現反相功能，在功分器后面添加一個180°的反相器，由于使用共面波導，貝U 只需將其地線和信號線顛倒即可。其微帶結構為兩級圓形拓撲結構，圓形結構可W減小本 級微帶線間的禪合和級間禪合，同時沒有矩形結構在拐角處不連續的問題，且兩級圓形拓 撲結構增加了帶寬。
[0067] 本發明可應用于電磁兼容領域，微波電路領域，天線設計等領域，提供一種具有高 隔離度的平衡不平衡轉換器設計方法，覆蓋了 IG化-2GHz頻段的寬帶微帶己倫，且可W通過 網絡適量分析精確測得其全部S參數(平衡器件混合模散射參數），進而可用于需要精確S參 數的電路中，比如可用于計算天線的研究中，需要精確了解己倫的S參數，然后將其帶入仿 真結果，比較含有己倫的天線的仿真值和實際測量值之間的差。
[0068] 基于上述原理，本發明的另一個實施例是采用一級功分器，即只采用一個同屯、功 分器結構，運樣可W得到緊湊型的平衡不平衡轉換器。采用Rogers 4350B為基材的共面波 導，每個同屯、結構從里向外依次由內環軌線、中屯、軌線和外環軌線組成，內環軌線與外環軌 線電連接。設計中所有軌線的線寬為3mm。如表2所示，連接到輸入端口的同屯、圓簇:從同屯、 圓屯、到內環軌線中點半徑rl 1 = 10.22mm,從同屯、圓屯、到中屯、圓環軌線中點半徑r 12 = 14mm; 從同屯、圓屯、到外環軌線中點半徑r 13 = 17.78mm，同屯、圓之間的間隙為gap = 0.78mm，輸入端 口間的間隙及輸出端口間的間隙均為gapr = 0.2mm，隔離電阻為R= 100 Q。 「mwl
[0070」 表2
[0071]基于上述原理，本發明還提供一種平衡不平衡轉換器的設計方法，所述方法包括 如下步驟：
[0072] 設計一個同屯、結構共面波導功分器，在輸入輸出阻抗給定的條件下，確定隔離電 阻的阻值W及共面波導的結構參數。具體的：
[0073] -個實施例是，設計一個兩級級聯結構的共面波導功分器。如圖1所示，級聯結構 功分器采用兩級級聯形式，用W提高輸出端口的隔離度，在輸入輸出端口阻抗Zo給定的條 件下，通過公式(3)、（6)，（10)及推導可確定第二隔離電阻1?2的阻值，即1?2 = 42〇，通過仿真軟 件反推出第一隔離電阻Ri的阻值，進而得到第一級微帶阻抗Zi和第二級微帶阻抗Z2的值。
[0074] 比如，輸入輸出阻抗為Zo = 50 Q的情況下，得到：
[0075] Zi = 93Q，Z2 = 67Q，Ri = 90Q，R2 = 200 Q。
[0076] 進一步的，同屯、結構功分器可采用如圖所示的同屯、圓結構，也可W采用同屯、矩形 或同屯、其他形狀結構。
[0077] 另一個實施例是，設計一個一級級聯結構的共面波導功分器。如圖5所示，只采用 一個同屯、功分器結構，可W得到緊湊型的平衡不平衡轉換器。
[0078] 進一步的，同屯、結構功分器可采用如圖所示的同屯、圓結構，也可W采用同屯、矩形 或同屯、其他形狀結構。
[0079] 作為上述幾個實施例的進一步改進，一種平衡不平衡轉換器的設計方法還包括如 下步驟：
[0080] 設計一個反相器，確保反相器兩端的阻抗值穩定，使得同屯、結構功分器的兩個輸 出端口具有180°相移特性。
[0081] 應用本發明的平衡不平衡轉換器，可用的帶寬較寬，并且易于測量全部的S參數， 同時在較寬的頻帶范圍內不僅有較好的端口隔離特性，還有較理想的相位特性。
[0082] 本說明書中的各個實施例均采用遞進的方式描述，各個實施例之間相同相似的部 分互相參見即可，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處。尤其，對于裝置或 系統實施例而言，由于其基本相似于方法實施例，所W描述得比較簡單，相關之處參見方法 實施例的部分說明即可。W上所描述的裝置及系統實施例僅僅是示意性的，其中所述作為 分離部件說明的單元可W是或者也可W不是物理上分開的，作為單元顯示的部件可W是或 者也可W不是物理單元，即可W位于一個地方，或者也可W分布到多個網絡單元上。可W根 據實際的需要選擇其中的部分或者全部模塊來實現本實施例方案的目的。本領域普通技術 人員在不付出創造性勞動的情況下，即可W理解并實施。
