專利名稱：有源非線性傳輸線的制作方法
有源非線性傳輸線技術領域
本發明的實施例涉及數字信令系統，具體來說，涉及高帶寬數字信令系統。
技術背景
高速數字系統中使用的常規印刷電路(PC)板(例如用于 高速計算機的主板)由支持鍵合和/或套接集成電路(IC)的玻璃纖維-環 氧樹脂絕緣層，并且具有提供電力、地和信號線的金屬跡線(例如銅)。 微處理器的速度及相關計算芯片以指數速率不斷增加，證實了摩爾定 律——它預測每18個月數據速率會翻一番。
預測大約在五年后，對于PCB上的銅傳輸線的速度需 求將達到其大約為每秒50千兆位(Gb/s)的最終帶寬極限。這個極限受 信號衰減和頻率分散的組合的影響。甚至在當今，這些影響正驅使 PC板設計人員放棄位并行多點總線而轉向位串行點對點連接。此外， 隨著信令速度增加并且工作電壓電平下降，常規PC板傳輸線成為電 磁輻射和串擾的主要來源，它限制了互連的密度(間距)，并且最終限 制芯片外圍每英寸每秒的I/O的千兆位數(Gb/Sec/in)。
上述考慮因素驅使電路和系統設計人員轉向光互連。但 是，光互連系統可導致PC主板的制造成本極大地增加。正在研究其 它更為特殊的方法，包括光子晶體波導和嵌入毫米波導。但是，這些 方法未經證明，并且也可能極大地增加成本。
通過附圖、作為示例而不是限制來說明本發明的實施例，附圖包括
圖1示出雙導體傳輸線的集總元件近似； 圖2A示出一個實施例中的微帶傳輸線； 圖2B示出一個實施例中的共面波導傳輸線； 圖3A-3D示出常規傳輸線上傳播的脈沖的分散和衰減； 圖4示出無源非線性傳輸線模型； 圖5A示出微帶傳輸線的橫截面視圖； 圖5B示出一個實施例的圖5A的微帶傳輸線的等效電
路；
圖6示出共面波導傳輸線的橫截面視 圖7示出一個實施例中的高數據速率脈沖串；
圖8示出一個實施例中的傳輸線上的二極管的分布；
圖9示出一個實施例中的非線性共面波導傳輸線；
圖10A-10C示出若干實施例中的二極管的平面陣列；
圖11說明一個實施例中的二極管的體積陣列；
圖12示出一個實施例中的有源非線性傳輸線；
圖13示出一個實施例中的有源非線性傳輸線的有源元 件之間的臨界距離；
圖14A示出有源非線性傳輸線的一個實施例；
圖14B示出有源非線性傳輸線的另一個實施例；
圖15是示出一個實施例中的方法的流程圖；以及
圖16示出一個實施例中結合了有源非線性傳輸線的系統。
在以下描述中，闡明例如具體組件、裝置、方法等許多 具體細節，以便提供對本發明的實施例的透徹了解。然而，本領域的 技術人員會清楚地知道，這些具體細節不一定要用于實施本發明的實施例。在其它情況下，沒有詳細描述眾所周知的材料或方法，以免不 必要地影響對本發明的實施例的理解。本文所使用的術語"耦合"可表 示直接耦合或者通過一個或多個中間組件或系統間接耦合。
描述了有源非線性傳輸線的方法和裝置。在一個實施例 中，裝置包括非線性傳輸線，其配置成可傳播具有非傳播幅度上門 限和脈沖分離幅度上門限的非分散脈沖；以及與非線性傳輸線耦合的 多個脈沖放大器，其中脈沖放大器放大具有高于幅度下門限的幅度的 信號，而衰減具有低于幅度下門限的幅度的信號。
