共平面波導諧振器的制作方法

專利名稱：共平面波導諧振器的制作方法
技術領域：
本發明涉及用作例如移動通訊、固定微波通訊等發送接收的諧振器或濾波器、由共平面線路構成的共平面波導諧振器。
背景技術：
把現有的共平面波導諧振器表示在圖11上。此后，共平面波導諧振器有時被稱為“諧振器”。
在電介質襯底11上形成中心導體12a，此中心導體12a的兩側各自打開間隔s露出電介質11，形成一對地導體13a和13a’，在中心導體12a的一端，中心導體12a的1方側212a和地導體13a以短路端部14a，及其他側212a’和地導體13a’以短路端部14a’各自連接短路起來。地導體13a和13a’的另一端用地導體連接部13con連接，中心導體12a的另一端隔開間隔g與該地導體連接部13con對置。短路端部14a、14a’，地導體連接部13con在圖中以虛線劃分表示區別，然而它們與地導體和中心導體外表上是整體形成的。中心導體12a、地導體13a和13a’以及短路端部14a和14a’共同構成的共平面型線路由中心導體12a的寬度w和地導體13a和13a’間的距離w+2s之比決定特性阻抗。中心導體12a和地導體13a、13a’是在同一平面上形成的，所以能簡單地形成短路端部14a、14a’。總之，與使用需要通孔的微帶型線路的微波電路相比，用了共平面型線路的微波電路方面設計的自由度更大，制作也更容易。
在共平面型線路的一個例子中，電介質襯底11具有介電常數9.68。襯底11的厚度為Lc＝0.5mm。導體由超導材料制成并且厚度Ld＝0.5μm，w＝218μm，s＝91μm。
中心導體12a的長度L1為電學長度4分之1波長，即，與此波長的高頻信號諧振。在以下說明中總稱地導體13a、13a’為地導體13，而且短路端部14a和14a’有時記載為短路端部14。短路端部14也叫做短線。
多個串聯共平面波導諧振器能構成共平面濾波器，刊登在例如非專利文獻1(T.TSUJIGUCHI et al.“A Miniaturized End-Coupled BandpassFilter Using λ/4 Hair-pin Coplanar Resonators，”p.829，1998 IEEE MTT-SDigest)和非專利文獻2(I.AWAI et al.pp.1-4,2000China Japan JointMeeting On Microwaves“Coplanar Stepped-Impedance-ResonatorBandpass Filter”)，以及非專利文獻H.SUZUKI et al.“A Low-Loss 5GHzBandpass Filter Using HTS Quarter-Wavelength Coplanar WaveguideResonators”，pp.714-719，IEICE TRANS.ELECTRON.，VOL.E85-C，NO.3MARCH 2002上。
把由圖11所示的共平面波導諧振器構成的共平面濾波器的例子表示在圖12A上。該例子是4個共平面波導諧振器15a、15b、15c和15d在共同電介質襯底11上串聯后的情況，諧振器15a、15b是將短路端部14作為共用，詳細點說，諧振器15a的2個地導體13a、13a’、2個短路端部14a、14a’以及中心導體12a，成為與諧振器15b的2個地導體13a、13a’、2個短路端部14b、14b’以及中心導體12b共用，構成所謂的foot-to-foot arrangement(電感性耦合部)16ab以耦合兩個諧振器。諧振器15b和15c是互相對置接近中心導體12b和12c的開放側(與短路端部14相反一側)端緣耦合構成的top-to-top arrangement(電容性耦合部)17bc。諧振器15c和15d是共用地導體13c、13c’和13d、13d’、短路端部14c、14c’和14d、14d’、中心導體12c和12d，各自耦合構成foot-to-footarrangement(電感性耦合部)16cd。總之，交替被用電容性耦合和電感性耦合，作為由4級諧振器的通帶頻率響應特性的濾波器。這些以諧振器串聯連接的一端諧振器15a的開放端和電容性耦合部17ia耦合后的共平面線路型輸入部18，而且以另一端諧振器15d的開放端和電容性耦合部17do耦合后的共平面線路型輸出部19，在電介質襯底11上共用地導體13而形成。耦合輸入部18和輸出部19和諧振器15a和15d的各電容性耦合部17ia、17do，設定比諧振器15b和15c間的耦合部17bc電容性耦合度要大。
