專利名稱：一種碼分多址通信系統的智能天線實現方法
技術領域：
本發明涉及一種碼分多址通信系統的智能天線實現方法，尤其涉及的是一種同步碼分多址(CDMA)通信系統的上行鏈路波達角(DOA)估計和下行鏈路波束賦形的方法。
背景技術：
智能天線利用信號傳輸的空間特性和數字信號處理技術，可以實現上行DOA(Direction of Arrival)估計以及下行波束賦形，從而達到降低噪聲干擾、增加容量、擴大覆蓋、改善通信質量、降低發射功率和提高無線數據傳輸速率的目的。
在一定的用戶移動速度條件下，對于采用時分雙工(TDD)方式的同步CDMA通信系統，其上、下信道滿足對稱要求，若采用智能天線，則可以根據天線陣列對應的信道估計實現各個用戶的上行DOA估計，進而完成下行波束賦形，較好地解決抗多徑干擾和抗多址干擾等問題。
可以參考以下關于智能天線現有技術的文獻[1]專利“具有智能天線的時分雙工同步碼分多址無線通信系統及其通信方法”.中國專利，公告號CN1053313C，公告日2000年6月7日[2]專利“一種估計固定波束空間到達方向的方法”.中國專利，公開號CN1535048A，公告日2004年10月6日[3]專利“無線信道的下行波束賦形方法和裝置”.中國專利，公開號CN1658526A，公告日2005年8月24日其中，文獻[1]將智能天線陣與同步CDMA及TDD等技術結合起來，給出了一種具有智能天線的時分雙工同步碼分多址無線通信系統；文獻[2]給出了一種估計固定波束空間DOA的方法，通過化單級搜索為多級搜索、而形成一種逐步分級細化求DOA的估計方法，在滿足角度分辨率的條件下降低系統計算量。
文獻[1]和文獻[2]認為無線信道環境較理想，基站天線側的多徑角度擴展較小，不同天線之間的相關性較強，然而在鬧市區或較為繁華的郊區環境中，基站天線架設高度與四周建筑物的高度基本相當，而且周圍的反射物較多，或者基站天線與用戶手機之間無視距徑，信道環境復雜，基站天線側的多徑角度擴展較大，就會使得天線之間的相關性減弱，導致智能天線的性能下降，波束賦形增益降低。
文獻[3]提供了一種無線信道的下行波束賦形方法，根據空間參數估計，進行波束賦形權矢量估計，并進而控制波束賦形。文獻[3]的基本原理即為利用波達角度、接收功率最大增益或波束寬度的變化情況對賦形波束進行優化或從多級波束中選擇一種賦形波束，用以補償空間角度擴展的影響，但是該方法對無線信道變化的實時適應性以及對系統性能的改善程度均較為有限，特別在基站天線側的主徑角度變化較為明顯的環境下難以體現智能天線的性能。
因此，現有技術還存在缺陷，而有待于改進和發展。
發明內容
本發明的目的在于提供一種碼分多址通信系統的智能天線實現方法，針對無線信道環境的復雜性對智能天線性能的影響問題，根據實際信道環境的情況可選擇不同的上行DOA估計和下行波束賦形方案，從而在一定程度上減弱基站天線側多徑角度擴展對智能天線性能的影響，提高系統的穩健性和可靠性。
本發明的技術方案包括一種碼分多址通信系統的智能天線實現方法，包括以下步驟A、根據各用戶在天線陣列上的信道估計，計算各用戶天線陣列信道估計的空間協方差矩陣；B、在天線陣列的覆蓋角度范圍內，以一定的角度步長計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率；C、在天線陣列的覆蓋角度范圍內，計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率的峰均比，將該峰均比分別與第一門限和第二門限進行比較，并根據比較結果實現波束賦形。
所述的方法，其中，所述步驟C還包括C1、若峰均比超過第一門限，則根據已有的上行接收功率值或波達角估計值，預測下行波束賦形方向，生成對應的波束賦形權值。
所述的方法，其中，所述步驟C還包括C2、若峰均比未超過第一門限但超過了第二門限，則搜索各用戶在不同方向上對應的上行接收功率的最大值，得到對應的波達角估計結果，并生成下行波束賦形權值。
所述的方法，其中，所述步驟C還包括C3、若峰均比未超過第二門限，則該用戶采用全向波束形成即廣播波束的權值作為其下行波束賦形權值。