印刷電路(PC)板跡線及其關聯回路導體(例如平行跡 線、地平面等)可建模為雙導體傳輸線。傳輸線是分布結構，它們可 按照確定傳輸線的特性阻抗和傳播常數的每個單位長度的反應性和 電阻性參數以及傳輸線上傳播的電磁能量的傳播速度來描述。圖1示 出在具有源阻抗Rs的信號源Vs(t)(例如線路驅動器)與具有負截阻抗 RL的端接(例如線路接收器)之間連接的雙導體傳輸線100的集總元件 近似。在圖1中，L是每單位長度的串聯電感(例如每英寸毫微亨)， R是每單位長度的串聯電阻(例如每英寸毫歐)，C是每單位長度的旁 路電容(例如每英寸皮法)，以及G是每單位長度的旁路電導(例如每 英寸毫歐)。通過對n個線路分段101建模，對于任何給定長度的傳 輸線l,可使模型任意準確，其中各分段表示長度l/n的線路段，并且 n為任意大。串聯電感與導體周圍的電介質的有效滲透性成比例。旁 路電容與電介質的有效滲透性成比例。串聯電阻產生于導體的電阻率 以及產生于高頻的趨膚效應損耗。旁路電導產生于電介質的損耗。在 本發明的實施例的以下描述中，為了清晰起見，假定傳輸線是均勻傳 輸線，使得所有L相等，所有C相等，所有R相等，并且所有G相 等。本領域的技術人員會知道，也可使用非均勻傳輸線來實施本發明 的實施例。
圖1的傳輸線的特性阻抗表示為z (1)式中，_/ = ^，并且co是線路上的信號的角頻率(2兀f)。對于IK〈L 而G《C的低損耗傳輸線，特性阻抗可近似為Z°"^歐姆 (2)
傳輸線的傳播常數表示為+ + (3)對于低損耗傳輸線，這可近似為〃 《 WZ^ (4)單位是每單位長度弧度。傳播的速度表示為_ cto 一 1 ^、
如果L和C是頻率無關的，則傳輸線上的信號的所有 頻率分量將以相同速度進行傳播。例如，窄脈沖(它可包含大量頻率) 將無失真地進行傳播。但是，如果L和C是頻率相關的，則不同的 頻率分量將以不同速度進行傳播，并且窄脈沖將在沿傳輸線傳播時進 行擴展(分散)。對于不支持純TEM(橫向電磁)波傳播的非均勻和/或不 平衡傳輸線、例如高速印刷電路板中普遍存在的微帶傳輸線和共面波 導(CPW)傳輸線，存在后一種情況。
分別如圖2A和圖2B所示，微帶傳輸線200A和CPW 傳輸線200B的幾何形狀是不平衡的導體幾何形狀和/或混合的介電 結構。在圖2A中，微帶200A包括通過絕緣電介體(例如環氧樹脂-玻璃纖維)203A分隔的信號線201A和地平面202A。在圖2B中，CPW 200B包括均在絕緣電介體203B的一側印制或沉積的信號線201B和 地平面202B。這類配置包含具有頻率相關的縱向電場和/或磁場分量 的電磁(EM)場。頻率相關磁場產生每單位長度的頻率相關電感(L)，而頻率相關電場產生每單位長度的頻率相關電容。因此，這些一般PC板傳輸線配置是分散的。
圖3A至圖3D示出在脈沖300沿分散傳輸線、如傳輸 線100傳播時、分散和衰減對脈沖300的影響。脈沖300的高頻分量 以低于脈沖300的低頻分量的速度進行傳播，從而使脈沖能量擴展并 損失幅度。衰減也是頻率相關的，從而進一步引起失真和幅度損失。 分散和衰減具有至少兩個負面影響。首先，邊緣檢測的定時變得很困 難，因為脈沖的前沿和后沿的斜率減小。其次，脈沖可能根本沒有足 夠的幅度來觸發^r測電路。
解決這個問題的一種方法是在信號線和地平面之間的 使用電壓相關電容，以便采用傳播脈沖的電壓來調制傳輸線的每單位 長度的電容(改變傳輸線的有效介電常數)。已經表明，適當選擇初始 脈沖波形(例如圖3A中的脈沖300)和電壓相關電容的電容對電壓特 性可補償傳輸線的自然頻率分散(例如參見J.Kunish和I.Wolf的 "Determination of Stationary Traveling Waves on Nonlinear Transmission Lines，，(IEEE MTT-S Digest,第1037-1040頁，1993年))。 所得脈沖稱作孤子。