把表示在根據用力矩法的電磁場模擬的圖12A的濾波器電流密度分布計算結果表示在圖13。這時的計算條件表示如以下。
計算條件

在該計算方面，在圖12A用作為X-Y軸表示的正交座標軸進行模擬。因此，在圖13中X軸位置上Xo的位置相當于輸入部18的輸入端，X6的位置相當于輸出部19的輸出端，X1～X5的各位置是各自相當于電容性耦合部17ia、電感性耦合部16ab、電容性耦合部17bc、電感性耦合部16cd，電容性耦合部17do。
各諧振器15a～15d的任一個，電流密度分布是開放端部為節，短路端部14成為波腹的大致正弦波狀。諧振器15a和15b的耦合部16ab，以及諧振器15c和15d的耦合部16cd，即在成為正弦波狀電流密度分布最大部分對各自電流密度分布產生波峰。這是因為在各緣線產生電流集中，即，中心導體12a的側面和表面的交叉緣線112a(見圖12B)與地導體13a的側面13a0和表面的緣線113a(見圖11)與短路端部14a的側面14a0(見圖11)和表面的緣線20a，即所謂的邊緣效應。并且，由于形成在短路端部14a的緣線20a和中心導體12a的緣線112a或地導體13a的緣線113a之間的角度為90度，在角部21a1和21a2進一步產生電流集中(在圖12A和圖12B中以虛線圓形表示)。其中，緣線20a在平面12A和圖12B中示為直線，中心導體12a的緣線112a和地導體13a的緣線113a也為平面圖表示。
此處，定義將中心導體12a和地導體13a短路的短路端部14a具有電介質側為直線狀的緣線20。如圖11所示，短路端部14a具有長度為s、厚度等于導體厚度的側面14a0，以及表面。這些面在緣線20a交叉在一起。該側面14a0面向在中心導體12a和地導體13a間形成的間距為s的間隙部，其露出電介質11。從圖12B的平面圖來看，緣線20a為直線，因此它被定義為短路端部14a的電介質側的緣線。中心導體12a的其他緣線112a和地導體13a的其他緣線113a在平面圖中也被看作直線，因此它們在電介質側以相同方式定義。上述以外的緣線也以相同方式定義為電介質側。
為了考察耦合部16ab的動作，從圖12A示出的濾波器中取出圖12B所示2個諧振器15a和15b的構成，對諧振器15a的1個短路端部14a的電流密度分布例子用與先前說過的同樣方法進行模擬，把此結果表示為圖14。模擬基于圖12B所示構造，地導體13a、13a之間設有連接部13con。
在該圖14中，按由圖12B所示的x-y軸構成的座標軸進行計算。為此，y軸上的位置yA相當于作為地導體13a的電介質11側緣線的直線113a的位置，位置yB相當于作為諧振器15a的中心導體12a的電介質側緣線的直線112a的位置。而且，X軸上的位置xA相當于作為短路端部14a的電介質側緣線的直線20a的位置。
從圖14很清楚看出，在角部21a1和角部21a2的各自角點(曲折點)121a1，121a2，電流密度分布上產生很大尖銳的峰，并在角部21a2的角點121a2上產生最大電流密度數值＝1365.5A/m。還有，圖14中，其它短路端部14a’的其它2個角部(以虛線圓形表示)21a2’，21a1’的電流密度分布的表示省略了。而且，x軸，y軸的原點是如圖12B所示。
還有，迄今在圖12A，例如角部總稱可表示為21，然而在圖12B因為更加詳細地表示特定角部而帶有附加字。即使在下面，全部以總稱表示的標號之內，指定特定的1個表示的情況下帶有附加字。
