高頻開關模塊及其控制方法

專利名稱：高頻開關模塊及其控制方法
技術領域：
本發明涉及一種能夠在多個不同的通信系統中使用的無線通信器(移動電話機等)中所使用的高頻復合部件，特別是處理3個以上通信系統的無線通信器中所使用的高頻開關模塊。
背景技術：
移動無線通信系統中，具有使用例如主要盛行于歐洲的EGSM(Extended Global System for Mobile Communications)方式以及DCS(Digital Cellular System)方式、盛行于美國的PCS(PersonalCommunication Service)方式以及日本所采用的PDC(Personal DigitalCellular)方式等時分多址連接(TDMA)的各種各樣的系統。伴隨著最近的移動電話的急劇普及，特別是發達國家的主要大都市中，分配給各個系統的頻帶中無法滿系統的用戶，產生了連接困難，或通話中連接中斷等問題。因此，為了讓用戶能夠利用多個系統，實質上增加可使用的頻率，進一步有人提出擴展服務區域、有效利用各個系統的通信資源的提案。
作為與多個通信系統相對應的小型輕量的高頻電路部件，有人提出了對應于EGSM、DCS以及PCS這3個系統的移動通信器中所使用的3頻段的對應高頻開關模塊(WO00/55983號)的提案。圖5為WO00/55983號3頻段對應高頻開關模塊的方框圖，圖6為其等價電路圖(為了方便起見而變更了控制端子符號)。該高頻開關模塊切換3個發送接收系統，由(a)將入射到通信ANT中的信號分頻為第1發送接收系統的接收信號與第2、第3發送接收系統的接收信號的第1與第2濾波器電路F1、F2所構成的分頻電路(雙工器)、及(b)設置在第1濾波器電路F1的后段，通過控制電路VC1所供給的電壓來切換第1發送接收系統的發送電路TX1與接收電路RX1的第1開關電路SW1、及(c)設置在第2濾波器電路F2的后段，通過控制電路VC2、VC3所供給的電壓，來切換第2、第3發送接收系統的發送電路TX2與第2發送接收系統的接收電路RX2以及第3發送接收系統的接收電路RX3的第2開關電路SW2所構成。該文獻中所例示的是第1通信系統為EGSM(發送頻率880～915MHz，接收頻率925～960MHz)，第2通信系統為DCS(發送頻率1710～1785MHz，接收頻率1805～1880MHz)，第3通信系統為PCS(發送頻率1850～1910MHz，接收頻率1930～1990MHz)的情況。下面對第1～第3控制電路與二極管開關的動作進行說明。
(A)DCS/PCS TX模式在第2及第3發送電路TX2與第2濾波器電路F2相連接的情況下，從控制電路VC2輸出正電壓，從控制電路VC3輸出0電壓。控制電路VC2所輸出的正電壓，被電容器CP2、CP3、CP4、CP5、CP6以及CF4將其直流成分截止，加載給包含有二極管DP1、DP2的電路，二極管DP1、DP2變為ON狀態。二極管DP1變為ON狀態之后，第2以及第3發送電路TX2與輸入輸出端子IP2之間的阻抗降低。通過已經變為ON狀態的二極管DP2與電容器CP6將傳輸線路LP2高頻接地，通過這樣進行共振，從輸入輸出端子IP2側看輸出端子IP3的阻抗非常變得非常大。另外，通過讓二極管DD2變為OFF狀態，輸出端子IP3與第3接收電路RX3之間的阻抗增大。結果是，來自第2以及第3發送電路TX2的發送信號不會泄漏到第2接收電路RX2以及第3接收電路RX3中，而傳輸給第2濾波器電路F2。
(B)DCS RX模式在第2接收電路RX2與第2濾波器電路F2相連接的情況下，來自控制電路VC2、VC3的電壓為0。二極管DP1、DP2、DD1以及DD2變為OFF狀態。通過讓二極管DP1變為OFF狀態，輸出端子IP2與第2、第3發送電路TX2之間的阻抗增大。另外通過讓二極管DD2變為OFF狀態，輸出端子IP3與第3接收電路RX3之間的阻抗增大。這樣，經傳輸線路LP2與傳輸線路LD1將輸入輸出端子IP2與第2接收電路RX2相連接。結果是，來自第2濾波器電路F2的接收信號不會泄漏到第2與第3發送電路TX2以及第3接收電路RX3中，而傳輸給第2接收電路RX2。
(C)PCS RX模式在第3接收電路RX3與第2濾波器電路F2相連接的情況下，從控制電路VC3輸出正電壓，而來自控制電路VC2的電壓為0。控制電路VC3所輸出的正電壓，被電容器CDP1、CDP2、CDP3以及CP5將其直流成分截止，加載給包含有二極管DD1、DD2的電路，二極管DD1、DD2變為ON狀態。通過讓二極管DD2變為ON狀態，第3接收電路RX3與輸出端子IP3之間的阻抗降低。通過已經變為ON狀態的二極管DD1與電容器CDP2將傳輸線路LD1高頻接地，通過這樣進行共振，第2接收電路RX2在輸出端子IP3側的阻抗非常變得非常大。另外，通過讓二極管DP1變為OFF狀態，讓輸入輸出端子IP2與第2以及第3發送電路TX2之間的阻抗增大。結果是，來自第2濾波器電路F2的接收信號，不會泄漏到第2以及第3發送電路TX2與第2接收電路RX2中，而傳輸給第3接收電路RX3。