孤子是傳輸介質中的非線性效應所引起的自增強孤波。 孤子存在于許多物理現象中，因為它們起源于描述物理系統的分布廣 的一類弱非線性微分方程的解。孤子具有引起關注的屬性。低于幅度 下門限時，孤子變成易消散的并且逐漸消失。高于幅度上門限時，孤 子分為兩個孤子。在非傳播幅度下門限與脈沖分離幅度上門限之間， 孤子沒有頻率分散地進行傳播，但是由于如上所述的集膚效應和介電 損失而受到衰減。只要兩個孤子的短暫重疊沒有產生高于幅度上門限 的脈沖，則 一對孤子可以沒有相互干擾地在傳輸介質中以相反方向傳 播。
圖4示出無源非線性傳輸線模型400，其中為了清晰起 見省略了有損元件R和G。在圖4中，電壓相關電容401與電容C并聯。在圖4中，電容401均可以是電壓相關電容C(v),其中v是當 脈沖(例如脈沖300)沿傳輸線400傳播時各相應節點402上的瞬時電 壓。在圖4中，每單位長度的總旁路電容將為C(v)+C(C(v)和C的并 聯組合)。如果各C(v)通過例如以下函數與其對應節點402上的電壓 v相關，則可實現非分散傳輸線C(力;"^r (6) 1+上式中，Q)是電壓v為零時的電容，Vb是電壓參數，以及m是靈 敏度參數。例如，等式6的電容對電壓函數可通過二極管來近似計算。 例如，低勢壘肖特基二極管可具有勢壘電壓Vb=0.3伏和靈敏度參數 m=l/2。其它二極管類型也可近似等式6的行為，例如具有Vb和m 的不同值的緩變結或突變結PN結二極管、變容二極管。
為了補償傳輸線400的分散特性，每單位長度的電壓相 關電容401應當提供足夠的電容變化以便補償對于受關注頻率范圍 的分散。已經表明，對于從IO GHz至1000 GHz的頻率范圍，每單 位長度的本征電容C改變約10%(例如參見Michael Y.Frankel等人的 "Terahertz Attenuation and Dispersion Characteristics of Coplanar Transmission Lines，，(IEEE Trans. On Microwave Theory and Techniques, Vol. 39, no. 6， 1991年6月))。因此，/人每單位長度的電壓相關電容 可得到的電容的變化(AC(v))應當大約接近每單位長度的本征電容C 的10%。 C的值將通過傳輸線的尺寸以及電介質的介電常數來確定。
圖5A示出圖2A的微帶傳輸線結構200A的橫截面視圖 500。在圖5A中，w是跡線201A的寬度，t是跡線201A的厚度，h 是分隔跡線201A和地平面202A的介電層203A的高度，以及Sr是 介電層203A的相對介電常數。在一個示范實施例中，w可以是5密 耳(l密耳=1/1000英寸)，t可以是0.5密耳，h可以是5密耳，以及sr 可以是4.2(例如FR4環氧樹脂-玻璃纖維的相對介電常數)。使用本領域已知的技術，這個示范傳輸線的特性阻抗Zo、傳播延遲T、每單位長度的電感L以及每單位長度的電容C可計算為Z。-72歐姆、1^138 微微秒(psec)/英寸、L-10毫微亨(nH)/英寸以及01.9皮法(pF)/英寸， 如圖5B所示。