所述的方法，其中，所述步驟A中針對天線陣列，第k個用戶的信道估計矩陣為H(k)=h1(k,1)h2(k,1)ΛhW(k,1)h1(k,2)h2(k,2)ΛhW(k,2)MMOMh1(k,Ka)h2(k,Ka)ΛhW(k,Ka)Ka×W---(1)]]>Ka表示天線數，W表示信道估計窗長，k為計數自然數，其空間協方差矩陣表示為RHH(k)=H(k)·(H(k))H---(2)]]>式中(·)H表示共軛轉置運算。
所述的方法，其中，所述步驟B中第k個用戶、在θi方向上對應的上行接收功率為P(k)(θi)=(a(θi))HRHH(k)a(θi)---(3)]]>式中a(θi)表示θi方向上的導向矢量。
所述的方法，其中，所述步驟C中，第k個用戶對應的上行接收功率的峰均比表示為η(k)=max[P(k)(θ)]P(k)‾---(4)]]>式中 表示在天線陣列的覆蓋角度范圍內第k個用戶的上行接收功率均值，ζ1、ζ2分別表示第一門限和第二門限，ζ1＞ζ2；在η(k)＞ζ1時，所述步驟C1包括若利用已有的最近M個上行接收功率值預測下行的波束賦形方向，其包括步驟C11，計算下行發射時刻、在天線陣列的覆蓋角度范圍內、各用戶在不同方向上的上行接收功率預測值，即P~(k)(θi)=f(P-1(k)(θi),P-2(k)(θi),ΛP-M(k)(θi))---(5)]]>式中f(·)表示預測算法， 表示第k個用戶、θi方向上、在下行發射時刻的上行接收功率預測值，P-m(k)(θi)表示第k個用戶、θi方向上、當前時刻之前的第m個上行接收功率值；C12，搜索該用戶在不同方向上對應的上行接收功率預測值的最大值，其最大值對應的方位角度即為下行波束賦形方向，表示為θBF(k)=argθi[max(P~(k)(θi))]---(6)]]>
C13，實現下行波束賦形，即第k個用戶的波束賦形權值表示為w(k)=[a(θBF(k))]H---(7)]]>第k個用戶的波束賦形輸出表示為y(k)(t)＝w(k)x(k)(t)(8)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
所述的方法，其中，所述步驟C1中若利用已有的最近M個上行波達角估計值預測下行波束賦形方向，其步驟包括C1a，計算該用戶在下行發射時刻的下行波束賦形方向預測值，即θBF(k)=f(θ-1(k),θ-2(k),Λ,θ-M(k))---(9)]]>式中f(·)表示預測算法，θBF(k)表示第k個用戶、在下行發射時刻的下行波束賦形方向，θ-m(k)表示第k個用戶在當前時刻之前的第m個上行波達角估計結果；C1b，實現下行波束賦形，即第k個用戶的波束賦形權值表示為w(k)=[a(θBF(k))]H---(10)]]>第k個用戶的波束賦形輸出表示為y(k)(t)＝w(k)x(k)(t)(11)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
所述的方法，其中，在滿足條件ζ2＜η(k)≤ζ1時，所述步驟C2包括步驟C21，搜索該用戶在不同方向上對應的上行接收功率的最大值，其最大值對應的方位角度即為下行波束賦形方向，表示為θBF(k)=argθi[max(P(k)(θi))]---(12)]]>C22，實現下行波束賦形，即第k個用戶的波束賦形權值表示為w(k)=[a(θBF(k))]H---(13)]]>第k個用戶的波束賦形輸出表示為y(k)(t)＝w(k)x(k)(t)(14)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
所述的方法，其中，在滿足條件η(k)≤ζ2時，所述步驟C3還包括全向波束形成權值表示為wBCH，第k個用戶的下行波束形成輸出表示為y(k)(t)＝wBCHx(k)(t)(15)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