(D)EGSM RX模式在第1接收電路RX1與第1濾波器電路F1相連接的情況下，控制電路VC1的電壓為0。二極管DG1、DG2變為OFF狀態。通過變為OFF狀態的二極管DG2，經傳輸線路LG2將輸入輸出端子IP1與第1接收電路RX1相連接。另外，由于二極管DG1變為OFF狀態，輸入輸出端子IP1與第1發送電路TX1之間的阻抗增大。結果是，來自第1濾波器電路F1的接收信號不會泄漏到第1發送電路TX1中，而傳輸給第1接收電路RX1。
(E)EGSM TX模式在第1發送電路TX1與第1濾波器電路F1相連接的情況下，從控制電路VC1輸出正電壓。正電壓被電容器CG6、CG5、CG4、CG3、CG2以及CG1將其直流成分截止，加載給包含有二極管DG2、DG1的電路，二極管DG2、DG1變為ON狀態。由于二極管DG1變為ON狀態，第1發送電路TX1與輸入輸出端子IP1之間的阻抗降低。通過已經變為ON狀態的二極管DG2與電容器CP6將傳輸線路LG2高頻接地進行共振，從輸入輸出端子IP1側看第1接收電路RX1的阻抗非常變得非常大。結果是，來自第1發送電路TX1的發送信號不會泄漏到第1接收電路RX1中，而傳輸給第1濾波器電路F1。
以上的控制邏輯總結為表1所示。通過像這樣從控制電路輸入電壓，控制二極管開關處于ON/OFF狀態，來選擇第1～第3發送接收系統的任一個模式。


高頻開關模塊中，插入損耗在發送模式下影響到移動電話的電池的動作時間，在接收模式下影響到接收靈敏度，因此最好將其盡可能降低。至于高頻產生量，為了能夠在各個系統中限制不需要的功率，最好也盡可能少。特別是限制2次諧波是非常重要的。例如，希望在EGSM側有-35dB以上，在DCS/PCS側有-25dB以上的衰減量。為了抑制高次諧波的產生，以前就提出了各種對策，但現在為了提高小數點dB水平，而將高頻開關模塊的分頻器電路的低頻側濾波器或發送用低通濾波器的特性最佳化。但是，這樣的對策是有限度的，很難得到上述水平以上的高次諧波衰減量。

發明內容
本發明的目的在于提供一種以較高的高次諧波衰減水平控制高頻開關模塊的方法，以及能夠實現較高的高次諧波衰減的高頻開關模塊。
本發明的另一個目的在于為了便于安裝在移動電話中，而在1個層積體內構成，實現了小型輕量化的高頻開關模塊。
根據上述目的銳意研究的結果是，本發明人著眼于二極管開關的特性及其ON/OFF控制的控制邏輯，通過從雙模式的開關電路的控制電路付與電壓，來進行高頻開關模塊中的1個模式的選擇，通過這樣，發現了能夠進行增大了高頻衰減量的控制，于是得到本發明。
本發明的高頻開關模塊的控制方法，控制具有由將入射到天線中的信號分頻為第1發送接收系統的接收信號與第2及第3發送接收系統的接收信號的第1及第2濾波器電路(F1、F2)所構成的分頻電路、設置在第1濾波器電路(F1)的后段，通過控制電路(VC1)所供給的電壓來切換第1發送接收系統的發送電路(TX1)與接收電路(RX1)的第1開關電路(SW1)、及設置在第2濾波器電路(F2)的后段，通過控制電路(VC2、VC3)所供給的電壓來切換第2和第3發送接收系統的發送電路(TX2)和第2發送接收系統的接收電路(RX2)與第3發送接收系統的接收電路(RX3)的第2開關電路(SW2)的高頻開關模塊，特征在于，在通過從上述控制電路(VC1)將正電壓輸入給上述第1開關電路(SW1)，將上述第1發送接收系統的發送電路(TX1)與天線相連接的同時，從上述控制電路(VC3)輸入正電壓。
以上將正電壓作為控制電壓輸入，但如果將上述二極管的極性反轉，并將負電壓作為控制電壓輸入，也能夠進行同樣的控制。因此，“輸入正電壓”，也包括“通過將二極管極性反轉來輸入負電壓”的情況。
本發明的高頻開關模塊，具有由將入射到天線中的信號分頻為第1發送接收系統的接收信號與第2及第3發送接收系統的接收信號的第1及第2濾波器電路(F1、F2)所構成的分頻電路、設置在第1濾波器電路(F1)的后段，通過控制電路(VC1)所供給的電壓來切換第1發送接收系統的發送電路(TX1)與接收電路(RX1)的第1開關電路(SW1)、及設置在第2濾波器電路(F2)的后段，通過控制電路(VC2、VC3)所供給的電壓來切換第2和第3發送接收系統的發送電路(TX2)和第2發送接收系統的接收電路(RX2)與第3發送接收系統的接收電路(RX3)的第2開關電路(SW2)，其特征在于上述第1開關電路(SW1)具有被輸入第1發送接收系統的接收信號，同時輸出發送信號的輸入輸出端子(IP1)、被輸入來自第1發送接收系統的發送電路(TX1)的發送信號的連接端(P13)、將第1發送接收系統的接收信號輸出給接收電路(RX1)的連接端(P16)、設置在上述輸入輸出端子IP1與連接端P13之間的第1二極管(DG1)、設置在連接端(P13)與地之間的第1電感元件(LG1)、設置在上述輸入輸出端子(IP1)與連接端(P16)之間的第2電感元件(LG2)、及設置在連接端(P16)與地之間的第2二極管(DG2)；上述第2開關電路(SW2)具有被輸入第2及第3發送接收系統的接收信號，同時輸出發送信號的輸入輸出端子(IP2)、被輸入來自第2及第3發送接收系統的發送電路(TX2)的發送信號的連接端(P7)、輸出第2及第3發送接收系統的接收信號的輸出端子(IP3)、將第2發送接收系統的接收信號輸出給接收電路(RX2)的連接端(P9)、將第3發送接收系統的接收信號輸出給接收電路(RX3)的連接端(P10)、