圖6示出圖2B的共面波導傳輸線結構200B的橫截面 :枧圖600。在圖6中，w是跡線201B的寬度，t是跡線201B的厚度， h是分隔跡線201B和地平面204B的介電層203B的高度，s是跡線 201B與共面地平面202B之間的間距，以及SR是介電層203B的相對的電氣特性(即相同的特性阻抗、傳播延遲以及每單位長度的電感和 電容)。例如，上述尺寸為\￥=5密耳、t-0.5密耳、h-15密耳、s-2密 耳以及eR=4.2的共面波導線將具有ZQ-72歐姆、1^138微微秒/英寸、 L-10毫微亨/英寸以及01.9皮法/英寸。本領域的技術人員會理解， 這些量綱可按比例擴大或減小，同時近似保持相同的電氣特性。
如上所述，為了使電容C(v)補償傳輸線、如傳輸線500 和600的分散特性，對于上述物理特性，AC(v)的值應當大約為每單 位長度的本征電容C的10°/。。對于上述示范傳輸線，那個百分比將 轉化為大約0.2皮法/英寸。上式(6)可用來計算對應的零電壓電容Co。<formula>formula see original document page 11</formula> (7) i+上
對于上述肖特基勢壘二極管，采用Vb=0.3伏且m-l/2， Co可根據下式來計算<formula>formula see original document page 11</formula>皮法/英寸 (8) 例如，高速數字系統中的傳播脈沖可具有峰值脈沖電壓v=l .5伏，在這種情況下^"0'34皮法/英寸 (9) 每單位長度的總零電壓電容則為Co+C-2.24皮法/英寸。采用附 加電容，上述示范傳輸線的幾何特征近似具有以下特性Zo-66歐姆， 以及1^150微微秒/英寸。 圖7示出高數據速率脈沖串700的一個示例。例如，脈 沖串700可以是100 GHz(100千兆位/秒)時鐘信號，其中在時鐘脈沖 701與1.5伏的峰值脈沖電壓之間具有IO微微秒間隔T。為了說明的 清晰起見，假定時鐘脈沖701是周期為5微微秒的升余弦脈沖。如上 所述，C是分布(即連續)傳輸線電容，而每個Co可以是離散電容(例 如二極管)。Co的值和電壓相關電容的物理分布可選擇成近似分布(即 連續)電容。如果相鄰元件之間的距離(臨界間距)大約等于或小于信號 的最高頻率分量的波長的1/10，則元件(例如電容401)的離散分布對 于入射信號、如信號700可視為連續。根據定義，余弦脈沖701的波長是它的時長乘以它的傳播速度(1/T)。在這個示范實施例中，波長是(5微微秒)x(.0067英寸/微微秒)，即大約.033英寸。因此，為了以離 散電容來逼近電容的連續分布，可通過沿傳輸線的大約3密耳(或更 小)的間隔來設置離散電容。例如，為了得到Q=0.34皮法/英寸，可 通過3密耳間隔來設置大約0.03皮法的離散電容。備選地，例如可 通過1密耳間隔來設置0.001皮法的離散電容。 圖8示出沿傳輸線的二極管的分布。在圖8中，傳輸線 800可表示傳輸線500或600的任一個，其中二極管801(通常)以常 規間隔d"例如以3密耳的間隔)連接在跡線(201A或201B)與地平面 (202A或202B)之間。為了清晰起見，從圖8中省略了分布電容C和 分布電感。二極管801可選擇成具有預期零電壓電容Co(例如.03皮法) 以及滿足等式(6)的電容-電壓特性，如上所述。二極管801可按照圖 8所示方式進行安裝，其中陰極與信號攜帶跡線(201A或201B)連接， 而它們的陽極與地平面(202A或202B)連接。大家會理解，在這種配置中，二極管將通過正向信號的電壓反向偏置，以及這樣一種信號將在沒有上述分散的情況下進行傳播。備選地，二極管801可在物理上 對換(交換陽極和陰極連接)，使得負向信號將在線路上進行傳播而沒 有分散。
