充電控制用半導體集成電路以及充電裝置的制作方法

專利名稱：充電控制用半導體集成電路以及充電裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及充電控制用半導體集成電路以及二次電池的充電裝置，尤其涉 及有效用于具備防止逆流功能的充電控制用IC (半導體集成電路)以及具備
生成其輸入電壓的AC-DC轉換器的充電裝置的技術。
背景技術：
在二次電池的充電裝置中使用搭載了充電控制電路的IC，所述充電控制 電路通過由MOSFET (絕緣柵型電場效應晶體管；以下稱為MOS晶體管)構 成的電流控制用的晶體管控制充電電流，該MOSFET被設置在輸入來自AC 適配器等的直流電壓的輸入端子和連接二次電池的輸出端子之間。
在這種充電控制用IC中，在充電過程中，有時輸入電壓(成為IC的內部 電路的電源電壓)下降，而當輸入電壓比充電電壓低時，即使將充電控制用 MOS晶體管截止，也有可能通過在漏極和背柵(基板或者阱區域(well))之 間存在的寄生二極管向輸入端子側流過反方向電流(逆流)。
目前，作為用于防止逆流的技術有以下技術在輸入端子和輸出端子之間， 與電流控制用MOS晶體管串聯地設置防止逆流用的二極管，或者設置防止逆 流用的晶體管和逆流檢測電路來防止逆流。但是，這些技術與電流控制用MOS 晶體管串聯地設置了防止逆流用的元件，因此存在這些元件中的損失較大的缺 點。
因此存在以下防止逆流技術如圖6所示，在電流控制用MOS晶體管 Ql的源極.漏極和基體(背柵(backgate))之間設置開關SW1、 SW2，并且 設置比較輸入電壓和輸入電壓的比較器CMP，當輸出電壓比輸入電壓高時將 電流控制用MOS晶體管Ql截止，并且對SW1、 SW2進行切換控制來對Ql 的背柵施加較高的一方的電壓，由此防止通過Q1的寄生二極管向輸入端子側 流過反方向電流。
此外，作為通過切換對電流控制用MOS晶體管的背纟冊施加的電壓來防止逆流的發明，例如有專利文獻1或專利文獻2中公開的發明。
圖6所示的切換背柵電壓的防止逆流技術，由于因制造工藝而在比較器 CMP中自然發生地產生的輸入偏移量，發生以下問題。首先，當在負側產生 輸入偏移量Vof時，如圖7 ( A)所示，在輸出電壓VBAT高于比輸入電壓VDD 低輸入偏移量Vof大小的電位(VDD-Vof)的時刻，將電流控制用MOS晶體 管Ql截止，因此有可能在二次電池達到滿充電狀態前停止充電。
另一方面，在正側產生輸入偏移量Vof時，如圖7 (B)所示，在輸入電 壓VDD不低于比輸出電壓VBAT低輸入偏移量Vof大小的電位(VBAT - Vof) 時，不將電流控制用MOS晶體管Ql截止。因此，例如在充電過程中拔下AC 適配器等時，輸出側的電壓通過導通狀態的Ql傳遞到輸入側，輸入側的電位 不低于輸出側的電位，比較器的輸出不翻轉，即Ql不截止。
并且，在充電控制用IC內的電路通過輸入電壓VDD而動作的情況下， 有可能VDD與VBAT—起降低，通過上述導通狀態的Ql從二次電池側向IC 的內部電路持續供給電流而使電池放電。
專利文獻1特開2004-213697號公報專利文獻2特開2004-280704號公報

發明內容
本發明著眼于上述課題，目的在于，在切換電流控制用MOS晶體管的背 柵電壓來防止逆流的充電控制用IC中，即使在比較器中由于制造工藝而產生 輸入偏移量的情況下，也可以防止在達到滿充電狀態前停止充電、或是在輸入 電壓降低時從二次電池側持續向IC的內部電路供給電流而使電池放電的情 況。
本發明的另一目的在于，在具備多個控制模式的充電控制用IC中，在任 何控制模式下都可以將電流控制用MOS晶體管的背柵設定為理想的電壓來防
止逆流o
