高頻低損失電極的制作方法

專利名稱：高頻低損失電極的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種高頻低損失電極，用于可在微波帶和毫米波帶中工作的傳輸線和諧振器中，這種高頻低損失電極主要用于無線電通信、傳輸線和高頻諧振器，其中每一種應用都包括這種高頻低損失電極。
在高頻工作的微波IC和單塊微波IC中，通常使用的是容易生產的帶狀傳輸線和微帶傳輸線，并且它們的尺寸和質量是可減小的。作為如此用途的諧振器，使用將上述傳輸線的長度設置得等于四分之一波長或半波長的傳輸線，或有環形導體的一種環形諧振器。這些傳輸線的傳輸損失和諧振器的無載Q主要由導體的損失決定。相應地，多塊微波IC和單塊微波IC的性能依賴于能夠減小多少的導體損失。
這些傳輸線和諧振器利用高導電率的導體(諸如銅、金等)形成。但是金屬的導電性是這類材料所固有的。選擇具有高導電率的金屬，并使其成為電極以減小損失的方法是有限制的。相應地，已經對這樣的事實引起了關注，即在微波或毫米波的高頻部分，電流集中到電極表面上，這是由集膚效應引起的，從而在導體的表面(端部)附近產生許多損失。已經從電極結構的觀點對減小導體損失作了研究。例如，在第8-321706號日本未審查專利公告中揭示了這樣的結構，其中將多個具有恒定寬度的線性導體以恒定間隔平行于傳播方向安排，以減小導體損失。另外，在第10-13112號日本未審查專利公告中揭示了一種結構，其中把電極的端部分為多個部分，從而在端部集中的電流被分散，以減小導體損失。
但是，整個電極通過多個具有相等寬度的導體分開的方法(如第8-321706號日本未審查公告中所揭示的)有這樣一個問題，即，電極的有效截面積減小，從而導體損失不能被有效減小。
另外，至于電極的端部被分為多個具有大致上相同寬度的分導體的方法(如在第10-13112號日本未審查專利公告中所揭示的)，在緩和電流的集中和減小導體損失方面有一定效果。但是，不可以認為效果是滿意的。
因此，本發明的目的是提供一種高頻低損失電極，其導體損失可以被有效和足夠地減小。
本發明的另一個目的是提供一種傳輸線、高頻諧振器、高頻濾波器、天線共用裝置以及通信設備，其中每一種都包括上述高頻低損失電極，并具有低損失。
本發明是基于找到一種其端部被分為多個分導體的電極而實現的，通過根據原理設置分導體的寬度，可以有效地減小導體損失。
根據本發明，提供了第一個高頻低損失電極，它包含主導體、至少兩個沿主導體的側面形成的分導體，分導體如此形成，從而位于更為接近于外側的分導體具有更小的寬度。
較好地，在本發明的第一個高頻低損失電極中，位于最接近于所述分導體的外側的分導體，其寬度在應用頻率處小于集膚深度δ的π/2倍。結果，可以減小在最接近于外面的分導體內流動的無效電流。更好地，為了減小位于最接近于外面的分導體中的無效電流，分導體的寬度在應用頻率處小于集膚深度δ的π/3倍。
還有更好地，在本發明的第一個高頻低損失電極中，為了減小在所有分導體中流動的無效電流，所有分導體的寬度在應用頻率處小于集膚深度δ的π/2倍。
更好地，在本發明的第一個高頻低損失電極中，形成多個分導體，從而其位于更為接近于外面的一個分導體更薄，因此可以更為有效地減小導體損失。
此外，在本發明的第一個高頻低損失電極中，可以分別在主導體和與主導體相鄰的分導體之間，以及在相鄰的分導體之間提供分電介質。
還有，較好地，在本發明的第一個高頻低損失電極中，為了使電流大致上同相地流過各個分導體，如此形成主導體和與主導體相鄰的分導體之間的間隔以及相鄰的分導體之間的間隔，從而其位于更為接近于外面的間隔相應于各個相鄰分導體的寬度更短。
還有更好地，在本發明的第一個高頻低損失電極中，為了使電流大致上同相地流過各個分導體，如此形成多個分電介質，從而位于更為接近于多個分電介質外面的分電介質相應于各個相鄰分導體的寬度具有更小的介電常數。
另外，根據本發明，提供了第二個高頻低損失電極，它包含主導體以及沿主導體的側面形成的至少一個分導體，至少一個分導體的寬度在應用頻率處小于集膚深度δ的π/2倍。結果，在寬度設置成在應用頻率處小于集膚深度δ的π/2倍的值的分導體內，可以減小無效電流，并有效地減小導體損失。
更好地，在本發明的第二個高頻低損失電極中，至少一個分導體的寬度在應用頻率處小于集膚深度δ的π/3倍。
還有更好地，在本發明的第二個高頻低損失電極中，最接近于分導體外面的分導體的寬度在應用頻率處小于集膚深度δ的π/2倍。
更好地，在本發明的第二個高頻低損失電極中，位于最接近于分導體外面的分導體的寬度在應用頻率處小于集膚深度δ的π/3倍。
在本發明的第二個高頻低損失電極中，分電介質可以設置在主導體和與主導體相鄰的分導體之間，以及相鄰的分導體之間。
較好地，在根據本發明的第一個和第二個高頻低損失電極中，主導體是薄膜多層電極，包含交替層疊的薄膜導體和薄膜電介質。
還有更好地，在本發明的第一個和第二個高頻低損失電極中，主導體和分導體中至少有一個是由超導體制成的。
根據本發明的第一個高頻諧振器包含上述第一個或第二個高頻低損失電極。
根據本發明的高頻傳輸線包含上述第一個或第二個高頻低損失電極。
根據本發明的第二個高頻諧振器包括第一個高頻傳輸線的高頻傳輸線，其長度設置為四分之一波長的整數倍。
另外，根據本發明的高頻濾波器包含上述第一個或第二個高頻諧振器。
另外，根據本發明的天線共用裝置包含上述高頻濾波器。
另外，根據本發明的通信設備包含上述高頻濾波器或天線共用裝置。