設置在上述輸入輸出端子IP2與連接端P7之間的第3二極管(DP1)、設置在連接端(P7)與地之間的第3電感元件(LP1)、設置在上述輸入輸出端子IP2與輸出端子(IP3)之間的第4電感元件(LP2)、設置在輸出端子(IP3)與地之間的第4二極管(DP2)、設置在上述輸出端子(IP3)與連接端(P9)之間的第5電感元件(LD1)、設置在連接端(P9)與地之間的第5二極管(DD1)、設置在上述輸出端子(IP3)與連接端(P10)之間的第6二極管(DD2)、及設置在連接端(P10)與地之間的第6電感元件(LD2)；為了連接上述第1發送接收系統的發送電路(TX1)與輸入輸出端子(IP1)，使得上述第1二極管(DG1)與上述第2二極管(DG2)、上述第5二極管(DD1)、上述第6二極管(DD2)為ON狀態。
本發明的高頻開關模塊中，最好通過調整上述第6電感元件(LD2)的常數，并調整上述第3發送接收系統的接收電路RX3側的阻抗，來調整天線端子中的接收電路RX3的頻帶(相當于欲在第1發送時衰減的兩倍頻帶)附近的阻抗。這樣，例如在傳輸線路的情況下，可以適當調整其長度以及粗細，如果是電感器則可以調整電感值。
本發明的高頻開關模塊中，最好讓上述分頻電路由LC電路構成，上述第1及第2開關電路由開關元件構成，上述開關電路的各個發送系統具有由LC電路所構成的低通濾波器，上述分頻電路的LC電路、上述低通濾波器的LC電路及上述開關電路的電感元件的至少一部分，由構成層積體的電介質層中所形成的電極圖形構成，構成上述開關元件及上述LC電路的一部分的芯片元件安裝在上述層積體上。作為上述開關元件，可以使用二極管、場效應晶體管等。
本發明的高頻開關模塊中，還具有與上述層積體一體構成的高頻放大器部，上述高頻放大器部至少具有半導體元件與電壓供給電路與匹配電路，構成上述電壓供給電路與上述匹配電路的電感元件及LC電路的至少一部分，由上述電介質層中所形成的電極圖形構成，構成上述開關元件及上述LC電路的一部分的芯片元件安裝在上述層積體上。
另外，上述電感元件既可以是通過電極圖形所形成的傳輸線路或電感器，或安裝在層積體上的芯片電感器。
發明效果根據本發明的高頻開關模塊及其控制方法，由于通過從雙模式的開關電路的控制電路輸入電壓，來進行1個模式的選擇，因此，能夠增大功率放大器所引起的高次諧波的衰減量，并且還能夠抑制高頻開關模塊內可能產生的高次諧波。另外，如果將本發明的天線開關模塊與功率放大器連接同一個天線并復合化在層積體中，就能夠得到一種能夠滿足移動電話等無線通信器用小型輕量化要求的層積體模塊。


圖1為說明本發明的高頻開關模塊之一例的等價電路的圖。
圖2(a)為說明本發明的控制邏輯中的EGSM TX模式下的2倍頻衰減量的特性曲線圖。
圖2(b)為說明以前的控制邏輯中的EGSM TX模式下的2倍頻衰減量的特性曲線圖。
圖3為說明功率放大器電路之一例的等價電路的圖。
圖4為說明構成本發明的高頻開關模塊的層積體之一例的印刷電路基(green sheet)板的分解圖。
圖5為說明對應3頻段的以前的高次諧波模塊的方框圖。
圖6為說明以前的高頻開關模塊之一例的電路的圖。
具體實施例方式
以前的高頻開關模塊的控制方法中，通過1個控制電路的電壓控制來進行1個模式的選擇，與此相對，本發明的高頻開關模塊的控制方法中，1個模式的選擇是通過雙模式(例如EGSM與DCS/PCS)的開關電路的控制電路加載電壓來進行的。也即，本發明的控制方法進行雙向的電壓控制。參照表1，在EGSM TX發送模式下，是從第1開關電路SW1的控制電路VC1以及第2開關電路SW2的控制電路VC3加載正電壓的控制邏輯。此時，構成第1開關電路SW1的二極管(DG1、DG2)與構成第2開關電路SW2的一方控制電路的二極管(DD1、DD2)變為ON狀態。一般來說，變為OFF狀態的二極管會引起失真并產生高次諧波，因此，通過像這樣讓第2開關電路的二極管也處于ON狀態，能夠抑制高次諧波。這是本發明的重要特征之一。
本發明的另一個特征是EGSM TX發送模式下的2倍頻衰減量較大。理由之一是由于以前的控制方法與本發明的控制方法中DCS以及PCS側的高頻等價電路不同。以前的控制邏輯中，通過給第1控制電路VC1加載電壓而切換成EGSM TX發送模式時，第2控制電路VC3并不進行控制。因此，形成通過傳輸線路LP2以及LD1，從DCS以及PCS側的第2濾波器電路F2連接到DCS RX端子的狀態。也即，從天線端子看DCS以及PCS側，是經傳輸線路直接連接到DCS RX接收端子的。該狀態下的DCS以及PCS側電路中，GSM帶的2倍頻附近幾乎不衰減。另外，本發明的控制邏輯中，在通過給第1控制電路VC1加載電壓來切換到EGSM TX發送模式的同時，從第2控制電路的一方VC3輸入正電壓，因此，二極管(DD1、DD2)變為ON狀態。因此，從DCS以及PCS側的第2濾波器電路向前方的電路構成中，連接有傳輸線路LP2，其前方變為，DCS RX側通過傳輸線路LD1高頻短路，PCS RX側通過傳輸線路LD2高頻斷路，一直連接到PCS RX端子的狀態。也即，在從天線端子看DCS以及PCS側的情況下，DCS RX側變得幾乎開路(高阻抗)，PCS RX側通過傳輸線路LP2與傳輸線路LD2連接有λ/4共振電路，同時一直連接到PCS RX端子。傳輸線路LP2為DCS帶的波長的約λ/4的長度，傳輸線路LD2為PCS頻帶的波長的約1/4的長度。DCS頻帶與PCS頻帶的波長幾乎相等，是GSM頻帶的波長的約1/2。在該狀態下，PCS側的電路讓EGSM頻帶的2倍頻短路，因此，EGSM的2倍頻附近產生衰減。