為了達成上述目的，本發明提供一種充電控制用半導體集成電路，具有 連接在電壓輸入端子和輸出端子之間的、控制從所述電壓輸入端子流向輸出端 子的電流的電流控制用MOS晶體管；連接在所述電壓輸入端子以及所述輸出 端子和所述電流控制用MOS晶體管的基體之間的、在所述基體上施加輸入電壓或輸出電壓的基體電壓切換電路；以及用于比較所述輸入電壓和所述輸出電
路，在該充電控制用半導體集成電路中，所述電壓比較電路，在第1電位方向 上有故意的偏移量，并且在所述電壓比較電路的第l輸入端子的前級，設有將 所述輸出電壓向與所述第1電位方向相反的電位方向移位的電平移位電路，對 所述電壓比較電路的第2輸入端子輸入所述輸入電壓。
通過上述手段，即使用于比較輸入電壓和輸出電壓的電壓比較電路具有由 于工藝而產生的自然發生的偏移量，通過設計賦予的所述故意的偏移量，也可 以消除該偏移量，由此可以將電流控制用MOS晶體管的背4冊設定為理想的電 壓，從而不通過寄生二極管流過逆流，或者在達到滿充電狀態前使電流控制用 MOS晶體管不截止，并且在應該使電流控制用MOS晶體管截止時可以使其可 靠地截止。
在此，所述故意的偏移量，設定為比所述電壓比較電路具有的自然發生的 偏移量大的值。即使故意的偏移量的值的較小，也能取得若干希望的效果，而 通過設定為較大的值，則能夠取得更有效的效果。另外，所述電平移位電路的 電平移位量，設定為所述故意的偏移量的約2倍的大小。由此，可以使電壓比 較電路在負方向和正方向上分別具有看上去大體相同的故意的偏移量。
而且，理想的是具備電流檢測電路，其檢測流過所述電流控制用MOS 晶體管的充電電流的大小；第l充電電流控制電路，其才艮據所述電流檢測電路 的檢測信號，生成用于控制所述充電電流成為第1電流值的信號；第2充電電 流控制電路，其根據所述電流檢測電路的檢測信號，生成用于控制所述充電電 流成為比所述第1電流值小的第2電流值的信號；充電電壓控制電路，其根據 所述輸出電壓，生成用于控制該輸出電壓成為預定電壓的信號；4冊極電壓控制 電路，其根據所述第2充電電流控制電路的輸出，生成所述電流控制用MOS 晶體管的柵極控制電壓；以及模式控制電路，其控制所述各控制電路的動作， 所述電平移位電路通過所述模式控制電路被控制為接通(ON)狀態或斷開 (OFF)狀態。由此，可以控制輸入充電控制用半導體集成電路的輸入電壓來 使充電效率提高，并且可以根據充電階段來以適當的模式執行充電。
另外，理想的是，所述模式控制電路，根據所述輸入電壓、所述輸出電壓和所述電流檢測電路的檢測信號，生成控制所述各控制電路的動作的信號。由 此，模式控制電路，可以通過比較少的輸入，生成適當地控制各控制電路的動 作的信號。
而且，理想的是，還具備輸入電壓控制電路，其根據所述第l充電電流控 制電路的輸出以及所述充電電壓控制電路的輸出，向外部輸出用于生成反饋信 號的電壓，該反饋信號是向生成所述輸入電壓的轉換器供給的反饋信號，所述 電平移位電路，在所述輸入電壓控制電路輸出所述電壓的模式下被控制為接通 狀態，在除此以外的模式下被控制為斷開狀態。由此，可以根據模式控制電路 的輸出使電平移位電路有效地工作，適當地進行基體電壓切換電路的控制以及
電流控制用MOS晶體管的導通.截止控制。即，不需要為了控制電平移位電 路而設置模式控制電路以外的專用的控制電路。
根據本發明，在切換電流控制用MOS晶體管的背柵電壓來防止逆流的充 電控制用IC中，即使在比較器中由于制作工藝而產生了輸入偏移量時，也可 以防止在達到滿充電狀態前停止充電、或者在輸入電壓下降時從二次電池側向 IC的內部電路持續供給電流而使電池放電。另外，在具備多個控制模式的充 電控制用IC中，具有在任何控制模式下都可以將電流控制用MOS晶體管的 背柵-沒定為理想的電壓來防止逆流的效果。


圖1是表示應用了本發明的充電控制用IC以及^f吏用該充電控制用IC的充
電裝置的一例的概略結構圖。
圖2是表示本發明中的電平移位電路的實施例的電路結構圖。
圖3是表示具有偏移量的電壓比較電路的其它結構例的電路結構圖。