圖1是三條型帶狀線，包含根據本發明的實施例的高頻低損失電極；圖2是示出導體內部電流密度的衰減的曲線圖；圖3描述導體內部電流密度的相位變化；圖4描述當交替地安排導體和電介質時電流密度的相位變化；圖5A是用于分析根據本發明的多條線結構電極的三條型帶狀線模型的透視圖；圖5B是圖5A模型中帶狀導體的放大的截面圖；圖5C是帶狀導體放大的截面圖；圖6是圖5C的多層多條線模型的二維等效電路圖；圖7是沿圖5C的多層多條線模型的一個方向的一維等效電路圖；圖8是用于模擬本發明的多條線結構電極的三條型帶狀線模型的透視圖9A是傳統的電極的示圖，其結構不是用于模擬的多條線結構；圖9B描述了模擬的電場分布結果；圖9C描述了模擬的相位分布結果；圖10A描述了模擬中使用的具有多條線結構的本發明的電極；圖10B描述了電場分布的模擬結果；圖10C描述了相位分布的模擬結果；圖11是截面圖，示出根據修改例子1的高頻低損失電極的配置；圖12是截面圖，示出根據修改例子2的高頻低損失電極的配置；圖13是截面圖，示出根據修改例子3的高頻低損失電極的配置；圖14是截面圖，示出根據修改例子4的高頻低損失電極的配置；圖15是截面圖，示出根據修改例子5的高頻低損失電極的配置；圖16是截面圖，示出根據修改例子6的高頻低損失電極的配置；圖17是截面圖，示出根據修改例子7的高頻低損失電極的配置；圖18是截面圖，示出根據修改例子8的高頻低損失電極的配置；圖19是截面圖，示出根據修改例子9的高頻低損失電極的配置；圖20是截面圖，示出根據修改例子10的高頻低損失電極的配置；圖21是截面圖，示出根據修改例子11的高頻低損失電極的配置；圖22是截面圖，示出根據修改例子12的高頻低損失電極的配置；圖23A是透視圖，示出環形帶諧振器的配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子1；圖23B是透視圖，示出環形諧振器的配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子2；圖23C是透視圖，示出微帶線的配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子3；圖23D是透視圖，示出共面線配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子4；圖24A是透視圖，示出共面帶狀線的配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子5；圖24B是透視圖，示出平行槽傳輸線的配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子6；
圖24C是透視圖，示出槽傳輸線的配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子7；圖24D是透視圖，示出高阻抗微帶線的配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子8；圖25A是透視圖，示出平行微帶線的配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子9；圖25B和25C是透視圖，都示出半波型微帶線諧振器的配置，作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子10；圖25D是透視圖，示出四分之一波型微帶線諧振器的配置，它作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子11；圖26A和26B是平面圖，都示出半波長型微帶線濾波器的配置，作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子12；圖26C是平面圖，示出環形帶濾波器的配置，作為根據本發明的高頻低損失電極的應用例子13；圖27是方塊圖，示出雙工器700的配置，它作為應用例子14；及圖28描述了通過使用圖27的雙工器700而得到的應用例子。
下面，將描述根據本發明實施例的高頻低損失電極。圖1示出了包含本實施例的高頻低損失電極1的三條型帶狀線。帶狀線具有這樣的配置，其中在矩形截面的電介質2的中心部分形成具有預定寬度的高頻低損失電極1，并且平行于高頻低損失電極1形成接地電極3a和3b。在這個實施例的高頻低損失電極1中，如圖1的放大示圖所示，端部被分為分導體21、22和23，從而集中在端部的電場被分散，并且減小了高頻的導體損失。在這個實施例的高頻低損失電極1中，分導體23通過分導體33形成在主導體20的附近。另外，朝外面方向，依次形成分電介質32、分導體22、分電介質31和分導體21。
特別是，在這個實施例的高頻低損失電極1中，如此形成分導體21、22和23以及分電介質31、32和33，從而位于離開主導體20更遠的分導體和分電介質相應地具有更小的寬度。另外，形成分導體21、22和23，從而寬度在應用頻率處達到集膚深度δ的π/2倍，另外，分電介質31、32和33的寬度如此設置，從而流過分導體21、22和23的電流大致上同相。相應地，這個實施例的高頻低損失電極與傳統的例子的(設置有大致上統一寬度的分導體)的多條線電極相比，可以減小損失。
下面將詳細地描述這個實施例的高頻低損失電極1，包括設置各個分導體和各個分電介質的線寬的方法。
1.各個分導體中的電流和相位(各個分導體內部的電流和相位)通常，導體內部的電流密度函數J(z)由下面的數學公式1表示，這是由在高頻產生的集膚效應引起的。在數學公式1中，z表示從作為參照的表面(0)沿深度方向的距離，δ表示在角頻率ω(＝2πf)處的集膚深度，這由數學公式2表示。另外，σ表示導電率，μo表示真空中的磁導率。相應地，在導體內部，電流密度在離表面更深的位置減小，如圖2所示。
2.J(z)＝J0e-(1+j)z/δ(A/m2)[數學公式2]δ=2/ωμ0σ]]>相應地，電流密度幅度絕對值由下面的數學公式3表示，并在z＝δ處衰減到1/e。電流密度幅度的相位由數學公式4表示。當z增加時(即，離開表面更深的位置)，相位在負側增加，并且在z＝δ(表面集膚深度)處，相位和表面處相比減小了1rad(約60°)。