另一個理由是調整天線端子中的GSM2倍頻帶的阻抗。一般來說，端子間的通過特性與表現從各個端子所看到的阻抗者是等價的。本發明的情況下，從天線端子與GSM TX發送端子所看到的各個阻抗給通過特性帶來了影響。因此，為了提高通過特性，通過調整端子之間的諸電路從而調整各個阻抗，能夠得到所期望的特性。但是，因為天線端子與其他線路的端子連接，有時會受到其他線路的阻抗的影像。只是，如前所述，通過在電路中想辦法或通過動作模式，讓不需要的線路、端子被看作開路(高阻抗)，使其不給天線端子帶來影響。以前的控制方法中，在EGSM TX發送模式下，從天線所看到的GSM TX(TX1)與DCS RX(RX2)側的線路的阻抗為50Ω，DCS線路的阻抗并不小，給該模式下的發送特性帶來了影響，還影響到高次諧波的產生量。但是，本發明的控制邏輯中，也從控制電路VC3加載正電壓，因此，PCS RX(RX3)側變為ON狀態，代替DCS線路，PCSRX線路側的阻抗為50Ω。也即，通過與上述相同的理由，讓PCS線路的阻抗不給發送特性帶來影響。此時，與DCS側線路相比，PCS側線路的阻抗及相位的狀態更好，因此抑制了高次諧波(增大了2倍頻衰減量)。
這里，可以得知為了進一步增大2倍頻衰減量，調整傳輸線路LD2是很有效果的。PCS側線路比DCS側線路更容易獲得阻抗匹配的理由是，如前所述，看作DCS接收線路從天線端子經傳輸線路之間連接到DCS RX接收端子。也即，調整機構只有線路長度與線路寬度，如果以得知λ/4長以及50Ω而進行調整為前提，則幾乎沒有調整范圍。假設能夠稍微調整線路長度與線路寬度，即使再增加電容器的元件，也會給DCS接收特性帶來很大影響，有可能會導致通過損耗的增加、絕緣特性的惡化。另外，由于PCS側線路以傳輸線路LD2為主進行調整，因此是適當調整并聯線路而不是通過線路的長度與寬度，即使調整了從天線端子所看到的GSM2倍頻帶的阻抗，對PCS接收特性的影響也很小。具體的說，如果將傳輸線路LD2的長度調整得較長，則從天線端子所看到的GSM2倍頻帶的阻抗在史密斯圓圖中反時針方向旋轉。另外，如果將寬度調整的較細，則靠近史密斯圓圖的中央。當然，如果調整方向相反，則阻抗的運動也相反。通過將它們組合起來，就能夠對從天線端子所看到的GSM2倍頻帶的阻抗進行細調。另外，還可以不調整傳輸線路，但能夠調整電感等。這種情況下，雖然能夠調整史密斯圓圖的半徑方向的運動，但相位旋轉方向的調整則只能夠稍稍進行。因此，需要通過電容器等的組合來進行旋轉調整的校準。另外，例如通過傳輸線路LP2的調整也能夠進行旋轉調整。
第1實施例圖1為說明與圖5相同的高頻開關模塊的等價電路的圖。圖2為說明圖1的高頻開關模塊中的2倍頻衰減量的特性曲線圖。給和圖6中相同的元件標注相同的符號，以不同的部分為中心進行說明。
圖1中，由第1濾波器電路F1與第2濾波器電路F2所形成的分頻器(雙工器Dip)，由傳輸線路LL1～LL3、電容器CL1以及傳輸線路LH1、電容器CH1～CH3構成。傳輸線路LL2以及電容器CL1形成串聯共振電路，具有在DCS帶域(發送頻率1710～1785MHz，接收頻率1805～1880MHz)及PCS帶域(發送頻率1850～1910MHz，接收頻率1930～1990MHz)共振的頻率。本實施例中，兩者的衰減極是1.8GHz。另外，傳輸線路LH1與電容器CH1形成串聯共振電路，具有在EGSM帶域(發送頻率880～915MHz，接收頻率925～960MHz)共振的頻率。本實施例中，兩者的衰減極是0.9GHz。通過該電路，能夠將EGSM系統的信號與DCS/PCS系統的信號分頻或合成起來。最好將傳輸線路LL1、LL3的長度設定為對于DCS/PCS系統的信號頻率為高阻抗。通過這樣，DCS/PCS系統的信號很難傳輸到EGSM系統的線路中。另外，傳輸線路LL3也可以省略。反之，最好將電容器CH2、CH3設為較小的電容值，使其對于EGSM系統的信號頻率是高阻抗。通過這樣，EGSM系統的信號很難傳輸到DCS/PCS系統的線路中。另外，電容器CH3兼作圖6中所示的電容器CF4。
第1開關電路SW1，由電容器CG1、CG6、傳輸線路LG1、LG2、二極管DG1、DG2以及阻抗R1構成。傳輸線路LG1、LG2的長度被設定為在EGSM的發送頻帶中變為λ/4共振器的長度。但是，傳輸線路LG1可以通過在EGSM的發送頻率中看作不接地(高阻抗狀態)的扼流圈來代替。這種情況下，扼流圈的阻抗最好約為10～100nH。阻抗R1在控制電路VC1為High狀態下，決定第1與第2二極管DG1、DG2中所流動的電流。本實施例中，阻抗R1最好為100Ω～200Ω。電容器CG1、CG6對于控制電源的DC截止是必需的。在控制電路VC1為High時，由于二極管DG2中存在連接線等的寄生電感，因此，為了將其消除而與電容器CG6串聯共振。CG6的電容值可以適當設定。