本發明所提供的一種碼分多址通信系統的智能天線實現方法，由于采用根據實際信道環境的情況選擇不同的上行DOA估計和下行波束賦形方案，與現有技術相比，在一定程度上減弱了基站天線側多徑角度擴展對智能天線性能的影響，對無線信道環境變化的實時適應性較強，并明顯地提高系統的穩健性和可靠性，從而顯著、有效地改善智能天線的系統性能。
圖1是本發明的同步CDMA通信系統的智能天線實現模塊的結構框圖；圖2是本發明同步CDMA通信系統的智能天線實現方法的流程圖。
具體實施例方式
以下結合附圖，將對本發明的各較佳實施例進行更為詳細的說明。
本發明的同步CDMA通信系統的智能天線實現方法，如圖2所示的，包括以下步驟(1)根據各用戶在天線陣列上的信道估計，計算各用戶天線陣列信道估計的空間協方差矩陣；(2)在天線陣列的覆蓋角度范圍內，以一定的角度步長計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率；(3)在天線陣列的覆蓋角度范圍內，計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率的峰均比，將該峰均比分別與第一門限和第二門限進行比較，并根據比較結果分別采用下列三種處理方式A.若峰均比超過第一門限，則根據已有的上行接收功率值或DOA估計值，預測下行波束賦形方向，生成對應的波束賦形權值，實現波束賦形；B.若峰均比未超過第一門限但超過了第二門限，則搜索各用戶在不同方向上對應的上行接收功率的最大值，得到對應的DOA估計結果，并生成下行波束賦形權值，從而實現波束賦形；C.若峰均比未超過第二門限，則該用戶采用全向波束形成(即廣播波束)的權值作為其下行波束賦形權值，實現波束賦形。
如圖1所示，本發明方法的同步CDMA通信系統的智能天線實現模塊包括1)天線陣列(101)2)多通道放大單元(102)3)多通道收發信機單元(103)4)信道估計單元(104)5)上行基帶處理單元(105)6)空間協方差矩陣生成單元(106)7)上行接收功率計算與峰均比判別單元(107)8)下行賦形權值生成單元(108)9)下行波束賦形單元(109)
對于上行鏈路而言，多通道放大單元(102)工作在低噪放大模式，無線信號由天線陣列(101)接收，經過多通道放大單元(102)放大后傳送至多通道收發信機單元(103)；所述多通道收發信機單元(103)對射頻信號進行濾波、下變頻、模數變換等處理后轉換成數字基帶信號。
所述信道估計單元(104)用來實現各個用戶的信道沖激響應估計，從而得到信道的幅度、相位、多徑等信息；多通道收發信機單元(103)和信道估計單元(104)的輸出分別傳送至上行基帶處理單元(105)，實現上行鏈路接收數據的解調工作；空間協方差矩陣生成單元(106)利用信道估計單元(104)輸出的各個用戶在天線陣列上的信道估計結果生成對應的空間協方差矩陣。
上行接收功率計算與峰均比判別單元(107)首先根據空間協方差矩陣生成單元(106)的輸出完成對各用戶上行接收功率的計算，然后計算各用戶上行接收功率的峰均比，最后再根據峰均比的判別結果確定各用戶下行賦形權值的生成方式，并將處理結果傳送至下行賦形權值生成單元(108)。
所述下行賦形權值生成單元(108)根據上行接收功率計算與峰均比判別單元(107)的處理結果輸出生成各用戶相應的下行波束賦形權值；下行波束賦形單元(109)基于賦形權值對各用戶的下行發射基帶數據進行波束賦形處理；多通道收發信機單元(103)對下行波束賦形單元(109)輸出的基帶賦形數據進行數模變換、上變頻、濾波等處理后轉換成模擬射頻信號；對于下行鏈路而言，多通道放大單元(102)工作在功率放大模式，射頻信號經過多通道放大單元(102)放大后由天線陣列(101)發射。
如圖2所示，本發明的同步CDMA通信系統的智能天線實現方法具體步驟如下步驟210，根據各用戶在天線陣列上的信道估計，計算各用戶天線陣列信道估計的空間協方差矩陣。
針對天線陣列，第k個用戶的信道估計矩陣為H(k)=h1(k,1)h2(k,1)ΛhW(k,1)h1(k,2)h2(k,2)ΛhW(k,2)MMOMh1(k,Ka)h2(k,Ka)ΛhW(k,Ka)Ka×W---(1)]]>Ka表示天線數，W表示信道估計窗長。其空間協方差矩陣表示為RHH(k)=H(k)·(H(k))H---(2)]]>式中(·)H表示共軛轉置運算。