該角部21a1是作為短路端部14a的電介質側緣線的直線20a和作為在諧振器15a的地導體13a的電介質側緣線的直線113a在角點121a1交叉形成，帶有兩直線的交角θ1，該角部21a1具有的這樣的角度θ1在電介質側為90度。而且，角部21a2是，作為短路端部14a的電介質側緣線20a和作為中心導體12a的電介質側緣線的直線112a在角點121a2交叉形成，帶有兩直線的交角θ2，該角部21a2具有的這樣的角度θ2也在電介質側為90度。而且，同樣在使該諧振器15a的中心導體12a和地導體13b短路的其它短路端部14a’的緣線，在中心導體12a和地導體13b的電介質側緣線構成的角部21a2’、21a1’具有的角度θ2’、θ1’也在電介質側為90度。
還有，此后所謂這樣角部的角度都指的是從間隙部露出的電介質側的角度。
但是，現有的共平面波導諧振器因為短路端部14的角部(以虛線圓表示的)具有90度角，在這些角部的角點，產生電流密度分布變成最大的很尖銳的峰，成為使功率損耗增大的重要因素，這方面是問題。
進而并且，導體由超導材料構成的共平面波導諧振器方面，存在超導材料固有的臨界電流，即便使諧振器冷卻到臨界溫度以下，由于有的部分流過超過臨界電流密度的電流，就有超導狀態被破壞的這個問題。

發明內容
本發明的目的在于提供一種降低對有短路端部的共平面波導諧振器的最大電流密度，避免功率損耗增大的諧振器，而且導體由超導材料而構成的情況下提供阻止超導狀態破壞的共平面諧振器。
根據本發明，在具備短路端部的共平面波導諧振器中，中心導體和短路端部的角部、地導體和短路端部的角部，構成上述各角部的2條緣線構成的電介質側的角度設為大于90度。
根據本發明，進而，將各短路端部電介質側的緣線形狀，設為非線性并向短路端部內側凹陷的形狀。


圖1A是本發明實施例1的平面圖，圖1B是圖1A的1B-1B線剖面圖。
圖2是表示實施例1的短路端部的電流密度分布圖。
圖3是表示實施例1的變形例平面圖。
圖4A是本發明實施例2的平面圖，圖4B是其一個短路端部緣線的放大圖。
圖5是表示實施例2的變形例平面圖。
圖6A是本發明實施例3的平面圖，圖6B是圖6A的6B-6B線剖面圖。
圖7是表示本發明的實施例4的平面圖。
圖8是表示本發明的實施例6的平面圖。
圖9是表示天線收發共用器的框圖。
圖10是表示用了收發共用器40的通訊裝置基本構成框圖。
圖11是表示現有的共平面波導諧振器的立體圖。
圖12A表示現有共平面濾波器的平面圖，圖12B是由圖12A中的2個共平面波導諧振器而構成的共平面濾波器平面圖。
圖13是表示在圖12B所示的現有共平面波導諧振器的電流密度分布圖。
圖14是表示對圖12B所示一個現有的共平面波導諧振器的短路端部的電流密度分布圖。
圖15是表示實施例3短路端部的電流密度分布圖。
圖16A是實施例1～5的變形例的平面圖，圖16B是表示對一個共平面波導諧振器與輸入、輸出部的電感性耦合部上應用本發明例的平面圖，圖16C是圖16B的變形例的平面圖，圖16D是圖16又另外的變形例的平面圖。
圖17是表示在作為濾波器構成的共平面波導諧振器的輸入部和輸出部的電感性耦合部上應用本發明例的平面圖。
圖18是表示本發明實施例5的平面圖。
圖19是表示實施例6短路端部的電流密度分布圖。
圖20A是表示本發明的應用例圖，圖20B是表示其他的例圖，圖20C是表示又另外的例圖。
具體實施例方式
以下通過實施例，參照

本發明的實施方式。各圖中在與圖11和圖12相對應的部分附加相同參照號碼表示。
實施例1考察現有例子，如上述那樣，著眼于圖12B中諧振器15a的中心導體12a與地導體13a短路的短路端部14a的情況，因為直線狀形成該短路端部14a的電介質側緣線20a，所以2個角部21a1和21a2的角度θ1、θ2是各自成為90度，如上所述，產生電流集中。
因此為了消除該缺點，本發明把這些2個角部的角度增大到大于90度。作為實施例1來說，把這些連結2個角部的角點間的短路端部電介質側緣線形狀形成為向短路端部里面凹陷的非直線(曲線)形狀。