第2開關電路SW2，由電容器CP5、CP6、CP9、CDP2、傳輸線路LP1、LP2、LD1、LD2、二極管DP1、DP2、DD1、DD2以及阻抗R2、R3構成。傳輸線路LP1、LP2、LD1、LD2的長度被設定為DCS/PCS信號的頻帶中變為λ/4共振器的長度。各個傳輸線路LP1、LP2可以通過分別在DCS的發送頻率、PCS的發送頻率中看作不接地(高阻抗狀態)的扼流圈來代替。這種情況下，扼流圈的阻抗最好約為5～60nH。阻抗R2在控制電路VC2為High狀態下，決定第3與第4二極管DP1、DP2中所流動的電流。本實施例中，阻抗R2最好為100Ω～200Ω。阻抗R3在控制電路VC3為High狀態下，決定第5與第6二極管DD1、DD2中所流動的電流。本實施例中，阻抗R2最好為100Ω～2kΩ。電容器CP6、CP5、CDP2對于控制電源的DC截止是必需的。另外，在控制電路VC2為High時，由于二極管DP2中存在連接線等的寄生電感，因此，適當設定CP6的電容值使其與電容器CP6并聯共振。
二極管DG1、DG2、DP1、DP2的消耗電流可以為約8mA，但不通大功率的接收電路的二極管DD1、DD2，最好采用1mA以下的，例如約0.8mA且低消耗功率型。
第1低通濾波器LPF1，是由傳輸線路LG3以及電容器CG3、CG4、CG7所構成的π型低通濾波器。傳輸線路LG3與CG7構成并聯共振電路，其共振頻率最好被設置為EGSM的發送頻率的2倍或3倍的頻率。本實施例中被設置為3倍值2.7GHz。通過以上的構成，能夠將功率放大器所輸入的EGSM側發送信號中所包含的高次諧波失真去除。
圖示的例子中，第1低通濾波器LPF1位于第1高頻開關SW1的第1二極管DG1與傳輸線路LG1之間，但也可以設置在雙工器Dip與第1高頻開關SW1之間，或傳輸線路LG1與EGSM發送端子Tx1之間。如果第1低通濾波器LPF1的接地電容器CG3、CG4與傳輸線路LG1并聯，則構成并聯共振電路，由于傳輸線路LG1的線路長度可以短于λ/4，還可以減小扼流圈的阻抗。
第2低通濾波器LPF2，是由傳輸線路LP3以及電容器CP3、CP4、CP7所構成的π型低通濾波器。傳輸線路LP3與電容器CP7構成并聯共振電路，其共振頻率最好被設置為DCS/PCS發送頻率的2倍或3倍的頻率。本實施例中被設置為3倍值3.6GHz。通過以上的構成，能夠將功率放大器所輸入的DCS/PCS側發送信號中所包含的高次諧波失真去除。
圖示的例子中，第2低通濾波器LPF2位于第2高頻開關SW2的二極管DP1與傳輸線路LP1之間，但與第1低通濾波器LPF1一樣，也可以設置在雙工器Dip與第2高頻開關SW2之間，或傳輸線路LP1與DCS/PCS發送端子Tx2之間。
第1以及第2低通濾波器LPF1、LPF2的上述配置在電路設計上是很理想的，但并不是必須的。低通濾波器可以設置在讓發送信號通過的雙工器～發送端子之間。
EGSM系統還可以進一步分為GSM850(發送頻率824～849MHz，接收頻率869～894MHz)與ESGM，與4頻段對應。這種情況下，發送系統可以使用共通端子，接收系統可以通過將對應于上述3頻段的天線開關的EGSM接收端子部，連接用來切換GSM850與EGSM的開關來構成。另外，代替上述開關，還可以使用作為EGSM帶的λ/4共振器的傳輸線路，即使二者間的頻率分開，也能夠對應4頻段。這種情況下，通過本發明的控制方法也能夠得到相同的效果。
通過本實施例的高頻開關模塊中的第1～第3控制電路VC1～VC3所進行的二極管開關的控制邏輯，在(A)DCS/PCS TX模式、(B)DCS RX模式、(C)PCS RX模式、及(D)EGSM RX模式的情況下，與表1中所示的以前的控制邏輯相同，但在(E)EGSM TX模式的情況下不同。這里，省略對(A)～(D)模式的情況的說明，下面對EGSM TX模式的情況進行詳細說明。
EGSM TX模式下，在第1發送電路TX1與第1濾波器電路F1相連接的情況下，從控制電路VC1輸入正電壓。正電壓其直流成分被電容器CG6、CG5、CG4、CG3、CG2及CG1所截止，并加載給包括二極管DG2以及DG1的電路。其結果是，二極管DG2及DG1變為ON狀態。通過讓二極管DG1變為ON狀態，第1發送電路TX1與輸入輸出端子IP1之間的阻抗降低。另外，通過變為ON狀態的二極管DG2以及電容器CG6，將傳輸線路LG2高頻接地并共振，從輸入輸出端子IP1看第1接收電路RX1的阻抗變得非常大。其結果是，從第1發送線路TX1所發送的信號，不會泄漏到第1接收電路RX1中，而傳輸給第1濾波器電路F1。
在從控制電路VC1輸入正電壓時，從控制電路VC3輸入正電壓。此時，控制電路VC2的電壓保持0。通過控制電路VC3所輸入的正電壓，讓二極管DD1及DD2變為ON狀態。另外，二極管DP1、DP2保持OFF狀態，因此，結果變為與PCS RX模式相同的動作。但是，來自第2濾波器電路F2的接收信號這里并不傳送。以上的控制邏輯歸納如表2所示。