步驟220，在天線陣列的覆蓋角度范圍內，以一定的角度步長計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率。
第k個用戶、在θi方向上對應的上行接收功率為P(k)(θi)=(a(θi))HRHH(k)a(θi)---(3)]]>式中a(θi)表示θi方向上的導向矢量。
步驟230，在天線陣列的覆蓋角度范圍內，計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率的峰均比，將該峰均比分別與第一門限和第二門限進行比較，并根據比較結果分別采用下列分支2301、分支2302、分支2303三種處理方式。
第k個用戶對應的上行接收功率的峰均比表示為η(k)=max[P(k)(θ)]P(k)‾---(4)]]>式中 表示在天線陣列的覆蓋角度范圍內第k個用戶的上行接收功率均值。
ζ1、ζ2分別表示第一門限和第二門限，ζ1＞ζ2。ζ1和ζ2的取值可以通過仿真研究或實際外場測試而確定。利用第一門限ζ1和第二門限ζ2可以分別判斷基站天線側多徑角度擴展較小的情況、基站天線側存在一定多徑角度擴展的情況以及基站天線側多徑角度擴展較大的情況。
分支2301，滿足條件η(k)＞ζ1，則根據已有的上行接收功率值或DOA估計值，預測下行的波束賦形方向，生成對應的波束賦形權值，實現波束賦形。
針對是利用上行接收功率值還是利用DOA估計值來預測下行波束賦形方向，分支2301的具體實現可分為兩種方案方案一，若利用已有的最近M個上行接收功率值預測下行的波束賦形方向，其具體方法如下第一步，計算下行發射時刻、在天線陣列的覆蓋角度范圍內、各用戶在不同方向上的上行接收功率預測值，即P~(k)(θi)=f(P-1(k)(θi),P-2(k)(θi),ΛP-M(k)(θi))---(5)]]>式中f(·)表示預測算法， 表示第k個用戶、θi方向上、在下行發射時刻的上行接收功率預測值，P-m(k)(θi)表示第k個用戶、θi方向上、當前時刻之前的第m個上行接收功率值。
第二步，搜索該用戶在不同方向上對應的上行接收功率預測值的最大值，其最大值對應的方位角度即為下行波束賦形方向，表示為θBF(k)=argθi[max(P~(k)(θi))]---(6)]]>第三步，實現下行波束賦形，即第k個用戶的波束賦形權值表示為w(k)=[a(θBF(k))]H---(7)]]>第k個用戶的波束賦形輸出表示為y(k)(t)＝(w(k))Hx(k)(t)(8)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
方案二，若利用已有的最近M個上行DOA估計值預測下行波束賦形方向，其具體方法如下
第一步，計算該用戶在下行發射時刻的下行波束賦形方向預測值，即θBF(k)=f(θ-1(k),θ-2(k),Λ,θ-M(k))---(9)]]>式中f(·)表示預測算法，θBF(k)表示第k個用戶、在下行發射時刻的下行波束賦形方向，θ-m(k)表示第k個用戶在當前時刻之前的第m個上行DOA估計結果。
第二步，實現下行波束賦形，即第k個用戶的波束賦形權值表示為w(k)=[a(θBF(k))]H---(10)]]>第k個用戶的波束賦形輸出表示為y(k)(t)＝w(k)x(k)(t)(11)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
分支2302，滿足條件ζ2＜η(k)≤ζ1，則搜索該用戶在不同方向上對應的上行接收功率的最大值，得到對應的DOA估計結果，并生成下行波束賦形權值，從而實現波束賦形。