曲線可以說是等效為連續多個微小長度直線的線，所以以短路端部電介質側緣線為具有連續系數的曲線形狀時，形成角部的2條緣線構成的電介質側角度超過90度。
在圖1A上示出本發明實施例1。該例是2個共平面波導諧振器15a和15b各自與其短路端部14a和14b共同構成電感性耦合部16ab使之耦合后的情況，本實施例具有與圖12B所示現有例相同程度的諧振器15a和15b間的耦合度。本實施例的各個諧振器15a和15b，也與圖12B同樣，此作為諧振器工作一樣，在中心導體的開放側各自帶有構成具備地導體的連接部13con。
本實施例1與現有例不同的點，是半圓弧形形成連結諧振器15的中心導體12a及地導體13a和與短路端部14a的連接部的角部21a和21b的角點121a1和121a2之間的短路端部14a的緣線23a。
即連結表示在圖12B所示的現有共平面波導諧振器的2個角點121a1與121a2之間的短路端部14a的緣線20a是直線，然而在該圖1A示出的實施例1共平面波導諧振器短路端部14a的緣線23a，可以說是設2個角點121a1和121a2之間長度為直徑的圓的半圓弧作為緣線。根據本發明，如圖1A所示，該短路端部的電介質側緣線23a，成為向短路端部內部一側凹陷的形狀。設該凹部為24a’。
如圖1A所示，設定中心導體12a的地導體13a側的側緣112a為x0軸，設連結諧振器15a的短路端部14a分別與中心12a導體和地導體13a交叉的角點121a1和121a2的直線為y0軸，設諧振器15b的短路端部14b與中心導體12b交叉的角點121b2和諧振器15a的角點121a2(都是x0軸上的點)之間的距離為L。
諧振器15a的短路端部14a的緣線23a構成的曲線(圓弧)成為下式。
x02+(y0-s/2)2＝(s/2)2， 0≤x0，0≤y0諧振器15b的短路端部14b的緣線23b構成的曲線為下式。
(x0-L)2+(y0-s/2)2＝(s/2)2，L-s/2≤x0＜L， 0≤y0這時緣線23a、23b，等于使多個微小長度的直線順序連接，其相鄰微小長度直線的交角以大于90度的角度順序連接，角部21a1、21a2、21b1、21b2的角度與現有例90度情況比較，其角的彎曲更柔和，實質上是角點(曲折點)不存在了，所以各角部21(總稱)的角點的電流集中減少。把對該第1實施例的短路端部14a的電流密度分布計算例在圖2示出。計算條件除半圓弧形形成短路端部14a的緣線23a以外與圖12B的現有例情況同樣。而且，也在與現有例的圖12B相同位置設定x、y軸。
在該圖2中，y軸上的位置yA相當于直線113a的位置，yB相當于直線上112a的位置，x軸上的位置xA相當于連結角點121a1和121a2的直線位置。從該圖很清楚，總體上使電流密度大致平坦化，最大電流密度數值是1130.3A/m，相當于角點121a1(座標是xA，yA)，121a2(座標是xA，yB)的點，沒產生電流密度上大的峰值。與圖14所示的圖12B現有例電流密度分布比較，立刻可以理解，根據本發明的電流密度分布可達成改善。具體的是電流密度的最大值小于圖14的情況的大約17％。這意味著功率的最大值減少了大約31％。
短路端部14a、14b的緣線23a、23b的形狀比圓弧不管曲率強或者弱都行，在強曲率的例子對圖3中與圖1A對應部分附加同一參照號碼示出并省略其說明。緣線23a、23b的曲率一般地說，也可以用下式表示的圓錐曲線部分。
ax02+2bx0y0+cy02+2dx0+2ey0+f＝0其中a，b，c，d，e，f為任意常數。這樣的圓錐平面可通過用任意的平面切割圓錐體表面來獲得。
進而，一般地說，緣線23a、23b有連續的微分系數的曲線形狀的話就行。而且，只要是向短路端部里面凹陷就行。但是在保持其曲線形狀范圍內折線近似情況下，其相鄰折線的交角設為變成大于90度。這一點即使以下的實施例也同樣。
在實施例1中通用的電介質襯底11上設置2個共平面波導諧振器，然而也可以只有1個共平面波導諧振器，也可以設置3以上共平面波導諧振器。這一點即使在以下的實施中也同樣。