數學公式3abs(J(z))＝|J0|e-z/δ數學公式4arg(J(z))＝-z/δ相應地，用電阻率ρ＝1/σ，由下面的數學公式5表示功率損失Ploss。足夠厚的導體的總功率損失P0loss由公式6表示。當z＝δ，損失總功率損失P0loss的(1-e-2)倍，即損失86.5％。
數學公式5Ploss=∫02ρ|J(z)|2dz(ρ=1/σ:resistivity)]]>＝ρ|J0|2δ/2(1-e-2z/δ)數學公式6P0loss＝ρ|J0|2δ/2另外，通過使用電流密度函數J(z)，由下面的數學公式7給出表面電流K。表面電流K是物理量，它與導體表面的磁場(下稱表面磁場)的切向分量相符。表面電流K與表面磁場同相，并與表面磁場具有相同的大小，即，A/m。
數學公式7K=∫0∞J(z)dz=δJ/(1+j)]]>如在數學公式7中所見，如果在表面電流K(即表面磁場)的相位是0°時觀察，在表面的電流密度J0的相位是45°。相應地，導體內的電流密度函數J(z)的相位可以由圖3所示的模型描述。另外，當電流密度J0的相位是45°時，表面電流K由下面的公式8給出。
數學公式8K=|K|=δ|J0|/2]]>假設電流密度幅值的相位不隨深度變化(類似于直流)，則表面電流由下面的公式9表示。
數學公式9K′=∫0∞|J0|e-2/δdz]]>＝δ|J0|如通過比較公式8和9知道的，與直流的表面電流K′相比，在高頻處的表面電流K減小到
推測這是無效電流流動的緣故。事實上，可以認為可用公式5來表示根據公式9算出的總功率損失。
另一方面，如果由公式9表示的電流密度乘以
，從而表面電流相等，則在實現了相等的表面效應的條件下整個的功率損失將是
％。
相應地，在理想的限制條件下，即電流密度的相位等于0°，并且相位在導體內部不受到改變，則可以將功率損失減小到50％。實際上，由于導體內部電流密度的相位減小了，故難以實現上述理想狀態。
(每一個分導體中的電流和相位)但是，在交替層疊分導體和分電介質的多條線結構中，可以通過利用電介質內的電流密度相位增加的現象，實現圖4所示的相位在±θ范圍內周期性變化的周期性的結構。即，從特征上說，在本實施例的高頻低損失電極1中實現了這樣的結構，即，通過在上述周期性結構中將θ設置在小值，分導體內部的電流密度相位以0為中心在相對小范圍內周期性地變化，因此減小了無效電流。
相應地，從上述討論中可以得出下面兩點對于本實施例的高頻低損失電極1需要首選和滿足的。
(1)如此設置每一個分導體的線寬，從而使電流密度相位的變化寬度(2θ)小。如在上述描述中見到的，由于分導體的線寬更窄，故相位的變化寬度可以進一步減小，以達到上述理想的狀態。實際上，考慮到生產成本，相位較好地設置在θ≤90°，最好設置在θ≤45°。
設置在θ≤90°可以通過將每一個分導體的線寬設置在πδ/2或更低而達到。另外，設置在θ≤45°可以通過將每一個分導體的線寬設置在πδ/4或更低而達到。
(2)如此設置分電介質的寬度，從而位于電流流入側的各個分導體中變化的電流密度相位被抵消。
2.用等效電路處理的多條線結構下面，將參照簡化的模型結構描述本發明的高頻低損失電極的多條線結構。
圖5A示出了三條型條狀線模型，它可以相對容易地分析，并將用于下面的描述中。該模型具有這樣的配置，其中在電介質102中設置具有矩形截面的帶狀導體101。帶狀導體101如此配置，從而截面如圖5B所示左右上下對稱。另外，如圖5C所示，帶狀導體101在其端部具有多條線結構，沿厚度方向由多層構成。更具體地說，帶狀導體101由許多分導體構成，并具有矩陣結構，其中分導體(1，1)，(2，1)，(3，1)，......是沿厚度方向安排的，而分導體(1，1)，(1，2)，(1，3)......是沿寬度方向安排的。
由圖5C中的多層多條線模型示出的二維等效電路可以由圖6表示。在圖6中，Fcx表示導體沿其寬度方向的串聯矩陣，Fcy表示導體沿厚度方向的串聯矩陣。相應于各個分線的碼(1，1)，(1，2)......被附加到Fcx和Fcy上。
Ft表示介質層沿各條線的串聯矩陣。介質層從最上面的層開始計數。Fs表示相鄰的導線沿寬度方向的串聯矩陣，并從外面開始計數。各個串聯矩陣Fcx，Fcy，Ft和Fs由下面的公式10到13表示。在公式10到13中，L和g表示每一個分導體的寬度和厚度，S表示相鄰的分導體之間的分電介質的寬度。相應地，串聯矩陣Fcx，Fcy，Ft和Fs相應于各個分導體的寬度和厚度以及各個分電介質的寬度。在這種情況下，Zs表示每一個導體的表面(特性)阻抗，并由Zs＝(1+j){(ωμo)/(2σ)}表示。
數學公式10Fcx=cosh(1+jδ·L2)Zssinh(1+jδ·L2)1Zssinh(1+jδ·L2)cosh(1+jδ·L2)]]>數學公式11Fcy=cosh(1+jδ·g2)Zssinh(1+jδ·g2)1Zssinh(1+jδ·g2)cosh(1+jδ·g2)]]>數學公式12Ft=1jωμ0t(1-ϵmϵt)01]]>數學公式13Fs=1jωμ0S(1-ϵmϵs)01]]>相應地，在理論上，各個分導體的線寬L和厚度g，以及各個分電介質的寬度S和厚度t可以如此設置，從而通過根據圖6的二維等效電路圖操作連接矩陣，使各個導電體的表面阻抗的實數部分(電阻分量)最小。
但是，根據圖6的二維等效電路以及在上述的條件下，難以分析決定各個分導體的線寬L和厚度g以及各個分電介質的寬度S和厚度t。