圖4是表示實施例的充電控制用IC的各控制才莫式中的VDD和(VBAT -
△VI)或(VBAT+AV2)的電位的大小，與電流控制用晶體管的背柵電位以及
導通/截止狀態、電平移位電路的狀態、比較器(電平移位及電壓比較電路)
的閾值之間的關系的圖表。
圖5是表示實施例的充電控制用IC中的快速充電時的輸入電壓VDD和
輸出電池電壓VBAT之間的關系的時序圖。
圖6是表示現有的充電控制用IC中的防止逆流電路的例子的電路結構圖。圖7 (A)是表示在現有的防止逆流電路中，在比較器中產生負方向的偏 移量時的動作的時序圖，(B)是表示在比較器中產生正方向的偏移量時的動 作的時序圖。
符號說明
10充電控制用IC; 11柵極電壓控制電路；12電壓比較電路；13電流 檢測電路；14充電電流控制電路1 (快速充電用)；15充電電流控制電路2 (預備充電用)；16充電電壓控制電路；17輸入電壓控制電路；18模式控制 電路；19電平移位電路；20直流電源；30 二次電池；Ql電流控制用MOS 晶體管；Q2電流;險測用MOS晶體管；Ml、 M2背4冊電壓切換用開關MOS 晶體管。
具體實施例方式
以下，4艮據

本發明的優選實施方式。
圖1表示應用了本發明的二次電池的充電控制用IC的一個實施方式以及 使用該充電控制用IC的充電裝置的概略結構。
如圖1所示，該實施方式的充電裝置具備將交流電壓AC變換為例如5V 那樣的直流電壓的AC-DC轉換器20;和通過由該AC-DC轉換器20變換而得 的直流電壓VDD，對鋰離子電池那樣的二次電池30進行充電的充電控制用 ICIO。 AC-DC轉換器20由整流用的二極管橋電路和DC-DC轉換器等構成， 所述DC-DC轉換器具有變壓器，并以PWM或PFM方式對與該變壓器的一次 側線圈連接的開關元件進行開關驅動，由此生成希望的直流電壓。
在充電控制用IC10中具備輸入來自AC-DC轉換器20的直流電壓VDD 的電壓輸入端子VIN;連接作為充電對象的二次電池30的輸出端子、即電池 端子BAT;由在所述電壓輸入端子VIN和電池端子BAT之間設置的P溝道 MOSFET構成的電流控制用MOS晶體管Ql;以及生成Q1的柵極控制電壓的 柵極電壓控制電路ll。
另外，充電控制用IC10具備將輸入電壓VDD和電池端子BAT的電壓 VBAT進行比較，檢測哪個電壓較高的電壓比較電路12;以及由監視用MOS 晶體管Q2、和連接在Q2的漏極端子和接地點之間的電阻Rp構成的電流檢測 電路13，所述監視用MOS晶體管Q2具有所述電流控制用MOS晶體管Ql的1/N的大小、源極端子與所述電壓輸入端子VIN相連、在控制端子(柵極 端子)上施加了與Ql相同的電壓。
而且，充電控制用IC10具備根據所述電流檢測電路13的檢測信號進行 用于快速充電的電流控制的第1電流控制電路14以及進行用于預備充電的電 流控制的第2電流控制電路15;根據電池電壓VBAT進行電壓控制的充電電 壓控制電路16;根據所述電流控制電路14和充電電壓控制電路16的輸出， 為了控制輸入電壓VDD，生成用于反饋信號的電壓并從外部端子CNT輸出的 輸入電壓控制電路17，該反饋信號是向所述AC-DC轉換器20內的開關控制 電路供給的反饋信號；根據充電狀態決定芯片內部的控制模式，并控制所述各 控制電路11、 14~ 17的動作的模式控制電路18。
此外，被提供給AC-DC轉換器20內的開關控制電路的反饋信號，由于 AC-DC轉換器20內的DC-DC轉換器是絕緣型轉換器，因此需要經由光電耦 合器進行反饋。因此，在本實施方式中構成為，在輸入電壓VDD和接地點之 間設置光電二極管Dp,在該光電二極管Dp的陰極端子上施加從所述輸入電 壓控制電路17向外部端子CNT輸出的電壓來使其發光。