[0083] 本領域那些技術人員可W理解，可W對實施例中各模塊進行自適應性的改變并且 把它們設置在與該實施例不同的一個或多個設備中。除非另有明確陳述，本說明書中公開 的每個特征可W由提供相同、等同或相似目的的替代特征來代替。
[0084] W上所述僅為本發明之較佳實施例，并非用W限定本發明的權利要求保護范圍。 同時W上說明，對于相關技術領域的技術人員應可W理解及實施，因此其他基于本發明所 掲示內容所完成的等同改變，均應包含在本權利要求書的涵蓋范圍內。
【主權項】
1. 一種平衡不平衡轉換器，包括同屯、結構共面波導功分器，其特征在于:所述功分器采 用兩級級聯形式，通過兩個同屯、結構、^Rogers 4350B為基材的共面波導級聯而成，每個同 屯、結構從里向外依次由內環軌線、中屯、軌線和外環軌線組成，內環軌線與外環軌線電連接。2. 根據權利要求1所述的平衡不平衡轉換器，其特征在于:在輸入輸出端口阻抗(Zo)給 定的條件下，通過下述公式及推導可確定第二隔離電阻(R2)的阻值、第一隔離電阻(Ri)的阻 值，第一級微帶阻抗(Zi)和第二級微帶阻抗(Z2)的值：3. 根據權利要求2所述的平衡不平衡轉換器，其特征在于:在輸入輸出端口阻抗(Zo)給 定50Ω的條件下，可確定第二隔離電阻(R2)的阻值為200Ω、第一隔離電阻(Ri)的阻值為90 Ω，第一級微帶阻抗(Ζι)93Ω和第二級微帶阻抗(Z2)的值67Ω。4. 根據權利要求1所述的平衡不平衡轉換器，其特征在于:在隔離電阻確定的情況下， 使用Agilent的AppCAD軟件計算共面波導對應特征阻抗的尺寸參數。5. 根據權利要求4所述的平衡不平衡轉換器，其特征在于：所述同屯、結構為同屯、圓結 構，或者同屯、矩形結構或者同屯、其他形狀結構;所述軌線線寬為3mm。6. 根據權利要求4所述的平衡不平衡轉換器，其特征在于：所述同屯、結構為同屯、圓結 構，連接到輸入端口的同屯、圓簇:從同屯、圓屯、到內環軌線中點半徑為9.37mm，從同屯、圓屯、到 中屯、圓環軌線中點半徑為14mm，從同屯、圓屯、到外環軌線中點半徑為18.63mm，同屯、圓之間的 間隙為1.63mm;連接到輸出端口的同屯、圓簇:從同屯、圓屯、到內環軌線中點半徑為10.14mm， 從同屯、圓屯、到中屯、圓環軌線中點半徑為14mm，從同屯、圓屯、到外環軌線中點半徑為17mm，同 屯、圓之間的間隙為0.86mm;第一級與第二級之間的隔離電阻為90 Ω，第二級與輸出端的隔 離電阻為200 Ω。7. 根據權利要求1所述的平衡不平衡轉換器，其特征在于:所述平衡不平衡轉換器還包 括功分器一個輸出端口后面添加一個180°的反相器，使得同屯、結構功分器的兩個輸出端口 具有180°相移特性。8. -種平衡不平衡轉換器的設計方法，所述方法包括如下步驟： 設計一個同屯、結構共面波導功分器，在輸入輸出阻抗給定的條件下，確定隔離電阻的 阻值W及共面波導的結構參數。9. 根據權利要求8所述的平衡不平衡轉換器，其特征在于:所述同屯、結構共面波導功分 器采用兩級級聯形式，在輸入輸出端口阻抗給定50 Ω的條件下，可確定第二隔離電阻的阻 值為200 Ω、第一隔離電阻的阻值為80-100 Ω，第一級微帶阻抗93 Ω和第二級微帶阻抗的值 67 Ω。10. 根據權利要求8所述的平衡不平衡轉換器，其特征在于:所述設計方法還包括如下 步驟： 設計一個反相器，確保反相器兩端的阻抗值穩定，使得同屯、結構功分器的兩個輸出端 口具有180°相移特性。
【文檔編號】H01P5/10GK105938931SQ201610113720
【公開日】2016年9月14日
【申請日】2016年2月29日
【發明人】楊志超, 林珊珊, 趙錄興, 趙明敏, 趙鵬
【申請人】中國電力科學研究院, 國家電網公司