相應地，發明人通過使用圖7的等效電路(它是圖6的等效電路的寬度方向的一維模型)，在這樣的條件下得到由公式14表示的遞推式，即，各個分導體的表面阻抗的實數部分(電阻分量)是最小的。在參數b滿足遞推公式和公式15以及公式16的情況下，設置各個分導體的線寬L和各個分電介質的寬度S。圖7的等效電路是一維模型，其中圖6的等效電路取單層，單層的厚度方向不考慮。數學公式14bk+1＝tanh-1(tan bk)數學公式15Lk+1＝Lk(bk+1/bk)數學公式16Sk+1＝Sk(bk+1/bk)如上所述，設置了各個分導體的線寬L和各個分電介質的寬度S，并通過有限元法估計高頻下的導體損失。已經認為，當和將各個分導體的線寬L和各個分電介質的寬度S設置為相同值的情況相比，可以減小損失。當設置各個分導體的線寬L和各個分電介質的寬度S時，必須預先給出初值b1，L1和S1。在這個發明中，較好地，如此設置初值，從而各個電流密度的電流相位在±90°或±45°的范圍內。作為用圖7的一維模型分析的結果，在L1和S1之間得出了滿意的關系，對該關系給予初值，以使表面電阻最小。將初值給予L1和S1，以便滿足關系，從而讓大致上同相的電流流過各個分導體。即，通過從電路理論的觀點檢查，推定各個電介質的寬度要滿足的較好的條件是“分電介質的寬度如此設置，從而消除了在電流流入側上的分導體中變化的電流密度相位”。因此，可以得到與第0039段描述的條件同樣的結果。
另外，發明人通過使用下面的數學公式17和18設置各個分導體的線寬L和各個分電介質的寬度S，其中公式17和18是模擬數學公式14的遞推公式的遞減函數，替代公式14。在高頻處的導體損失通過有限元法估計。結果，認定在上述方法中，和將分導體的線寬以及分電介質的寬度S設置為相同值的情況相比，可以減小損失。
數學公式17bk+1＝tanh-1bk數學公式18bk+1＝tan bk當給出不同初值時，通過使用各個公式14、17和18得到的結果不同。因此，決定哪一個公式是最適合的非常困難。
即，通過使用一維模型決定公式14的遞歸公式，并且當被提供給二維模型時，不需要給出一個最佳的結果。實際上，在分導體的內部，寬度方向和厚度方向相互影響，從而傳播矢量包括角度信息。但是，圖6的等效電路并不考慮角度信息。相應地，公式14、17和18沒有實質性的物理意義，而是在二維模型中扮演一個試探函數的角色。因此在通過使用有限元法確認通過使用這些試探函數得到的結果的有效性后，設置最后的線寬。
但是，從上述電路理論的討論，顯然，在高頻處的總導體損失可以通過將比較接近于外面的分線的寬度設置在更小的值來減小。還有，從上述相同的討論，顯然，當使用單層、多線結構時，可以通過將比較接近于外側的分線的厚度設置在更小的值而減小總導體損失。
分導體的寬度和分電介質的寬度是根據上述原理設置的。下面將描述通過有限元法模擬的結果。
下面描述的每一個模擬是通過使用一種模型進行的，該模型將相對介質常數為εr＝45.6的介質201填入全部的導體腔202內(如圖8所示)，并將電極10(200)設置在電介質201的中心部分。電極10是根據本發明的電極，它具有多線結構，而電極200是傳統的電極，沒有多線結構。
圖9示出作為傳統例子的沒有多線結構的電極200的電場分布和相位。通過使用其截面是圖9A所示的電極200的四分之一的模型進行模擬。電極200的整個寬度W是400μm，而電極200的厚度T是11.842μm。作為模擬的結果，如圖9B所示，知道了電場集中到電極的端部，并且在電極200更為內部的位置電場的相位更加減小，如圖9C所示。在2GHz處的模擬結果如下(1)衰減常數α0.79179Np/m，(2)相位常數β283.727rad/m，(3)導體Qc(＝β/2α)179.129*對于根據本發明的具有多條線結構的低損失電極，如圖10A所示，在2GHz處的模擬結果如下。
(1)衰減常數α0.63009Np/m，(2)相位常數β283.566rad/m，(3)導體Qc(＝β/2α)225.20在這種情況下，分導體21a、22a、23a和24a的導體線寬相應為L1＝1.000μm，L2＝1.166μm，L3＝1.466μm和L4＝2.405μm。
電介質31a、32a、33a和34a的電介質線寬相應為S1＝0.3μm，S2＝0.35μm，S3＝0.44μm和S4＝0.721μm。
在上述模擬中，通過使用52.9MS/m的導體導電率σ、10.0的介質線介質常數εs進行計算。
知道在本發明的具有多線結構的電極中，如圖10B所示，電場被分散和分布在各個分導體和主導體20a的端部。另外，如圖10C所示，電場如此分布，從而各個分導體中的電場的相位大致上同相。
從上述討論，這個實施例的高頻低損失電極1要滿足的要求如下。
高頻低損失的要求(i)如此設置每一個分導體的線寬，從而電流密度相位的變化寬度(2θ)很小。具體地講，較好地，相位角設置在θ≤90°，并且最好在θ≤45°。
(ii)形成分導體，從而其分導體在比較接近于外側的寬度更小。
(iii)形成分導體，從而分導體位于比較接近于外側的厚度更小。
(iv)分電介質的寬度如此設置，從而分導體中位于電流流入側上的變化的電流密度相位分別被抵消。即，分電介質的寬度如此設置，從而在各個分導體中流動的電流大致上是同相的。
如在上述描述中可見，在本發明的高頻低損失電極中，分導體21、22和23以及分電介質31、32和33如此形成，從而其分導體和分電介質在離開主導體20更遠的位置上的寬度相應地更小。形成各個分導體21、22和23，從而在應用頻率處的最大寬度為集膚深度δ的π/2倍。另外，各個分電介質31、32和33的寬度如此設置，從而流過各個分導體21、22和23的電流大致上同相。相應地，在本實施例的高頻低損失電極1中，與作為傳統的例子設置有分導體(它具有大致上相等的寬度)的多條線電極相比，可以更多地減小損失，這將在下面詳細描述。
在上述本發明的較佳形式的實施例中，描述了一種高頻低損失電極1，它滿足要求(I)，(ii)，(iv)，以減小上述高頻條件下的損失。根據本發明，滿足上述四個要求中至少一個要求的多種修改都是可能的。
修改例子1在修改例子1的高頻低損失電極中，分導體201、202、203和204以及分電介質301、302、303和304交替設置在電極端部，如圖11所示。在修改例子1中，分導體202、203和204設置為同樣的寬度，分導體201的寬度最大為δπ/2。較好地，最大為δπ/4，并比每一個分導體202、203和204窄。另外，形成分電介質301、302、303和304以具有大致上相同的寬度。如上所述，當與傳統的例子比較時，高頻處的導體損失可以通過將多個分導體中位于最接近于外面的分導體的寬度設置在δπ/2或更小來減小。