在AC-DC轉換器20內設置了 接收該光電二極管Dp的發光，進行光電 變換的受光用二極管；和通過該受光用二極管的電流被充電，生成與受光時間 (脈沖寬度)對應的電壓的電容器。將該電容器的電壓作為反饋信號。具備如 上構成的受光電路、并根據來自二次側線圈側的反饋信號(電壓)控制流向一 次側線圏的電流的開關調節器(switching regulator)是^^、口的。AC-DC轉換器 20內的DC-DC轉換器可以使用上述那樣的一般的開關調節器，因此省略圖示。
而且，在本實施方式的充電控制用IC10中設置了 連接在電流控制用MOS 晶體管Ql的源極或漏極和基體(背柵)之間，用于向Ql的基體選擇性地施 加輸入電壓VDD或輸出電壓VBAT的開關M0S晶體管M1、 M2;以及將電 池電壓VBAT進行電平移位，然后提供給所述電壓比較電路12的電平移位電 路19。根據電壓比較電路12的輸出，將M1、 M2控制為互補地導通或截止狀 態。
電平移位電路19,可以根據來自模式控制電路18的控制信號，將電平移 位的功能切換為有效或無效，并按照以下方式進行動作當功能被切換為有效時，將電池電壓VBAT向降低的方向移位AVB，然后提供給所述電壓比較電 路12;當功能被切換為無效時，不對電池電壓VBAT進行移位地直接提供給 電壓比較電路12。另一方面，電壓比較電路12具有與上述電平移位電路19 的電池電壓的移位方向反向的故意的偏移量AV2。
由此，在把電平移位電路19和電壓比較電路12看作一個比較器時，從電 壓比較電路12輸出將輸入電壓VDD與電池電壓VBAT - AVB + AV2進行 比較的結果(電平移位有效時)、或者將輸入電壓VDD與電池電壓VBAT + AV2 進行比較的結果(電平移位無效時)。
在此，AVB設定為比偏移量AV2大的值。由此，在設為AVB = AV1 + AV2 時，在電平移位有效時，從電壓比較電路12輸出將VDD與VBAT-AV1進 行比較的結果。AV1和AV2也可以不同，但通過設AV1 — AV2，并將AV1、 △V2分別設定為大于構成比較器的差動放大電路具有的偏移量(由于工藝而 產生的固有偏移量)Vof的最大值的值，得到不受固有偏移量的影響的電壓比 較結果。在本實施方式中，固有偏移量Vof的最大值為30mV,因此設AVB -畫mV、 AV2 = 50mV。
此外，雖未特別限定，但上述第1電流控制電路14、第2電流控制電^各 15以及充電電壓控制電路16，可以由生成與各自的輸入電壓和預定的參照電 壓的電位差相對應的電壓的誤差放大器等構成。
接著，說明模式控制電路18的模式控制。此外，在圖4中，在圖表中整 理表示了各控制模式中的VDD和(VBAT-AV1)或(VBAT + AV2 )的電位 的大小，與電流控制用晶體管的背柵電位以及導通/截止狀態、電平移位電路 的狀態、比較器(電平移位及電壓比較電路)的閾值之間的關系。
模式控制電路18的輸入是輸入電壓VDD和輸出電壓VBAT和電流檢測 電路13的檢測信號VDET，根據這些輸入來決定控制模式，并根據所決定的 模式生成控制上述電平移位電路19的接通(ON) /斷開(OFF)或柵極電壓控 制電路ll、第1電流控制電路14、第2電流控制電路15、充電電壓控制電路 16的動作的信號來進行供給。
在模式控制電路18的控制模式中至少包含以下4種。第1模式#1,是用 于進行充電剛開始后的預備充電的模式，是根據電流控制電路15的輸出控制
10電流控制用MOS晶體管Ql的模式。當通過模式控制電路18選擇該模式時， 電流控制電路15和柵極電壓控制電路11根據電流檢測電路13的檢測信號控 制Ql的柵極電壓，以使電流控制用MOS晶體管Ql流過例如70mA那樣的 比較小的充電電流(恒定電流)。
該預備充電，在鋰離子電池中，是為使電池電壓恢復到3V左右而進行的 充電，由于充電電流大時電池變得易于劣化，因此抑制電流來進行充電，在電 池電壓恢復到3V左右的時刻該模式結束。例如，在鋰離子電池中，為了將預 備充電時間限制在20分鐘以內，也可以內置計時器并進行充電時間的控制。 此外，在該電流控制才莫式中，從AC-DC轉換器20輸入例如5V (固定)那樣 的比較高的直流電壓VDD。