圖9示出具有如上所述的二極管的分布的非線性共面 波導傳輸線的一個實施例。如圖9所示，可在跡線201B的任一側交 替二極管801，使得跡線每側的平均間距為2d,并且整體平均間距為 d,。
間距d,可僅由二極管的電容密度(每單位面積和/或每單 位體積的電容)來限制。例如以使用砷化鎵(GaAs)低勢壘肖特基勢壘 二極管的一個實施例為例。砷化鎵具有大約11.5的相對介電常數， 它轉化成電容率ss-1.018法/米(.0026皮法/密耳)。GaAs肖特基勢壘 二極管的零偏置電容則由^。 = ^" 。給出，其中A是二極管的結面積，以及Wdo是二極管的零偏置耗盡層寬度。耗盡層寬度可近似表示為式中，Vb是勢壘電壓，q是電子電荷，而Nd是摻雜密度。使用 典型值Vb=0.3伏、q=1.602xl(T19庫侖和Na-10力立方厘米，產生 wd0=1.95xlCT9米或7.68xlCT5密耳。因此，零偏置電容大約為結面積 的每平方密耳33.7皮法。因此，上述示例中使用的0.03皮法的電容 分布將需要10'3平方密耳的結面積或者大約.035密耳(.86微米)的圓 結直徑。因此，就能夠每隔3密耳設置一個二極管而沒有干擾。二極 管的密集封裝(packed)平面陣列、如圖IOA所示的平面陣列IOOOA可 支持大約每密耳n=28個二極管。其它封裝設置可產生更大的二極管 密度。例如，圖10B所示的密集封裝平面陣列IOOOB在相同線性距 離中允許2n個二極管。例如，圖IOC示出封裝設置1000C,它可 與共面波導傳輸線200b配合使用，其中可將4n個二極管封裝到線性距離山中。大家會理解，可封裝到平面陣列、如平面陣列1000A-1000C 中的二極管的數量將與各個二極管的直徑成反比。
圖11示出軸二極管1101的體積陣列1100，它們可封 裝在微帶傳輸線200A的跡線201A和地平面202A之間，例如嵌入電 介體203B(未示出)。大家會理解，可封裝到體積陣列、如體積陣列 1000中的二極管的數量將與各個二極管的直徑的平方成反比。例如 在圖IOA-IOC和圖11中所示的較高密度封裝配置可用來取得更高的 每單位長度凈電容。備選地，下面更詳細地進行描述，當二極管的某 個已知或估計百分比是有缺陷的和/或沒有連接到傳輸線時，較高的 密度封裝配置可用來取得每單位長度的目標電容。
如上所述，非線性傳輸線可呈現非分散傳播。但是，任 何實際傳輸線都會因介電損失和電阻損耗而呈現衰減，并且任何實際 二極管都將會增加另外的介電損失和/或電阻損耗。因此，非分散傳 輸線上的孤子傳播最終將會衰減到它的非傳播門限并逐漸消失。但 是，如果可定期放大孤子，則可以無限維持。圖12示出有源非線性 傳輸線1200，其中脈沖放大器1201在二極管1202的陣列中周期性 地大約間隔距離d2， 二極管1202周期性地大約間隔可以是才莫擬上述 分布非線性電容所需的臨界距離的距離山。距離d2可以是與傳輸線 1200上的信號衰減速率以及脈沖放大器1201的增益相關的第二臨界 距離，這將在下面進行描述。二極管1202均可包括DC阻塞電容器 1203。制造集成二極管和電容器的方法是本領域已知的，因此不作詳 細描述。脈沖放大器1201可由DC電壓電源1204供電，DC電壓電 源1204可通過阻塞電容器1206與信號源1205隔離，并且通過阻塞 電容器1203與二極管1202隔離。