較好地，在這個修改例子1中，將所有分導體的寬度都設置在δπ/2或更小。更好地，將分導體201的線寬設置在δπ/4或更小，并將分導體202、203和204的寬度設置在δπ/2或更小。另外，在修改例子1中，位于最接近于外面的分導體201的寬度設置為相對較小的值。根據本發明，分導體202、203和204中至少有一個可以更窄，即，可以具有最大為δπ/2，最好是δπ/4的寬度。
修改例子2在修改例子2的高頻低損失電極中，分導體205、206、207和208以及分電介質305、306、307和308交替設置在電極的端部，如圖12所示。在這個修改例子2中，如此設置分導體205、206、207和208，從而它們位于更為接近于外面的分導體的寬度更小。將分導體205的線寬設置在δπ/2或更小，較好地設置在δπ/4或更小。另外，分電介質305、306、307和308設置得具有大致上相同的寬度。在如上所述配置的修改例子2的高頻低損失電極中，位于更為接近于外面的分導體具有更小的寬度，位于最接近于外面的最外面的分導體205的寬度為δπ/2或更小，或δπ/4或更小。相應地，導體損失與傳統的例子相比可以減小。
修改例子3在修改例子3的高頻低損失電極中，分導體209、210、211和212以及分電介質309、310、311和312交替地設置在電極端部，如圖13所示。在該修改例子3中，分導體209、210、211和212的寬度設置在大致上相同的寬度。分電介質309、310、311和312如此形成，從而它們位于更為接近于外面的分電介質具有更小的寬度。有了上述配置，與傳統的例子相比，在高頻處的導體損失可以減小。
在修改例子3的高頻低損失電極中，較好地，各個分導體的寬度設置在δπ/2或更小，或設置在δπ/4或更小。
修改例子4
在修改例子4的高頻低損失電極中，分導體213、214、215和216以及分電介質313、314、315和316交替設置在電極端部，如圖14所示。在這個修改例子4中，分導體213、214、215和216以及分電介質313、314、315和316如此形成，從而它們的分導體和它們的分電介質相應地具有更小的值。
在如上所述配置的修改例子4的高頻低損失電極中，可減小端部的表面電阻，因此與傳統的例子相比，可以減小高頻處的導體損失。
在這個修改例子4中，各個分導體的線寬最好設置在δπ/2或更小，更好地設置在δπ/4或更小，因此各個分導體中的無效電流可以減小。
修改例子5在修改例子5的高頻低損失電極中，分導體217、218、219和220以及分電介質317、318、319和320交替設置在電極端部，如圖15所示。在修改例子5中，分導體217、218、219和220如此形成，從而它們位于更為接近于外面的分導體具有更小的厚度，還有，分電介質317、318、319和320如此形成，從而它們位于更為接近于外面的分電介質具有更小的厚度。分導體217、218、219和220大致上設置為相同的寬度，并且線寬設置在δπ/2或更小，較好地設置在δπ/4或更小。在如上所述配置的修改例子5的高頻低損失電極中，電流可以有效地分散到各個分導體中，并且高頻處的導體損失與傳統例子相比可以減小。
修改例子6圖16是截面圖，示出修改例子6的高頻低損失電極的配置。這個高頻低損失電極具有與修改例子5的高頻低損失電極相同的配置，不同的是替代分導體317，使用了分電介質380，它具有集合在一起的分電介質317、318、319和320。
如上所述配置的修改例子6的高頻低損失電極具有類似于修改例子5的效果。
修改例子7在修改例子7的高頻低損失電極中，分導體221、222、223和224以及分電介質321、322、323和324交替設置在電極的端部，如圖17所示。在修改例子7中，如此形成分導體221、222、223和224，從而它們位于更為接近于外面的分導體具有更小的寬度和更小的厚度。并且如此形成分電介質321、322、323和324，從而它們位于更為接近于外面的分電介質具有更小的寬度和更小的厚度。較好地，分導體221、222、223和224的線寬設置在δπ/2或更小，最好設置在δπ/4或更小。在如上所述配置的修改例子7的高頻低損失電極中，電流可以有效地分散到各個分導體中，高頻處的導體損失與傳統的例子相比可以減小。
修改例子8圖18是示出修改例子8的高頻低損失電極的配置的截面圖。這個高頻低損失電極具有與修改例子7相同的配置，不同之處是代替了修改例子7的高頻低損失電極中的分電介質321、322、323和324，使用了分電介質390，它具有集合在一起的分電介質321、322、323和324。
如上所述配置的修改例子8的高頻低損失電極具有類似于修改例子7的效果修改例子9在修改例子9的高頻低損失電極中，分導體225、226、227和228以及分電介質325、326、327和328交替設置在電極端部，如圖19所示。在修改例子9中，分導體225、226、227和228以及分電介質325、326、327和328如此設置和形成，從而它們位于更為接近于外面的分導體和分電介質相應地具有更小的寬度。在修改例子9中，其特征在于，分電介質325、326、327和328由具有比分電介質325、326、327和328周圍的電介質2更低的介質常數的材料制成。
在如上所述配置的修改例子9的高頻低損失電極中，可以進一步減小在電極端部中流動的無效電流。
修改例子10如圖20所示，修改例子10的高頻低損失電極具有與修改例子9相同的配置，不同的是代替了修改例子9的高頻低損失電極的分電介質325、326、327和328，使用分電介質325a、326a、327a和328a。其特征在于，分電介質325a、326a、327a和328a由介質常數比分電介質325a、326a、327a和328a周圍的介質2的介質常數更低的材料制成，此外，它們位于更為接近于外面的分電介質具有更高的介質常數。