另外，在該預備充電模式中，從模式控制電路18對電平移位電路19供給 表示斷開(無效)的控制信號，電平移位電路19以將電池端子BAT的電壓 VBAT直接傳遞到電壓比較電路12的方式進行動作。因此，電壓比較電路12 比較了輸入電壓VDD與VBAT + AV2,通常VDD較高，因此電壓比較電路 12的輸出成為高電平，背柵切換用開關MOS晶體管Ml、 M2中，Ml被導通， M2被截止，在Ql的背柵上施加VDD。從而，即使DVV比VBAT高0.7V以 上，也可以防止通過Ql的寄生二極管從輸入端子VIN向電池端子BAT流過 電流。
另外，假如由于某種原因，輸入電壓VDD下降而低于VBAT + AV2時， 電壓比較電路12的輸出成為低電平，背柵切換用開關MOS晶體管Ml、 M2 中，M2被導通，Ml:故截止，在Q1的背柵上施加VBAT。因此，即使VBAT 比VDD高0.7V以上，也可以防止通過Ql的寄生二極管從電池端子BAT向 輸入端子VIN流過電流。
而且，此時電壓比較電路12將輸入電壓VDD與VBAT + AV2進行了比較， 因此，即使在電壓比較電路12內的差動放大電路中存在由工藝而引起的固有 偏移量，拔下適配器，AC-DC轉換器20停止，VDD-VBAT，也可以可靠地 檢測出VDD<VBAT + AV2的狀態，由此使Ql轉移到截止狀態，因此可以避 免從二次電池通過Q1向充電控制用IC10內的各電路持續流過電流而使電池 放電。第2模式#2，是在二次電池通過上述預備充電恢復到3V左右后，用于進 行快速充電的模式，是根據電流控制電路14的輸出，控制AC-DC轉換器20 的輸出電壓、即輸入電壓VDD的模式。當通過模式控制電路18選擇該模式 時，電流控制電路14和輸入電壓控制電路17，根據電流檢測電路13的檢測 信號，控制向外部端子CNT輸出的電壓(例如脈沖)，AC-DC轉換器20控制 輸入電壓VDD,以使電流控制用MOS晶體管Ql流過例如700mA那樣的比 較大的充電電流(恒定電流)。
現有的一般的基于恒流控制的快速充電，是使來自AC-DC轉換器20的輸 入電壓VDD固定(例如5V)來進行，在這種情況下，輸入電壓VDD和電池 電壓VBAT有1V以上的電位差，因此功率效率并非良好。與之相對，如本實 施方式這樣，當實施以通過控制輸入電壓VDD而使流過Ql的充電電流成為 固定的方式進行控制的快速充電時，如圖5所示的#2的期間那樣，輸入電壓 VDD保持比電池電壓VBAT稍高的電位差，隨著電池的充電的進行而慢慢升 高，因此，提高了功率效率。
另外，在該模式中，從模式控制電路18對電平移位電路19供給表示接通 (有效)的控制信號，電平移位電路19以如下方式進行動作將電池端子BAT 的電壓VBAT向降低的方向移位AVB,然后提供給電壓比較電路12。因此， 電壓比較電路12對輸入電壓VDD和VBAT - AV1進行比較。在這種情況下， 通常VDD較高，因此電壓比較電路12的輸出成為高電平，背柵切換用開關 MOS晶體管Ml、 M2中，Ml被導通，M2被截止，在Ql的背柵上施加VDD。
因此，即使VDD和VBAT的電位差在0.7V以上，也可以防止通過Ql的 寄生二極管從輸入端子VIN向電池端子BAT流過電流。另外，假如由于某種 原因，輸入電壓VDD下降而低于VBAT-AV1時，電壓比較電路12的輸出 成為低電平，背柵切換用開關MOS晶體管Ml、 M2中，M2被導通，Ml被 截止，在Q1的背柵上施加VBAT。因此，即使VDD與VBAT的電位差在0.7 以上，也可以防止通過Ql的寄生二極管從電池端子BAT向輸入端子VIN流 過電流。