在EGSN TX模式下，從控制電路VC1與VC3輸入正電壓，變為High狀態。像這樣在1個控制模式下控制兩個控制電路，由于變為ON狀態的二極管增加，因此，通過這樣能夠抑制高次諧波。也即，EGSM TX模式下，來自功率放大器(有時也稱作高功率放大器)的發送信號，經雙工器Dip從天線ANT發射，有時候一部分信號泄漏到第2開關電路SW2側，讓OFF狀態的二極管(DP1、DP2、DD1、DD2)失真，產生高次諧波噪聲。如果所有的二極管都變為ON狀態，則能夠消除失真，但是，另一方面又產生了從功率放大器所泄漏的高次諧波噪聲通過其他線路，從天線發射出去的問題。這里，通過讓構成第2開關電路SW2的二極管中消耗功率低的二極管DD1以及DD2變為ON狀態，來抑制二極管的失真所引起的高次諧波噪聲的產生。
另外，EGSM TX模式下，變為起動了PCS RX模式的狀態，但這樣的模式從阻抗調整的觀點來看，是相當理想的狀態。因此，高頻開關模塊全體的2被波衰減量增大。圖2(a)中顯示了使用本發明的控制邏輯的情況下的EGSM TX模式下的2倍頻衰減量，圖2(b)中顯示了使用以前的控制邏輯的情況下的EGSM TX模式下的2倍頻衰減量。特別是在2倍頻帶的高域，以前的控制邏輯(圖2(b))的情況下的衰減量約為-40dB，與此相對，本發明的控制邏輯(圖2(a))下能夠得到約-50dB的衰減量。表2中，DCS/PCS TX模式下的VC3的控制邏輯中，High狀態記錄在括號內，這是為了提高從DCS/PCS TX端子到DCS RX端子的絕緣，而讓DCS/PCSTX模式下的第2控制電路的VC3處于ON狀態。這樣一來，從輸出端子IP3看DCS RX端子(第2接收電路RX2)的阻抗變得非常大。其結果是，從DCS/PCS TX(第2發送線路TX2)所發送的信號，不會泄漏到DCS RX端子(第2接收電路RX2)中，而傳輸給第2濾波器電路F2，并從天線ANT發射出去。3頻段對應的天線開關電路中，由于PCS TX帶域與DCS RX帶域中所使用的通信帶域部分重疊，因此，從DCS/PCS TX端子到DCS RX端子的絕緣非常重要。
第2實施例移動電話的小型輕量化的要求增大，多個部件的模塊化也在不斷發展。上述高頻開關模塊，可以用作切換共有1個天線的3個發送接收系統的所謂的3頻段型天線開關模塊，或4頻段型天線開關模塊。這種情況下，構成分頻電路的LC電路、低通濾波器的LC電路以及構成開關電路的傳輸線路，可以由形成在各個電介質印刷電路基板上的電極圖形構成，將具有電極圖形的多個印刷電路基板層積成層積體，同時，將二極管或LC電路等開關元件安裝在層積體上，作為單芯片式部件。
本實施例中，將上述高頻開關模塊(天線開關模塊)與高功率功率放大器(高頻放大器)一體模塊化。消耗DC功率的大部分的高功率放大器，要求DC-RF功率變化效率(也稱作功率附加效率)增高且小型化。這種情況下，由于插入損耗的降低與高次諧波衰減量的提高對于高效率化是非常重要的，因此，能夠使用上述控制邏輯。
圖3中顯示了功率放大器的電路。例如，高頻放大器的匹配電路的輸出端子P0，與圖1中所示的天線開關模塊的EGSM TX的發送端子P1相連接，將所放大的發送信號發送給天線開關側。輸出端子P0經直流截止電容器Ca2，與傳輸線路ASL1的一端相連接。傳輸線路ASL1中連接有一端接地的電容器Ca3、Ca4，構成輸出匹配電路。傳輸線路ASL1的另一端，與作為半導體元件的一種的場效應開關晶體管(FET)Q1的漏極D相連接。另外，FET Q1的源極接地，柵極與雙極開關元件(B-Tr)Q2的集電極相連接。
傳輸線路ASL1的另一端與場效應開關晶體管FET Q1的漏極D之間的接點，經λ/4帶狀線等所構成的電感元件SL1與電容器Ca5的串聯電路接地，電感器SL1與電容器Ca5之間的接點與漏極電壓端子Vdd1相連接。也即，場效應開關晶體管FET Q1的柵極與雙極開關元件(B-Tr)Q2的集電極之間的接點，經電容器Ca6接地，同時還與柵極電壓端子Vg相連接。
雙極開關元件Q2的發射極接地，基極與傳輸線路SL3的一端相連接。雙極開關元件Q2的集電極，經帶狀線等所構成的電感元件SL2與電容器Ca7的串聯電路接地，電感器SL2與電容器Ca7之間的接點與集電極電壓端子Vc相連接。另外，電感器SL2與電容器Ca7之間的接點，還和雙極開關元件Q2的基極與傳輸線路SL3的一端的接點相連接。傳輸線路SL3的另一端經電容器Ca8接地，同時還與輸入端子Pin相連接。
圖1及圖3的等價電路中，傳輸線路及電感通常由帶狀線構成，但也可以由微帶狀線、共面引導線等構成。晶體管Q1為FET，晶體管Q2為B-Tr，但也可以分別為Si-MOSFET、GaAsFET、Si雙極晶體管、GaAs HBT(雜質接合雙極晶體管)、HEMT(高電子移動度晶體管)等其他晶體管。當然，還可以使用將多個晶體管集成化所得到的MMIC(單片微波集成電路)。本實施例中，傳輸線路SL3與晶體管Q2直接連接，但也可以經阻抗相連接。
圖4為說明圖1的天線開關模塊與圖3的功率放大器集成在1個層積體內的由15層所形成的層積模塊中，上部的第1～第3層、中間的第7～第8層以及下部的第13～第15層電介質印刷電路基板。薄片(1)為最上層，薄片(15)為最下層(內側)。
電介質印刷電路基板最好由能夠在950℃以下進行低溫燒制的LTCC材料構成。例如，以10～60質量％(Al2O3換算)的Al、25～60質量％(SiO2換算)的Si、7.5～50質量％(SrO換算)的Sr、及20質量％以下(TiO2)的Ti為主要成分，相對主成分的100質量％，包含有0.1～10質量％(Bi2O3換算)的Bi、0.1～5質量％(Na2O換算)的Na、0.1～5質量％(K2O)換算的K、0.01～5質量％(CuO換算)的Cu、及0.01～5質量％(MnO2換算)的Mn的電介質組合物。