在如上所述配置的修改例子10的高頻低損失電極中，可以阻止位于最接近于外面的分電介質電場強度的增加，并且可以增強處于大功率的功率耐久性。
修改例子11在作為修改例子11的高頻低損失電極中，分導體229、230、231和232以及分電介質329、330、331和332交替設置在電極端部，如圖21所示。在修改例子11中，分導體229、230、231和232以及分電介質329、330、331和332如此形成，從而它們位于更為接近于外面的分導體和分電介質相應地具有更小的寬度。其特征在于，在修改例子11中，分導體229、230、231和232的導電率相互不同。
在如上所述配置的修改例子11的高頻低損失電極中，可以通過由導電率比主導體更低的導體形成分導體229、230、231和232，增加分導體229、230、231和232的寬度。這便利了高頻低損失電極的生產。
修改例子12修改例子12的高頻低損失電極與修改例子9相同，不同的是代替修改例子9的高頻低損失電極中的主導體20，使用了由交替層疊的薄膜導體121和薄膜電介質131構成的薄膜多層電極120。使用這種配置，可以緩和主導體120中的集膚效應。因此，可以減小主導體120中的導體損失。另外，可以減小高頻處的損失。
另外，在修改例子12中，可以使用由超導體制成的主導體來代替由薄膜多層電極制成的主導體120。使用上述配置，由超導體制成的主導體的端部中的電流密度可以減小。因此，主導體的端部可以制得在臨界電流密度或更低電流密度下工作。
如上所述，可以實現具有不同配置的本發明的高頻低損失電極。上述實施例和修改例子描述的是三個或四個分導體的情況，作為例子。不需說，本發明不限于三個或四個分導體。對于配置，可以使用五十到一百個或更多的分導體。可以通過增加分導體的數量和縮短分導體的寬度進一步減小損失。
本發明的高頻低損失電極可以通過利用低損失的特性，應用于各種裝置。下面，將描述本發明的應用例子。
應用例子1圖23A是透視圖，示出應用例子1的環形帶式諧振器的配置。環形帶式諧振器包含矩形介質基片401、形成在介質基片401下表面上的接地導體551以及形成在基片401上表面上的環形導體501。在這個環形帶式諧振器中，環形導體501由本發明的高頻低損失電極制成，它的周圍具有至少一個分導體，因此，端部的導體損失與傳統的沒有分導體的環形導體相比可以減小。結果，在圖23A的應用例子1的環形帶式諧振器中，無載Q與傳統的環形帶式諧振器相比可以增大。
應用例子2圖23B是透視圖，示出應用例子2的環形諧振器的配置。環形諧振器包含矩形的介質基片402、形成在環形介質基片402下表面上的接地導體552以及形成在環形基片402上表面上的環形導體502。在這個環形帶式諧振器中，環形導體502由本發明的高頻低損失電極制成，它的周圍有至少一個分導體。端部的導體損失與傳統的沒有分導體的環形導體相比可以減小。結果，在圖23B的應用例子2的環形諧振器中，無載Q與傳統的諧振器相比可以增大。在應用例子2的環形諧振器中，接地導體552可以由本發明的高頻低損失電極制成。有了這樣的配置，可以進一步增大無載Q。
應用例子3圖23C是透視圖，示出應用例子3的微帶線的配置。微帶線包含介質基片403、形成在介質基片403下表面上的接地導體553以及形成在基片403上表面上的帶狀導體503。在這個微帶線中，帶狀導體503由本發明的高頻低損失電極制成，它在帶狀導體503的相對側上的每一端部上(圖23C中用圓圈表示)具有至少一個分導體，并且端部的導體損失與傳統的沒有分導體的帶狀導體相比可以減小。結果，在圖23C的應用例子3的微帶線中，傳輸損失與傳統微帶線相比可以減小。
應用例子4圖23D是透視圖，示出應用例子4的共面線的配置。共面線包含介質基片403、以預定的間隔設置在介質基片403上表面上的接地導體554a和554b，以及形成在接地導體554a和554b之間的帶狀導體504。在共面線中，帶狀導體504由本發明的高頻低損失電極制成，它在帶狀導體504的相對側上的每一個端部(由圖23D中的圓圈指出)有至少一個分導體，每一個接地導體554a和554b由本發明的高頻低損失電極制成，它在其內側端部上(由圖23D中的圓圈指出)有至少一個分導體。有了圖23D的應用例子4的共面線的配置，傳輸損失與傳統的共面線相比可以減小。
應用例子5圖24A是透視圖，示出應用例子5的共面帶狀線的配置。共面帶狀線包含介質基片403、以預定的間隔設置的帶狀導體505和接地導體555，它們平行地設置在介質基片403的上表面上。在共面帶狀線中，帶狀導體505由本發明的高頻低損失電極制成，它在其相對側上的每一個端部(由圖24A中的圓圈指出)有至少一個分導體，并且接地導體555由本發明的高頻低損失電極制成，它在其內側的端部上(由圖24A的圓圈指出)具有至少一個分導體，與帶狀導體505相對。有這樣的配置，圖24A所示的應用例子5的共面帶狀線的傳輸損失與傳統的共面帶狀線相比可以減小。
應用例子6圖24B是透視圖，示出應用例子6的平行槽線的配置。平行槽線包含介質基片403、以預定的間隔形成在介質基片403的上表面上的導體506a和導體506b以及以預定的間隔形成在介質基片403下表面上的導體506c與506d。在平行槽線中，導體506a和506b由高頻低損失電極制成，它在其相互面對的各個內側端部(由圖24B的圓圈指出)具有至少一個分導體。導體506c和導體506d由高頻低損失電極制成，它在其相互面對的端部(由圖24B的圓圈指出)具有至少一個分導體。有了這樣的配置，在圖24B的應用例子6的平行槽線中，傳輸損失與傳統的平行槽線相比可以減小。
應用例子7圖24C是透視圖，示出應用例子7的槽型線的配置。槽型線包含介質基片403、以預定間隔設置在介質基片403的上表面上的導體507a和507b。在槽型線中，導體507a和507b由高頻低損失電極制成，它在其相對的內側端部(由圖24C的圓圈指出)具有至少一個分導體。有了這樣的配置，在圖24C的應用例子7的槽型線中，與傳統的槽型線相比可以減小傳輸損失。