此外，此時電壓比較電路12將輸入電壓VDD與VBAT - AV1進行了比較， 因此，假定存在由電壓比較電路12內的差動放大電路的工藝引起的固有偏移量時，與第l控制模式不同，表面上看起來無法快速檢測出VDD〈VBAT的狀 態。但是，例如拔下適配器，AC-DC轉換器20停止，成為VDD-VBAT時， 在該情況下，在電流控制用MOS晶體管Ql中不流過700mA那樣的電流，可 以通過具有監視用MOS晶體管Q2的電流檢測電路13檢測出該狀態。
因此，在這種情況下，模塊控制電路18向柵極電壓控制電路11發送控制 信號，使Q1轉移到截止狀態，由此可以避免從二次電池通過Q1向充電控制 用IC10內的各電路持續流過電流而導致電池放電。在上述檢測時設置適當的 延遲時間Tdet，也可以在Tdet的期間電流逆流的情況下使Ql轉移到截止狀 態。由此，在VDD〈VBAT的原因不是AC-DC轉換器20的停止、而是臨時原 因的情況下，可以不使Q1截止而使導通狀態繼續。
第3模式#3，是用于通過上述快速充電，二次電池到達4.2V左右之后， 在電池達到滿充電狀態之前進行充電的模式，是通過充電電壓控制電路16的 輸出來控制AC-DC轉換器20的輸出電壓、即輸入電壓VDD的模式。當通過 模式控制電路18選擇該模式時，充電電壓控制電路16和輸入電壓控制電路 17根據電池電壓VBAT控制向外部端子CNT輸出的電壓，AC-DC轉換器20 控制輸入電壓VDD,以便以電池電壓VBAT固定(例如4.2V)的方式，使 流過電流。
現有的一般的快速充電，使來自AC-DC轉換器20的輸入電壓VDD固定 (例如5V)來進行，在這種情況下，輸入電壓VDD和電池電壓VBAT有0.8V 以上的電位差，因此功率效率并非良好。與之相對，如本實施方式那樣，當通 過使Ql導通地控制輸入電壓VDD來實施充電時，輸入電壓VDD保持比電池 電壓VBAT稍高的電位差，隨著電池的充電的進行，充電電流慢慢減少，二 次電池達到滿充電狀態，因此提高了功率效率。執行該恒定電壓充電模式，直 到充電電流下降到例如70mA那樣的電流，然后將晶體管Ql截止，完成充電。
另外，在該模式下，也從模式控制電路18對電平移位電路19供給表示接 通的控制信號，電平移位電路19以如下方式進行動作將電池端子BAT的電 壓VBAT向降低的方向移位AVB,然后向電壓比較電路12供給。因此，電壓 比較電路12將輸入電壓VDD和VBAT-AVI進行比較。在這種情況下，通 常VDD較高，因此電壓比較電路12的輸出成為高電平，背柵切換用開關MOS
13晶體管M1、 M2中，Ml被導通，M2被截止，在Q1的背柵上施加VDD。
因此，即使VDD和VBAT的電位差在0.7V以上，也可以防止通過Ql的 寄生二極管從輸入端子VIN向電池端子BAT流過電流。另外，假如由于某種 原因，輸入電壓VDD降低而低于VBAT-AV1時，電壓比較電路12的輸出 成為低電壓，背柵切換用開關MOS晶體管Ml、 M2中，M2被導通，Ml被 截止，在Ql的背柵上施加VBAT。因此，即使VDD和VBAT的電位差在0.7V 以上，也可以防止通過Ql的寄生二極管從電池端子BAT向輸入端子VIN流 過電流。
此外，當進入快速充電時，模式控制電路18通過使電流控制電路14和充 電電壓控制電路16并行地動作，可以控制為從所述第2模式向第3模式自動 地轉移。
第4模式#4是使電流控制用MOS晶體管Ql成為截止狀態而停止了充電 控制的模式。當通過模式控制電路18選擇該模式時，從模式控制電路18對電 平移位電路19供給表示斷開(無效)的控制信號，電平移位電路19以直接向 電壓比較電路12傳遞電池端子BAT的電壓VBAT的方式進行動作。
因此，電壓比較電路12將輸入電壓VDD和VBAT + AV2進行比較，在 VDD較高時，電壓比較電路12的輸出成為高電平，背柵切換用開關MOS晶 體管M1、 M2中，Ml被導通，M2被截止，在Q1的背柵上施加VDD。因此， 即使VDD比VBAT高0.7V以上，也可以防止通過Ql的寄生二極管從輸入端 子VIN向電池端子BAT流過電流。