實施例2把擴大實施例1的共平面波導諧振器15a和15b的耦合度的例子作為實施例2示于圖4A。對圖4A中與圖1A、12B對應的部分附加同一參照號碼加以表示。在該實施例2中，也著眼于構成耦合部16ab的4個短路端部當中的一個短路端部14a進行說明，雖然把連結該短路端部14a和地導體13a的角點121a1和連結該短路端部14a和中心導體12a的角點121a2的直線作為緣線20a，但是作為圖12B的現有例的構成，把長度‘s＝2b’作為直徑以圓的半圓弧為緣線23a是實施例1的圖1A的構成。
然而本實施2中，從原先的位置沿著x0軸在短路端部的內側僅切入長度a的位置設置角點121a2的位置，因此形成具有上述長度a的直線狀緣線29，與其連接形成由長度s的半徑圓的1/4圓弧構成的緣線30，與其連接形成從作為地導體13a的電介質側緣線的直線113a向地導體13a內部側具有垂直地切入的長度a的直線狀緣線31，與其連接形成直徑為長度s＝2b的圓周1/4圓弧構成的2條緣線32和27，與其連接形成由直徑為長度2a的圓周1/4圓弧構成的緣線28而該端連接到角點121a1，綜合形成短路端部14a的緣線。
在此獲得的短路端部14a的整個緣線由緣線29，30，31，32，27和28組成，其連結角點121a2和121a1，比由直徑為長度s的圓的半圓弧23a構成的實施例1長。
在這里，將直線29和緣線30看作向短路端內部切入的凹部24a’的緣線，一般認為緣線31、32、27、和28是向地導體13a內切入的凹部24a的緣線。
由于在諧振器15a中形成凹部24a、24a’，在諧振器15b中形成凹部24b、24b’，短路端部14a、14b共同形成作為電感性耦合部16ab，其在與中心導體12垂直方向從地導體的電介質側緣線113a到連結緣線27和32的連結點33的線133，在地導體的內部延伸形成。由于在諧振器15a和15b中形成凹部24a、24a’和凹部24b、24b’，電感性耦合部16ab在x0方向的長度縮短了。
因此，兩個諧振器間的耦合度上升。
在圖4A所示的例2中，緣線29，30，31，32，27和28由圓弧構成。圖4A中一部分放大表示在圖4B。
作為中心導體12a的一方的，地導體13a側緣線112a的延長直線29是如下表示的直線y0＝0，0≤x0≤a，其中a是以短路端部14的電介質側緣線x軸上的角點與x0-y0座標系的座標原點的距離。
與緣線29連接的緣線30是以(x0-a)2+(y0-s)2＝s2，a≤x0≤a+s，0≤y0≤s表示的半徑是s的圓的四分之一圓弧，與緣線30連接，在與中心導體12垂直方向的緣線31是以x0＝a+s，s≤y0≤s+a表示的直線，與緣線31連接的緣線32、27是各自以(x0-(a+b))2+(y0-(s+a))2＝b2，a+b≤x0≤a+2b，s+a≤y0≤s+a+b，b是寬度s的二分之一，(x0-(a+b))2+(y0-(s+a))2＝b2，a≤x0≤a+b，s+a≤y0≤s+a+b，b是寬度s的二分之一表示的半徑是b的圓的1/4圓弧，b是凹部24a寬度s的1/2。
與緣線27連接的緣線28是以x02+(y0-(s+a))2＝a2，0≤x0≤a，s≤y0≤s+a表示的半徑是a的圓的1/4圓弧。
如果根據本實施例2，共平面波導諧振器15a和15b的耦合增大，所以能壓制耦合部16ab的電流密度集中就容易理解了。
這樣共平面波導諧振器15a和15b間的耦合度增大，而且各角部的緣線成為曲線狀的情況下，如上述那樣不限于圓弧形狀的情況，其曲率也可以增強，也能削弱。對與圖5和圖4相對應的部分附加同一參照號碼表示這一例子。在圖4示出的例子中雖然把由凹部24a形成的緣線32和27連起來成為半圓弧形狀，但是圖5中由凹部24a的形成的緣線是比圓弧還增強的情況。詳細的說明省略。
實施例3圖1A所示的實施例1是，短路端部14a具有由半圓弧形曲線23a構成的緣線。而且，該半圓弧狀緣線作為無數微小長度的直線相互相鄰連結后的曲線進行了說明。