應用例子8圖24D是透視圖，示出應用例子8的高阻抗微帶線的配置。高阻抗微帶線包含介質基片403、形成在介質基片403的上表面上的帶狀導體508，以及以預定間隔形成在介質基片403的下表面上的接地導體558a和558b。在高阻抗微帶線中，帶狀導體508由高頻低損失電極制成，它在其相對側上的每一個端部(由圖24B的圓圈指出)具有至少一個分導體。接地導體558a和558b在其相對的各個內側端部(由圖24D中的圓圈指出)具有至少一個分導體。在這種配置下，在圖24D的應用例子8的高阻抗微帶線中，傳輸損失與傳統的高阻抗微帶線相比可以減小。
應用例子9圖25A是透視圖，示出應用例子9的平行微帶線配置。平行微帶線包含介質基片403a，其中在其一個側面上形成有接地導體559a，在其另一個側面上形成有帶狀導體509a，以及介質基片403b，其中在其一個側面上形成有接地導體559b，在另一個側面上形成有帶狀導體509b，其中介質基片403a和403b平行地安排，從而帶狀導體509a和509b相對地設置。在平行微帶線中，每一個帶狀導體509a和509b由本發明的高頻低損失電極制成，它在其相對的每一個端部(由圖25A的圓圈指出)具有至少一個分導體。結果，圖25A的應用例子9的平行微帶線中，與傳統的平行微帶線相比可以減小傳輸損失。
應用例子10圖25B是透視圖，示出應用例子10的半波型微帶線諧振器的配置。半波型微帶線諧振器包含介質基片403、形成在介質基片403下表面上的接地導體560，以及形成在介質基片403上表面上的帶狀導體510。在這樣的半波型微帶線諧振器中，帶狀導體510由本發明的高頻低損失電極制成，并包含主導體510a，以及沿主導體510a的相對側上的每一個端部形成的三個分導體510b。端部中的導體損失與傳統的沒有分導體的帶狀導體相比可以減小。結果，圖25B的應用例子10的半波微帶線諧振器的無載Q與傳統的半波微帶線諧振器相比可以增大。
關于上述半波型微帶線諧振器中的帶狀導體510，如圖25C所示，主導體510a和分導體510b可以通過設置在它們的相對端部的導體511相互連接。
應用例子11圖25D是透視圖，示出應用例子11的四分之一波型微帶線諧振器的配置。四分之一波型微帶線諧振器包含介質基片403、形成在介質基片403下表面上的接地導體562以及形成在介質基片403上表面上的帶狀導體512。在這樣的四分之一波型微帶線諧振器中，帶狀導體512由本發明的高頻低損失電極制成，并包含主導體512a和沿主導體512a的相對側的每個端部形成的三個分導體512b。主導體512a和分導體512連接到介質基片403一側的接地導體562。主導體512a和分導體512b連接到介質基片403側表面中的接地導體562。如上所述配置的圖25D的應用例子11的四分之一波型微帶線諧振器的無載Q與傳統的四分之一波微帶線諧振器相比可以增大。
應用例子12
圖26A是平面圖，示出半波型微帶線濾波器的配置。半波型微帶線濾波器具有這樣的配置，其中三個以和應用例子10一樣的方法形成的半波型微帶線諧振器651安排在用于輸入的微帶線601和用于輸出的微帶線602之間，它們是通過與應用例子8相同的方法形成的。在如上形成的半波型微帶線濾波器中，用于輸入的微帶線601以及用于輸出的微帶線602的傳輸損失可以減小。另外，可以增大半波型微帶線諧振器651的無載Q。相應地，與傳統的半波型微帶線濾波器相比，可以減小介入損失，可以增加帶外衰減。
另外，在應用例子12的半波型微帶線濾波器中，如圖26B所示，半波型微帶線諧振器651可以如此設置，從而它們的端面相對。
半波型微帶線諧振器651的數量不限于三個或四個。
應用例子13圖26C是平面圖，示出應用例子13的環形帶式濾波器的配置。環形帶式濾波器有這樣的配置，其中將以和應用例子1相同的方法形成的三個環形帶式諧振器660安排在用于輸入的微帶線601和用于輸出的微帶線602之間，它們以和應用例子8相同的方法形成。在如上形成的環形帶式濾波器中，用于輸入的微帶線601和用于輸出的微帶線602的傳輸損失可以減小，另外，環形帶式諧振器660的無載Q可增大。相應地，可以減小介入損失，并可以增加帶外衰減。
另外，在應用例子13的環形帶式濾波器中，環形帶式諧振器660的數量不限于三個。
應用例子14圖27是方塊圖，示出應用例子14的雙工器700的配置。雙工器700包含天線端T1、接收端T2、發送端3、設置在天線端T1和接收端T2之間的接收濾波器701以及設置在天線端T1和發送端T3之間的發送濾波器702。在應用例子14的雙工器700中，接收濾波器701和發送濾波器702分別由應用例子12或13的濾波器形成。
如上所述配置的雙工器700用于接收-發送信號具有極好的分離特性。
另外，在雙工器700中，如圖28所示，天線連接到天線端T1，接收電路801連接到接收端T2，發送電路802連接到發送端T3，并例如用作移動通信系統的便攜式終端。
如上所述，在根據本發明的第一個高頻低損失電極中，至少兩個沿主導體的側面形成的分導體如此形成，從而它們位于更為接近于外面的分導體具有更小的寬度。因此可有效地小導體損失。
較好地，在本發明的高頻低損失電極中，分導體中位于最接近于外面的分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/2倍。結果，最接近于外面的分導體中的無效電流可以減小，由此，可以有效地減小導體損失。
更好地，分導體中最接近于外面的分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/3倍，由此，可以進一步減小無效電流，并且可以有效減小導體損失。