另 一方面，當輸入電壓VDD比VBAT + AV2低時，電壓比較電路12的輸 出成為低電平，背柵切換用開關MOS晶體管Ml、 M2中，M2被導通，Ml 被截止，在Ql的背柵上施加VBAT。因此，即使VBAT比VDD高0.7V以上， 也可以防止通過Q1的寄生二極管從電池端子BAT向輸入端子VIN流過電流。
此外，在該模式下，本來將電流控制用MOS晶體管Ql設成了截止狀態， 因此如第1模式那樣，也不發生由于在中途拔下適配器，而從二次電池通過 Ql向充電控制用IC10內的各電路持續流過電流，從而導致電池放電的現象。
在圖2中表示了所述電平移位電路19的具體的電路結構圖。
該實施例的電平移位電路19具有在輸入電池端子BAT的電壓VBAT的輸入端子VIN、和后級的具有偏移量的電壓比較電路12的反相輸入端子之間 串聯連接的電阻R1、 R2;以及在R1、 R2的連接節點與接地點之間連接的恒 定電流源CS1。根據來自模式控制電路18的控制信號on/off，對恒定電流源 CS1進行接通 斷開控制。恒定電流源CS1可以通過1個MOS晶體管或者雙 極性晶體管、或者這些晶體管以及與其串聯連接的電阻而構成。
后級的電壓比較電路12，由具有在輸入級共同連接了源極端子的一對差 動晶體管的差動放大電路構成。因此，當將恒定電流源CS1設為斷開狀態時， 不對電池端子BAT的電壓VBAT進行電平移位，直接向電壓比較電路12傳遞。 另一方面，當將恒定電流源CS1設為接通狀態時，在電阻R1中產生由其電阻 值rl和恒定電流源CS1的電流值Il決定的電壓降，向電壓比較電路12供給 比VBAT低AVB ( = rl . II)的電壓。在該實施例中，使AVB = 100mV地設 定了 rl和Il的值。
電壓比較電路12,通過將輸入級的差動晶體管對設計成例如3: 4那樣的 大小比(反相輸入端子側的晶體管的大小較大)，使得在負方向產生50mV的 輸入偏移量。另外，電壓比較電路12,為了不因噪聲而進行誤操作，而具有 ;帶后凈爭'I"生(hysteresis )。
此外，也可以不通過將輸入級的差動晶體管對設計為3: 4那樣的大小比 來提供輸入偏移量，而是使差動晶體管對的大小成為1: 1，并在同相輸入端 子側設置如圖3(A)那樣由電阻R3和恒定電流源CS2構成的電平移位電路、 或者如圖3( B )那樣代替恒定電流源而由電阻R4和MOSFET等開關元件SW1 構成的電平移位電路，在電阻R3中產生例如50mV那樣的電壓降，從而提供 負方向的輸入偏移量。
以上描述了本發明的一個實施方式，但本發明不限定于上述實施方式，可 以根據本發明的技術思想進行各種變更。例如，在圖1的實施方式中，設置電 流控制用MOS晶體管Ql、構成電流鏡(current mirror)的電流檢測用MOS 晶體管Q2、和電阻Rp來檢測充電電流，但也可以將Rp作為IC的外部部件。 另外，也可以與電流控制用MOS晶體管Ql串聯地設置感應電阻來檢測充電 電流。
另夕卜，在圖1的實施方式的電流檢測電路13中，與電流檢測用MOS晶體管Q2串聯地還連接了晶體管(假定為Q3 )，并且設置以Ql、 Q2的漏極電壓 作為輸入的運算放大器，通過該運算放大器控制與Q2串聯的上述晶體管Q3, 使用提高了電流鏡比的電路。 產業上的可利用性
在以上的說明中，說明了將本發明應用于二次電池的充電控制用IC的例 子，但本發明并不限于此，也可以利用于串聯調節器(series regulator)那樣 的直流電源電路的電源控制用IC。
權利要求