本發明的實施例3，從中心導體12a和短路端部工4a的角部21a2到地導體13a和短路端部14a的21a1角部的作為短路端部14a的緣線，至少3條直線按順序互相連接而構成，這些直線當中鄰接的2條彼此連接構成的角部至少有2個，在向短路端部內側凹陷的位置設置這些角部，在此角部鄰接的2條直線構成的電介質側角度構成為都成為大于90度，而且，位于角部21a2和21a1的角度也是構成了使之成為大于90度的情況。
圖6中表示其一例。這時也是采用把短路端部14a和14b作為共同的耦合部16ab的辦法，耦合短路端2個共平面波導諧振器15a和15b的情況。按順序互相連接的3條直線22a1、22a2和22a3構成從中心導體12a和短路端部14a的角部21a2到地導體13a和短路端部14a的角部21a1的短路端部14a緣線，是在該緣線中設置了2個角部21a3和21a4的例子。
也就是在中心導體12a和短路端部14a的角部21a2的角點121a2，緣線22a2是其一端，構成中心導體12a的電介質側緣線的直線112a和以大于90度的電介質側角度θ2連接，直線22a2的另一端，在角部21a3的角點121a3以大于90度的電介質側角度θ3，與對中心導體12成直角的直線22a2的一端連接起來。
進而，該直線22a2的另一端，在角部21a4的角點121a4以大于90度的電介質側角度θ4與直線22a3的一端連接，該直線22a3的另一端，在角部21a1的角點121a1以大于90度的電介質側角度θ1與作為地導體13a電介質側緣線的直線113a的一端連接起來。
該實施例3是連結2個角點121a1和121a2的短路端部14緣線內進而增加了2個角點121a3、121a4，連結這些角點就成為梯形，本實施例的緣線，可以說是從現有的緣線20a在短路端內部形成梯形狀凹部24a’而得到的。
在圖6A中構成短路端部14a緣線的直線22a1和22a2及22a3為同一長度的情況，所以按θ1＝θ2、θ3＝θ4，其他條件設與圖14情況相同，把算出短路端部14的電流密度分布的結果表示于圖15。所得到的最大電流密度值是1194.7A/m。還有，在該圖15，y軸上的位置yA相當于直線113a的位置，yB相當于角點121a4的位置，yC相當于角點121a3的位置，yD相當于直線112A的位置，x軸上的位置xA相當于角點121a1和121a2的位置，xB相當于連結121a3和121a4的直線22a2的位置。
如果比較該圖15和圖14的話，立刻就知道，在角部21，本實施例的電流密度峰值變小了。
從該實施例3可以理解，關鍵是在短路端部緣線中的4個角部的角度中最小的角度，即圖6中直線22a1和22a2的交角θ3或直線22a2和22a3的交角θ4的任一個只要大于90度就好。即基于此點，在角部21的電流密度集中比現有的(短路端部14的緣線20a直線的)降1％左右，令人滿意的是變成5％左右以上，就功率來說2％左右，令人滿意是壓制10％左右的程度就好。其要求因設備而不同。
實施例4本發明的實施例4與實施例2同樣，增大共平面波導諧振器15a和15b間的耦合度，與實施例3同樣，使短路端部14a和14b的緣線為梯形。即在地導體13a、13b內形成凹部24a、24b，使耦合部16ab延伸至地導體13a、13b內的直線133，并且在短路端部14a、14b內形成凹部24a’、24b’，使耦合部16ab的距離變短以增大耦合度。圖7中給與圖4和圖6對應的部分附加同一參照號碼并示出實施例4。