第一步，搜索該用戶在不同方向上對應的上行接收功率的最大值，其最大值對應的方位角度即為下行波束賦形方向，表示為θBF(k)=argθi[max(P(k)(θi))]---(12)]]>第二步，實現下行波束賦形，即第k個用戶的波束賦形權值表示為w(k)=[a(θBF(k))]H---(13)]]>第k個用戶的波束賦形輸出表示為y(k)(t)＝w(k)x(k)(t)(14)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
分支2303，滿足條件η(k)≤ζ2，則該用戶采用全向波束形成(即廣播波束)的權值作為其下行波束賦形權值，實現波束形成。
全向波束形成權值表示為wBCH，第k個用戶的下行波束形成輸出表示為y(k)(t)＝wBCHx(k)(t)(15)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
本發明給出了一種同步CDMA通信系統的智能天線實現方法，能夠根據實際信道環境的情況選擇不同的上行DOA估計和下行波束賦形方案，從而在一定程度上減弱基站天線側多徑角度擴展對智能天線性能的影響，提高系統的穩健性和可靠性。
本發明適用于同步碼分多址(CDMA)通信系統，尤其適用于第三代移動通信系統中的TD-SCDMA系統(1.28Mcps TDD)和3.84Mcps TDD系統，但是也同樣適用于采用同步CDMA的頻分多址和時分多址的系統，任何具有信號處理、通信等知識背景的技術人員，根據本發明設計的等同的智能天線實現方法，其均應包含在本發明的思想和范圍中。
應當理解的是，上述針對具體實施方式
的描述較為具體，并不能因此而理解為對本發明專利保護范圍的限制，本發明的專利保護范圍應以所附權利要求為準。
權利要求
1.一種碼分多址通信系統的智能天線實現方法，包括以下步驟A、根據各用戶在天線陣列上的信道估計，計算各用戶天線陣列信道估計的空間協方差矩陣；B、在天線陣列的覆蓋角度范圍內，以一定的角度步長計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率；C、在天線陣列的覆蓋角度范圍內，計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率的峰均比，將該峰均比分別與第一門限和第二門限進行比較，并根據比較結果實現波束賦形。
2.根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述步驟C還包括C1、若峰均比超過第一門限，則根據已有的上行接收功率值或波達角估計值，預測下行波束賦形方向，生成對應的波束賦形權值。
3.根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述步驟C還包括C2、若峰均比未超過第一門限但超過了第二門限，則搜索各用戶在不同方向上對應的上行接收功率的最大值，得到對應的波達角估計結果，并生成下行波束賦形權值。
4.根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述步驟C還包括C3、若峰均比未超過第二門限，則該用戶采用全向波束形成即廣播波束的權值作為其下行波束賦形權值。
5.根據權利要求2、3或4所述的方法，其特征在于，所述步驟A中針對天線陣列，第k個用戶的信道估計矩陣為H(k)=h1(k,1)h2(k,1)ΛhW(k,1)h1(k,2)h2(k,2)ΛhW(k,2)MMOMh1(k,Ka)h2(k,Ka)ΛhW(k,Ka)Ka×W---(1)]]>Ka表示天線數，W表示信道估計窗長，k為計數自然數，其空間協方差矩陣表示為RHH(k)=H(k)·(H(k))H---(2)]]>式中(·)H表示共軛轉置運算。
6.根據權利要求5所述的方法，其特征在于，所述步驟B中第k個用戶、在θi方向上對應的上行接收功率為P(k)(θi)=(a(θi))HRHH(k)a(θi)---(3)]]>式中a(θi)表示θi方向上的導向矢量。