如上所述，孤子呈現非傳播幅度下門限和脈沖分離幅度 上門限。脈沖放大器1201可包括配置成可感測傳播脈沖的讀出放大 器，以便放大高于幅度下門限的脈沖電壓，而衰減和/或不放大低于 幅度下門限的脈沖電壓。脈沖放大器1201還可以是限幅》文大器和/或自動增益控制(AGC)放大器，它們配置成可以脈沖分離幅度上門限 或者正好低于脈沖分離幅度上門限來輸出放大脈沖幅度。脈沖放大器 1201可以是例如隧道二極管放大器或者任何其它類型的負阻放大器， 例如耿氏二極管或崩越二極管放大器。脈沖放大器1201也可以是任 何類型的分布式放大器，它配置成可接收沿傳輸線的一個點處的信號 并注入沿傳輸線的另一點處的、具有增強傳播信號的相位的信號的放 大形式。
圖13示出臨界距離d,與臨界距離d2之間的關系。如上 所述，放大器1201a和1201b可配置成可放大具有處于或高于幅度下 門限V/的峰值幅度的孤子脈沖，并輸出處于或低于脈沖分離幅度上 限Vu的脈沖。例如，Vu與V,之間的差可以是kdB(分貝)。如果在脈 沖放大器1201a與脈沖放大器1201b之間存在n個二極管D，至Dn， 并且傳輸線1200的衰減常數為每單位長度a/d, dB，則為了防止脈沖 下降到低于幅度下門限，n應當小于(k/a)-l，并且d2應當小于或等于 (n+l)d!。因此，在一個實施例中，比率d2/^應當小于或等于k/a。
有源非線性傳輸線(ANT)、例如上述傳輸線1200可以是 間隔密集的，而不易受到與常規傳輸線關聯的交叉耦合(串擾)。如果 從一個ANT耦合到另 一個ANT的能量產生低于非傳播幅度下門限的 耦合電壓，則耦合能量不會傳播。此外，由于相同的原因，例如本文 所述的利用ANT的系統將會更容許終端失配。在終端阻抗失配的某 個等級之下，反射能量不會在ANT上傳播，因為反射電壓將低于非 傳播幅度下門限。
在一個實施例中，如上所述的脈沖放大器(例如脈沖放 大器1201)和二極管(例如二極管801、 1101和1202)可實現為分立半 導體芯片、毫米級尺寸原始芯片、倒裝芯片、梁式引線器件或者適合 于傳輸線結構、如傳輸線結構500和600中表面安裝和/或嵌入的任 何其它形式。在一個實施例中，脈沖放大器和二極管可制造成納米結 構，并且分散在可設置到或者注入傳輸線結構的電介質中。例如，脈沖放大器1201和二極管1202可制造成量子點(QD),例如Nanosys， Incorporated(加利福尼亞)制造的量子點。量子點是在高溫爐中生長的 低缺陷分子結構。分子級尺寸的放大器和二極管量子點可與線陣列 (如四面體陣列)結合形成"多針點(spiny dots)，，(例如各終端帶有兩個導 線頭的兩個終端裝置)，它們可隨機分布在環氧樹脂濾波器(或者適合 于PCB的其它濾波器材料)中，從而形成QD環氧樹脂濾波器，該濾 波器可設置到傳輸線結構中，并且經過固化以產生有源非線性傳輸線 (ANT)、如傳輸線1200。
圖14A示出可如何根據微帶傳輸線200A的結構將QD 環氧樹脂濾波器用于制造ANT 1400A。在圖14A中，QD環氧樹脂濾 波器204A填充地平面204A與跡線201A之間的空隙。圖14B示出 可如何根據共面波導200B的結構將QD環氧樹脂濾波器205B用于 制造ANT 1400B。在圖14B中，QD環氧樹脂濾波器填充跡線201B 與地平面202B之間的間隙。