印刷電路基板的厚度最好為40～200μm，這樣較容易形成傳輸線路或電容器。電極圖形最好通過銀類漿形成。在各個印刷電路基本中形成傳輸線路與電容器用電極圖形，適當設置過孔，構成電路。將形成有電極圖形的印刷電路基板順次層積后進行壓接，例如通過950℃進行燒制，通過這樣得到復合化有高頻元件的層積體模塊。層積體的大小為長10mm×寬8mm×高0.75mm左右，層積體的上面安裝有二極管或晶體管以及芯片電感器、芯片電容器、阻抗體等芯片元件，其上被金屬外殼(圖中未顯示)所覆蓋。成品的全高例如為1.8mm。也可以代替金屬外殼，使用樹脂密封，這種情況下的全高例如約為1.5mm。
作為層積體內的天線開關模塊部，上部層主要形成有構成分頻器以及低通濾波器的傳輸線路LL1、LL2、LL3、LH1等電極圖形，中間層主要形成有構成分頻器、開關電路以及低通濾波器的電容器CL1、CH1、CG6、CDP2等的電極圖形，下部層主要形成有構成開關電路的傳輸線路LG1、LG2、LP1、LP2、LD2、LD1等的電極圖形。另外，作為高頻放大器部，上部層主要形成有前段匹配電路的傳輸線路的電極圖形，中間層主要形成有前段、后段匹配電路的電容器的電極圖形，下部層主要形成有散熱孔也即后段匹配電路的傳輸線路、電壓供給線的電極圖形。地電極G1、G2、G3、G4、G5及G6分別設置在第2、3、8、13、14及15層。另外，表4中并沒有顯示所有的地電極、傳輸線路及電容器。作為安裝或外設在層積體中的部件，如上所述，二極管DG1～DD2、晶體管Q1～Q3、芯片電容器CG1、CP5、Ca5～Ca7、阻抗體R1～R3等。
高頻放大器與天線開關模塊的連接部形成在上層。為了避免互相干擾，將印刷電路基板1的傳輸線路ASL1(功率放大器的線路)與印刷電路基板2的傳輸線路ASL2(天線開關模塊的纏繞線路)在不同的層上上下不重疊的設置。本實施例中，二者間隔有相位調整用高通濾波器，該LC電路由芯片電感器與芯片電容器所構成，安裝在層積體上面。通過這樣，即使在層積體模塊制成之后，也能夠進行相位調整。
如圖4所示，該層積體模塊中，構成功率放大器的電極圖形形成在左側區域，構成天線開關模塊的電極圖形形成在右側區域，所層積的所有印刷電路基本分成兩個區域。第1層的左右區域之間設有屏蔽電極列SG，在所有的印刷電路基板中設置過孔電極列HG，使其與屏蔽電極列SG在層積方向上匹配。過孔電極列HG，從屏蔽電極列SG連接到第3層的地電極G2、第8層的地電極G3、第13層的地電極G4以及最下層的地電極G6，抑制了兩個高頻部件之間的互相干擾，同時還抑制了上下方向的電極圖形之間的互相干擾。
上述層積模塊中，通過屏蔽電極列SG及/或地電極與過孔電極列HG的屏蔽效果，消除了兩個高頻部件之間的噪聲等互相干擾，防止功率放大器的振蕩等不穩定動作。另外，還能夠抑制必要信號(發送信號)與不需要信號之間的寄生的產生，防止通過特性的惡化。另外，由于高頻部件集成在1個層積體內，因此，層積體的占有面積，與以前的功率放大器與天線開關分別安裝在基板中的情況相比，減小了約50％。因此，能夠滿足在安裝在移動電話等通信器中時的小型輕量化的需求。
以上對照附圖對本發明的實施例進行了說明，但本發明并不僅限于此，還能夠在本發明的技術思想的范圍內進行各種變更。例如，可以將圖1中的二極管的極性反轉，并加載負電壓作為控制電壓進行開關控制。另外，還可以將傳輸線路替換成芯片元件，只要能夠確保特性以及安裝場所。
上述實施例中，在高頻放大器的半導體芯片中復合了監控輸出功率的功能，但也可以通過耦合電路來檢測功率。也即，天線開關模塊與高頻放大器之間可以具有耦合電路或絕緣電路，或在接收系統線路中插入SAW濾波器，將來自天線ANT的接收信號中不需要的頻率成分去除，只將需要的成分發送給低噪聲放大器，該SAW濾波器可以安裝在層積模塊上。
本發明除了以上之外，還可以適用于PDC800帶域(810～960MHz)、GPS帶域(1575.42MHz)、PHS帶域(1895～1920MHz)、Bluetooth帶域(2400～2484MHz)、在美國逐漸普及的CDMA2000、在中國逐漸普及的TD-SCDMA、在歐洲逐漸普及的W-CDMA等組合而成的3頻段天線開關電路。
產業應用根據本發明的高頻開關模塊及其控制方法，能夠有效利用二極管開關的阻抗匹配特性，實現較高的高次諧波衰減水平。通過將高頻開關模塊的部件，或其與高頻放大器的布局復合化在1個層積體內外，能夠實現小型輕量化與高集成化，得到一種在移動電話等移動體通信機器中很有用的層積體模塊。
權利要求