7.根據權利要求6所述的方法，其特征在于，所述步驟C中，第k個用戶對應的上行接收功率的峰均比表示為η(k)=max[P(k)(θ)]P(k)‾---(4)]]>式中 表示在天線陣列的覆蓋角度范圍內第k個用戶的上行接收功率均值，ζ1、ζ2分別表示第一門限和第二門限，ζ1＞ζ2；在η(k)＞ζ1時，所述步驟C1包括若利用已有的最近M個上行接收功率值預測下行的波束賦形方向，其包括步驟C11，計算下行發射時刻、在天線陣列的覆蓋角度范圍內、各用戶在不同方向上的上行接收功率預測值，即P~(k)(θi)=f(P-1(k)(θi),P-2(k)(θi),Λ,P-M(k)(θi))---(5)]]>式中f(·)表示預測算法， 表示第k個用戶、θi方向上、在下行發射時刻的上行接收功率預測值，P-m(k)(θi)表示第k個用戶、θi方向上、當前時刻之前的第m個上行接收功率值；C12，搜索該用戶在不同方向上對應的上行接收功率預測值的最大值，其最大值對應的方位角度即為下行波束賦形方向，表示為θBF(k)=argθi[max(P~(k)(θi))]---(6)]]>C13，實現下行波束賦形，即第k個用戶的波束賦形權值表示為w(k)=[a(θBF(k))]H---(7)]]>第k個用戶的波束賦形輸出表示為y(k)(t)＝(w(k))Hx(k)(t)(8)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
8.根據權利要求7所述的方法，其特征在于，所述步驟C1中若利用已有的最近M個上行波達角估計值預測下行波束賦形方向，其步驟包括C1a，計算該用戶在下行發射時刻的下行波束賦形方向預測值，即θBF(k)=f(θ-1(k),θ-2(k),Λ,θ-M(k))---(9)]]>式中f(·)表示預測算法，θBF(k)表示第k個用戶、在下行發射時刻的下行波束賦形方向，θ-m(k)表示第k個用戶在當前時刻之前的第m個上行波達角估計結果；C1b，實現下行波束賦形，即第k個用戶的波束賦形權值表示為wk=[a(θBF(k))]H---(10)]]>第k個用戶的波束賦形輸出表示為y(k)(t)＝w(k)x(k)(t)(11)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
9.根據權利要求7所述的方法，其特征在于，在滿足條件ζ2＜η(k)≤ζ1時，所述步驟C2包括步驟C21，搜索該用戶在不同方向上對應的上行接收功率的最大值，其最大值對應的方位角度即為下行波束賦形方向，表示為θBF(k)=argθi[max(P(k)(θi))]---(12)]]>C22，實現下行波束賦形，即第k個用戶的波束賦形權值表示為w(k)=[a(θBF(k))]H---(13)]]>第k個用戶的波束賦形輸出表示為y(k)(t)＝w(k)x(k)(t)(14)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
10.根據權利要求7所述的方法，其特征在于，在滿足條件η(k)≤ζ2時，所述步驟C3還包括全向波束形成權值表示為wBCH，第k個用戶的下行波束形成輸出表示為y(k)(t)＝wBCHx(k)(t)(15)式中x(k)(t)表示第k個用戶的發射數據。
全文摘要
本發明公開了一種碼分多址通信系統的智能天線實現方法，包括以下步驟根據各用戶在天線陣列上的信道估計，計算各用戶天線陣列信道估計的空間協方差矩陣；在天線陣列的覆蓋角度范圍內，以一定的角度步長計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率；在天線陣列的覆蓋角度范圍內，計算各用戶在不同方向上對應的上行接收功率的峰均比，將該峰均比分別與第一門限和第二門限進行比較，并根據比較結果實現波束賦形。本發明方法由于采用根據實際信道環境的情況選擇不同的上行波達角估計和下行波束賦形方案，與現有技術相比，在一定程度上減弱了基站天線側多徑角度擴展對智能天線性能的影響，從而顯著、有效地改善智能天線的系統性能。
文檔編號H01Q3/26GK101072066SQ200610078809
公開日2007年11月14日 申請日期2006年5月8日 優先權日2006年5月8日
發明者秦洪峰, 陸曉峰, 史凡, 李斌 申請人:中興通訊股份有限公司