由于可將納米結構制造成這樣一種小尺寸，因此，QD 環氧樹脂濾波器中的每單位長度的裝置數量可以遠遠大于產生如上 所述ANT性能所需的數量。但是，裝置可隨機分布在濾波器材料中， 使得只有裝置的有限百分比才其作用地連接在傳輸線導體(例如導體 201B和202B)之間。假定量子點的均勻隨機分布，大數量的統計可 用來確定環氧樹脂濾波器中所需的QD裝置的密度，以便實現滿足 ANT參數的功能互連的凈數量。此外，QD環氧樹脂濾波器中的二極 管(如二極管1202)對脈沖放大器(例如脈沖放大器1201)的比率可根據 上述d2/山的比率來選擇。
因此，在如圖15所示的一個實施例中，方法1500包括 在非線性傳輸線上傳播非分散脈沖(步驟1501)，并將非分散脈沖的幅 度保持在非傳播幅度下門限與脈沖分離幅度上門限之間(步驟1502)。 在其它實施例中，方法1500還可包括檢測非線性傳輸線上高于幅度 下門限的信號(步驟1503)，并衰減非線性傳輸線上低于幅度下門限的信號(步驟1504)。
圖16示出一個實施例中結合了有源非線性傳輸線的系 統。在圖16中，處理裝置1601采用有源非線性總線1603與外圍設 備1602耦合，有源非線性總線1603包括有源非線性傳輸線1603-1 至1603-n(例如如上所述的有源非線性傳輸線1200的多種實例)。處 理裝置1601可以是任何類型的通用處理裝置(例如微處理器、微控制 器等)或者專用處理器(例如專用集成電路、現場可編程門陣列、數字 信號處理器等)。外圍設備1602可包括任何類型的存儲器裝置、存儲 器管理裝置、存儲裝置、接口裝置或外圍處理裝置。
在一個實施例中，有源非線性傳輸線1603-1至1603-n 可配置成可如上所述在非傳播下門限與脈沖分離上門限之間傳播非 分散脈沖，而處理裝置1601和外圍設備1602可配置成能發送和接收 處于非傳播下門限與脈沖分離上門限之間的脈沖，其中有源非線性總 線可支持處理裝置1601與外圍設備1602之間的單工通信。
在一個實施例中，有源非線性傳輸線1603-1至1603-n 中的脈沖放大器(例如有源非線性傳輸線1200中的脈沖放大器1201) 可配置成可將非分散脈沖的幅度限制到脈沖分離上門限的一半，并且 處理裝置1601和外圍設備1602可配置成可發送和接收非傳播下門限 與脈沖分離上門限的一半之間的脈沖，其中有源非線性總線可支持處 理裝置1601與外圍設備1602之間的全雙工通信。
應當理解，本說明中提到"一個實施例"或"實施例"表示 結合該實施例所述的具體特征、結構或特性包含在本發明的至少一個 實施例中。因此要強調并且應當理解，在本說明的各個部分兩次或兩 次以上提到"實施例"或"一個實施例"或者"一個備選實施例，，不一定都 表示同一個實施例。此外，具體特征、結構或特性可適當地結合在本 發明的一個或多個實施例中。此外，雖然根據若干實施例對本發明進 行了描述，但本領域的技術人員會知道，本發明并不局限于所述實施 例。在所附權利要求書的范圍之內，可通過修改和變更來實施本發明的實施例。因此，說明書和附圖將被視作對本發明的說明而不是限制。
權利要求
1.一種裝置，其包括非線性傳輸線，其配置成能傳播具有非傳播幅度下門限和脈沖分離幅度上門限的非分散脈沖；以及多個脈沖放大器，其與所述非線性傳輸線耦合，其中，所述脈沖放大器配置成能放大具有高于所述幅度下門限的幅度的信號，而衰減具有低于所述幅度下門限的幅度的信號。
2. 如權利要求1所述的裝置，其中，各脈沖放大器配置成能檢 測非分散脈沖，其中，所述脈沖放大器具有近似處于或高于所述幅度 下門限的檢測門限。