在本發明的第一個高頻低損失電極中，較好地通過將每一個分導體的寬度設置得小于在應用頻率處集膚深度δ的π/2倍，可以減小所有分導體中的無效電流，由此，可以有效而充分地減小導體損失。
較好地，在本發明的第一個高頻低損失電極中，如此設置多個分導體，從而它們位于更為接近于外面的分導體更薄。結果，可以更為有效地減小導體損失。
更好地，在本發明的第一個高頻低損失電極中，主導體和與主導體相鄰的分導體之間的間隔，以及相鄰的分導體之間的間隔如此設置，從而位于更為接近于外面的間隔相應于各個相鄰的分導體的寬度而更短。結果，大致上同相的電流可以流過各個分導體，并且可以有效地減小導體損失。
更好地，在本發明的第一個高頻低損失電極中，分電介質分別設置在分導體之間，并形成多個分電介質，從而它們位于更為接近于外面的分電介質相應于相鄰的各分導體的寬度具有更小的介質常數，以使大致上同相的電流流過各個分導體。相應地，導體損失可以有效地減小。
在本發明的第二個高頻低損失電極中，至少一個分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/2倍。結果，其寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/2倍的分導體中的無效電流可以減小，并且導體損失可以有效地減小。
較好地，在本發明的第二個高頻低損失電極中，至少一個分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/3倍。結果，可以減小無效電流，并可以有效地減小導體損失。
更好地，在本發明的第二個高頻低損失電極中，位于分導體最外面的分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/2倍，或小于在應用頻率處集膚深度δ的π/3倍。結果，可更有效地減小導體損失。
本發明的第一個高頻諧振器包含本發明的第一個或第二個高頻低損失電極，由此可以增大無載Q。
另外，本發明的高頻傳輸線包含上述第一個或第二個高頻低損失電極。結果可以減小傳輸損失。
另外，本發明的高頻諧振器包含高頻傳輸線，其長度設置為四分之一波長的整數倍。結果，無載Q可以增大，并容易生產諧振器。
權利要求
1.一種高頻低損失電極，其特征在于包含主導體和沿主導體的側面形成的至少兩個分導體，所述分導體如此形成，從而它們位于更為接近于外面的分導體具有更小的寬度。
2.如權利要求1所述的高頻低損失電極，其特征在于位于最接近于分導體的外側的分導體具有小于在應用頻率處集膚深度δ的π/2倍的寬度。
3.如權利要求1所述的高頻低損失電極，其特征在于最接近于所述分導體的外側的分導體具有小于在應用頻率處集膚深度δ的π/3倍的寬度。
4.如權利要求1到3的任一條所述的高頻低損失電極，其特征在于所述每一個分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/2倍。
5.如權利要求1到4的任一條所述的高頻低損失電極，其特征在于所述多個分導體如此形成，從而其位于更為接近于外側的分導體更薄。
6.如權利要求1到5所述的高頻低損失電極，其特征在于分電介質分別設置在主導體和與主導體相鄰的分導體之間，以及相鄰的分導體之間。
7.如權利要求1到6的任一條所述的高頻低損失電極，其特征在于主導體和與主導體相鄰的分導體之間的間隔，以及相鄰的分導體之間的間隔如此形成，從而其位于更為接近于外側的間隔更短。
8.如權利要求6所述的高頻低損失電極，其特征在于多個分電介質如此形成，從而其位于更為接近于外側的分電介質具有更小的介質常數。
9.一種高頻低損失電極，其特征在于包含主導體以及沿所述主導體的側面形成的至少一個分導體，至少一個所述分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/2倍。
10.如權利要求9所述的高頻低損失電極，其特征在于至少一個所述分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/3倍。
11.如權利要求9和10所述的高頻低損失電極，其特征在于位于最接近于所述分導體外面的分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/2倍。
12.如權利要求11所述的高頻低損失電極，其特征在于位于最接近于所述分導體的外面的分導體的寬度小于在應用頻率處集膚深度δ的π/3倍。
13.如權利要求1到5中的任一條的高頻低損失電極，其特征在于分別將分電介質設置在主導體和與主導體相鄰的分導體之間，以及相鄰的分導體之間。
14.如權利要求1到13任一條所述的高頻低損失電極，其特征在于主導體是薄膜多層電極，包含交替層疊的薄膜導體和薄膜電介質。
15.如權利要求1到14任一條所述的高頻低損失電極，其特征在于主導體和分導體中至少有一個是由超導體制成的。
16.一種高頻諧振器，其特征在于包含如權利要求1到14中任一條所述的高頻低損失電極。
17.一種高頻傳輸線，其特征在于包含如權利要求1到14中任一條所述的高頻低損失電極。
18.一種高頻諧振器，其特征在于包含如權利要求17所述的高頻傳輸線，其長度設置在四分之一波長的整數倍。
19.一種高頻濾波器，其特征在于包含如權利要求16和18中的任一條所述的高頻諧振器。
20.一種天線共用裝置，其特征在于包含如權利要求19所述的高頻濾波器。
21.一種通信設備，其特征在于包含如權利要求19所述的高頻濾波器和如權利要求20所述的天線共用裝置中的一種。
全文摘要
本發明提供了一種高頻電極,包含主導體和沿主導體的側面形成的至少兩個分導體。分導體如此形成,從而它們位于更為接近于外面的分導體的寬度更小。
文檔編號H01B1/02GK1255754SQ9911850
公開日2000年6月7日 申請日期1999年8月31日 優先權日1998年9月1日
發明者日高青路, 阿部真, 太田充昭 申請人:株式會社村田制作所