1.一種高頻開關模塊的控制方法，被控制高頻開關模塊具有由將入射到天線中的信號分頻為第1發送接收系統的接收信號與第2及第3發送接收系統的接收信號的第1及第2濾波器電路(F1、F2)所構成的分頻電路；設置在第1濾波器電路(F1)的后段，通過控制電路(VC1)所供給的電壓來切換第1發送接收系統的發送電路(TX1)與接收電路(RX1)的第1開關電路(SW1)；設置在第2濾波器電路(F2)的后段，通過控制電路(VC2、VC3)所供給的電壓來切換第2和第3的發送電路(TX2)和第2發送接收系統的接收電路(RX2)與第3發送接收系統的接收電路(RX3)的第2開關電路(SW2)，該高頻開關模塊的控制方法特征在于在通過從上述控制電路(VC1)將正電壓輸入給上述第1開關電路(SW1)，將上述第1發送接收系統的發送電路(TX1)與天線相連接的同時，從上述控制電路(VC3)輸入正電壓。
2.一種高頻開關模塊，其具有由將入射到天線中的信號分頻為第1發送接收系統的接收信號與第2及第3發送接收系統的接收信號的第1及第2濾波器電路(F1、F2)所構成的分頻電路；設置在第1濾波器電路(F1)的后段，通過控制電路(VC1)所供給的電壓來切換第1發送接收系統的發送電路(TX1)與接收電路(RX1)的第1開關電路(SW1)；設置在第2濾波器電路(F2)的后段，通過控制電路(VC2、VC3)所供給的電壓來切換第2和第3的發送電路(TX2)和第2發送接收系統的接收電路(RX2)與第3發送接收系統的接收電路(RX3)的第2開關電路(SW2)，其特征在于上述第1開關電路(SW1)具有被輸入第1發送接收系統的接收信號，同時輸出發送信號的輸入輸出端子(IP1)、被輸入來自第1發送接收系統的發送電路(TX1)的發送信號的連接端(P13)、將第1發送接收系統的接收信號輸出給接收電路(RX1)的連接端(P16)、設置在上述輸入輸出端子IP1與連接端P13之間的第1二極管(DG1)、設置在連接端(P13)與地之間的第1電感元件(LG1)、設置在上述輸入輸出端子(IP1)與連接端(P16)之間的第2電感元件(LG2)、及設置在連接端(P16)與地之間的第2二極管(DG2)；上述第2開關電路(SW2)具有被輸入第2及第3發送接收系統的接收信號，同時輸出發送信號的輸入輸出端子(IP2)；被輸入來自第2及第3發送接收系統的發送電路(TX2)的發送信號的連接端(P7)；輸出第2及第3發送接收系統的接收信號的輸出端子(IP3)；將第2發送接收系統的接收信號輸出給接收電路(RX2)的連接端(P9)；將第3發送接收系統的接收信號輸出給接收電路(RX3)的連接端(P10)；設置在上述輸入輸出端子IP2與連接端P7之間的第3二極管(DP1)；設置在連接端(P7)與地之間的第3電感元件(LP1)；設置在上述輸入輸出端子IP2與輸出端子(IP3)之間的第4電感元件(LP2)；設置在輸出端子(IP3)與地之間的第4二極管(DP2)；設置在上述輸出端子(IP3)與連接端(P9)之間的第5電感元件(LD1)；設置在連接端(P9)與地之間的第5二極管(DD1)；設置在上述輸出端子(IP3)與連接端(P10)之間的第6二極管(DD2)；及設置在連接端(P10)與地之間的第6電感元件(LD2)，為了連接上述第1發送接收系統的發送電路(TX1)與輸入輸出端子(IP1)，使得上述第1二極管(DG1)與上述第2二極管(DG2)、上述第5二極管(DD1)、上述第6二極管(DD2)為ON狀態。
3.如權利要求2所述的高頻開關模塊，其特征在于調整上述第6電感元件(LD2)的常數，并調整上述第3發送接收系統的接收電路(RX3)側的阻抗，通過這樣來調整天線端子中的接收電路(RX3)的頻帶附近的阻抗。
4.如權利要求2或3所述的高頻開關模塊，其特征在于上述分頻電路由LC電路構成，上述第1及第2開關電路由開關元件構成，上述開關電路的各個發送系統具有由LC電路所構成的低通濾波器，上述分頻電路的LC電路、上述低通濾波器的LC電路及上述開關電路的電感元件的至少一部分，由構成層積體的電介質層中所形成的電極圖形構成，構成上述開關元件及上述LC電路的一部分的芯片元件安裝在上述層積體上。
5.如權利要求3所述的高頻開關模塊，其特征在于還具有與上述層積體一體構成的高頻放大器部，上述高頻放大器部至少具有半導體元件與電壓供給電路與匹配電路，構成上述電壓供給電路與上述匹配電路的電感元件及LC電路的至少一部分，由上述電介質層中所形成的電極圖形構成，構成上述開關元件及上述LC電路的一部分的芯片元件安裝在上述層積體上。
全文摘要
本發明涉及一種控制高頻開關模塊的控制方法，該高頻開關模塊具有由將入射到天線中的信號分頻為第1發送接收系統的接收信號與第2及第3發送接收系統的接收信號的第1及第2濾波器電路(F1、F2)所構成的分頻電路；設置在第1濾波器電路(F1)的后段，通過控制電路(VC1)所供給的電壓來切換第1發送接收系統的發送電路(TX1)與接收電路(RX1)的第1開關電路(SW1)；及設置在第2濾波器電路(F2)的后段，通過控制電路(VC2、VC3)所供給的電壓來切換第2和第3發送接收系統的發送電路(TX2)和第2發送接收系統的接收電路(RX2)與第3發送接收系統的接收電路(RX3)的第2開關電路(SW2)，在通過從上述控制電路(VC1)將正電壓輸入給上述第1開關電路(SW1)，將上述第1發送接收系統的發送電路(TX1)與天線相連接的同時，從上述控制電路(VC3)輸入正電壓。
文檔編號H01P1/15GK1765029SQ20058000004
公開日2006年4月26日 申請日期2005年2月16日 優先權日2004年6月7日
發明者林健兒 申請人:日立金屬株式會社