1.一種充電控制用半導體集成電路，具有連接在電壓輸入端子和輸出端子之間的、控制從所述電壓輸入端子流向輸出端子的電流的電流控制用MOS晶體管；連接在所述電壓輸入端子以及所述輸出端子和所述電流控制用MOS晶體管的基體之間的、在所述基體上施加輸入電壓或輸出電壓的基體電壓切換電路；以及用于比較所述輸入電壓和所述輸出電壓的電壓比較電路，根據所述電壓比較電路的輸出來控制所述基體電壓切換電路，該充電控制用半導體集成電路的特征在于，所述電壓比較電路，在第1電位方向上有故意的偏移量，并且在所述電壓比較電路的第1輸入端子的前級，設有將所述輸出電壓向與所述第1電位方向相反的電位方向移位的電平移位電路，對所述電壓比較電路的第2輸入端子輸入所述輸入電壓。
2. 根據權利要求1所述的充電控制用半導體集成電路，其特征在于， 將所述故意的偏移量設定為比所述電壓比較電路具有的自然發生的偏移量大的值。
3. 根據權利要求2所述的充電控制用半導體集成電路，其特征在于， 將所述電平移位電路的電平移位量設定為所述故意的偏移量的大約2倍的大小。
4. 根據權利要求1至3中任意一項所述的充電控制用半導體集成電路， 其特征在于，具備電流4企測電路，其檢測流過所述電流控制用MOS晶體管的充電電流的大小；第l充電電流控制電路，其根據所述電流檢測電路的檢測信號，生成用于控制所述充電電流成為第1電流值的信號；第2充電電流控制電路，其根據所述電流檢測電路的檢測信號，生成用于控制所述充電電流成為比所述第1電流值小的第2電流值的信號；充電電壓控制電路，其根據所述輸出電壓，生成用于控制該輸出電壓成為 預定電壓的信號；柵極電壓控制電路，其根據所述第2充電電流控制電路的輸出，生成所述 電流控制用MOS晶體管的沖冊極控制電壓；以及 模式控制電路，其控制所述各控制電路的動作，所述電平移位電路通過所述模式控制電路被控制為接通狀態或斷開狀態。
5. 根據權利要求4所述的充電控制用半導體集成電路，其特征在于， 所述模式控制電路，根據所述輸入電壓、所述輸出電壓和所述電流檢測電路的檢測信號，生成控制所述各控制電路的動作的信號。
6. 根據權利要求4所述的充電控制用半導體集成電路，其特征在于， 還具備輸入電壓控制電路，該輸入電壓控制電路根據所述第1充電電流控制電路的輸出以及所述充電電壓控制電路的輸出，向外部輸出用于生成反饋信 號的電壓，該反饋信號是向生成所述輸入電壓的轉換器供給的反饋信號，所述電平移位電路，在所述輸入電壓控制電路輸出所述電壓的模式下被控 制為接通狀態，在除此以外的模式下被控制為斷開狀態。
7. 根據權利要求5所述的充電控制用半導體集成電路，其特征在于， 還具備輸入電壓控制電路，該輸入電壓控制電路根據所述第1充電電流控制電路的輸出以及所述充電電壓控制電路的輸出，向外部輸出用于生成反饋信 號的電壓，該反饋信號是向生成所述輸入電壓的轉換器供給的反饋信號，所述電平移位電路，在所述輸入電壓控制電路輸出所述電壓的模式下被控 制為接通狀態，在除此以外的模式下被控制為斷開狀態。
8. —種充電裝置，其特征在于，具備權利要求6或7中記載的充電控制用半導體集成電路；和 對交流電壓進行變換來生成所述輸入電壓的轉換器， 所述轉換器，根據從所述輸入電壓控制電路輸出的所述電壓，控制所述輸 入電壓。
全文摘要
本發明涉及充電控制用半導體集成電路以及充電裝置，用于在充電控制用IC中，防止在達到滿充電狀態前停止充電、或者在輸入電壓下降時從二次電池側向IC的內部電路持續供給電流而使電池放電。充電控制用半導體集成電路具備連接在電壓輸入端子和輸出端子之間的電流控制用MOS晶體管(Q1)、對Q1的基體施加輸入電壓或輸出電壓的基體電壓切換電路(M1、M2)、比較輸入電壓和輸出電壓的電壓比較電路(12)。根據電壓比較電路的輸出來控制基體電壓切換電路，其中，電壓比較電路在第1電位方向上具有故意的偏移量，并且在電壓比較電路的第1輸入端子的前級設置有電平移位電路(19)，其將輸出電壓向與第1電位方向相反的電位方向移位。
文檔編號H01L27/02GK101588082SQ20091020350
公開日2009年11月25日 申請日期2009年5月19日 優先權日2008年5月20日
發明者元市芳裕, 鈴木大介, 高橋佳周, 黑川源太郎 申請人:三美電機株式會社