3. 如權利要求1所述的裝置，其中，所述非線性傳輸線包括 導體對，其包括第一導體和第二導體；電介質，其設置在所述導體對之間；以及多個電壓可變電容器，其具有與電壓相關的電容，其中，所述電 壓可變電容器沿所述導體對的長度耦合在所述第一導體與所述第二 導體之間，而沿所述導體對的長度的電壓可變電容器之間的間距小于 或等于第一臨界間距。
4. 如權利要求3所述的裝置，其中，所述非分散脈沖包括在所 述電介質中具有傳播波長的最大頻率分量，所述第一臨界間距大約為 所述傳播波長的1/10。
5. 如權利要求3所述的裝置，其中，所述非分散脈沖包括電壓 外形，而所述電壓相關電容通過所述非分散脈沖的電壓外形來控制。
6. 如權利要求3所述的裝置，其中，所述多個電壓相關電容器 設置在所述電介質中。
7. 如權利要求3所述的裝置，其中，所述多個脈沖放大器沿所 述導體對的長度耦合在所述第一導體與所述第二導體之間，而沿所述 導體對的長度的脈沖放大器之間的間距小于或等于第二臨界間距。
8. 如權利要求7所述的裝置，其中，所述多個脈沖放大器的每 個都配置成能將所述非分散脈沖的電壓外形限制到所述幅度上門限， 所述非線性傳輸線在所述非分散脈沖傳播時對它進行衰減，以及所述 第二臨界間距是將所述非分散脈沖從所述幅度上門限衰減到所述幅度下門限所需的距離。
9. 如權利要求3所述的裝置，其中，所述多個脈沖放大器設置 在所述電介質中。
10. 如權利要求3所述的裝置，其中，所述多個電壓可變電容器 包括隨機分布在所述電介質中的第一組多個納米結構。
11. 如權利要求10所述的裝置，其中，所述多個脈沖放大器包 括隨機分布在所述電介質中的第二組多個納米結構。
12. 如權利要求11所述的裝置，其中，所述第一組多個納米結 構與所述第二組多個納米結構之間的比率近似等于所述第二臨界間 距與所述第一臨界間距之間的比率。
13. 如權利要求l所述的裝置，其中，所述多個脈沖放大器包括 多個負阻放大器。
14. 如權利要求l所述的裝置，其中，所迷多個脈沖放大器包括 多個分布式放大器。
15. 如權利要求3所述的裝置，其中，所述多個電壓可變電容器 包括多個可變電容二極管。
16. —種方法，其包括 在非線性傳輸線上傳播非分散脈沖；以及將所述非分散脈沖的幅度保持在非傳播幅度下門限與脈沖分離 幅度上門限之間。
17. 如權利要求16所述的方法，還包括 檢測所述非線性傳輸線上高于所述幅度下門限的信號；以及 衰減所述非線性傳輸線上低于所述幅度下門限的信號。
18. —種裝置，其包括用于在傳輸線上傳播非分散脈沖的器件；以及 用于將所述非分散脈沖的幅度保持在非傳播下門限與脈沖分離 上門限之間的器件。
19. 如權利要求18所述的裝置，還包括 用于檢測所述傳輸線上高于所述下門限的信號的器件；以及 用于拒絕所述傳輸線上低于所述下門限的信號的器件。
20. —種系統，其包括 處理裝置； 外圍設備；有源非線性總線，其與所述處理裝置和所述外圍設備耦合，所述 有源非線性總線包括多個有源非線性傳輸線。
全文摘要
一種用于傳播非分散信號的設備包括傳輸線，其中具有使非分散信號保持在最大傳播幅度與最小傳播幅度之間的電壓相關傳播常數和分布增益元件。
文檔編號H01P3/08GK101405914SQ200780010120
公開日2009年4月8日 申請日期2007年3月14日 優先權日2006年3月23日
發明者E·漢納 申請人:英特爾公司