中心導體12a和短路端部14a形成的耦合角部21a2具有角點121a2，地導體13a和短路端部14a形成的角部21a1具有角點121a1。通過在地導體13a中形成凹部24a，在地導體13a中獲得5個角點121a4、121a5、121a6、121a7和121a8。通過在短路端部14a中形成凹部24a’，角點121a2移至直線29的一端，從而獲得角點121a3。在角點121a2，直線29和22a1以角度θ2連結；在角點121a3，直線22a1和22a2以角度θ3連結；在角點121a4，直線22a2和22a3以角度θ4連結；在角點121a5，直線22a3和22a4以角度θ5連結；在角點121a6，直線22a4和22a5以角度θ6連結；在角點121a7，直線22a5和22a6以角度θ7連結；在角點121a8，直線22a6和22a7以角度θ8連結；在角點121a1，直線22a7和地導體13a的緣線113a以角度θ1連結，從而形成短路端部14a的緣線。其為凹的梯形狀。
在每一個角點，相鄰的2直線構成的角部電介質側的角度為大于90度。該實施例4也是，角點數、鄰接直線構成的角度的關系，與實施例3同樣是可以變形。
實施例5作為實施例5，如圖18所示，通過在短路端部14a中形成凹部24a’而獲得角點121a3，短路端部14a的緣線凹陷為三角形狀，而不是圖12B所示的現有例的直線。
在圖18的例子中，在角點121a1，作為地導體13a電介質側緣線的直線113a和直線22a2的一端以角度θ1交叉連接，在角點121a2，以角度θ2交叉連接作為中心導體12a電介質側的緣線的直線112a和直線22a1。而且這些2條直線22a1和22a2在角點121a3，以角度θ3交叉連接，構成角部21a3。
該實施例5的上述角部21a3的角度θ3超過90度的鈍角，例如把角度設為120度情況的電流密度分布計算例表示在圖19。計算條件是除三角形狀形成短路端部14a的緣線以外都與圖14的現有例的情況相同。而且，也在與現有例的圖12B相同位置設置x，y軸。
從該圖19很清楚，能得到最大電流密度值為1236.6A/m的計算結果，在短路端部14的電流密度分布方面，可以確定，比圖12B所示的現有例的峰值要小。
希望所有的角部都為大于90度的鈍角θ3。
在該圖19中，y軸上的位置yA相當于直線113a的位置，yB相當于直線112a的位置，x軸上的位置xA相當于角點121a1和121a2的位置，xB相當于角點121a3的位置。
實施例6實施例6是由多個共平面波導諧振器構成濾波器時，是在各自的共平面波導諧振器上應用了本發明的情況。其一例示在圖8中，對與圖1A、圖12A相對應的部分附加同一參照號碼來表示。在該圖8所示的例子中，構成圖12A中所示濾波器的共平面波導諧振器，應用了圖1A所示的實施例1，并省略重復說明。作為構成該濾波器的共平面波導諧振器，不僅實施例1，而且實施例2、實施例3、實施例4、和實施例5都能應用的情況是容易理解的了。在上述的各實施例方面，中心導體12的長度L1不限于四分之一波長，對使用頻率要求，只要是諧振的電學長度就行。
其他的實施例、應用例上述實施例中，對2個諧振器15a和15b的短路端部14a和14b的緣線，作為帶有對稱形狀而進行了說明，然而本發明不限于此。
例如，組合帶有由圖1A、3、4A、5、6A、7、18的形狀而構成的緣線的2個諧振器用的這些緣線也可以。將其一例表示在圖16A。
進而，在實施例1方面，以電感性耦合部16耦合共平面波導諧振器15a和15b之間的情況已說過了，但是以電感性耦合部16耦合共平面波導諧振器和共平面輸入部18或/和輸出部19之間的情況下本發明也能應用。圖16B表示其構成。而且，也能使該耦合部一方的短路端部的緣線形狀與另一方短路端部緣線的形狀不同。圖16C表示其構成。這些說明都省略。
在實施例2和4方面，為了增大共平面波導諧振器間的電感性耦合部16的耦合度而形成了凹部24a和24b的情況下，應用了本發明，然而為了增大共平面波導諧振器和共平面輸入部或/和與輸出部的電感性耦合部16的耦合度而形成了凹部24情況下也能應用本發明。
對其共平面波導諧振器和共平面輸入部18或輸出部19之間的電感性耦合部16上應用本發明例表示在圖16D，對構成濾波器的共平面波導諧振器和其輸入部或/和輸出部的各電感性耦合部16上應用本發明例表示在圖17，各自在與圖4、圖7、圖8相對應的部分附加同一的參照號碼，并省略其說明。這些情況都以本發明之一的共平面波導諧振器(圖16D中，指的是諧振器15，圖17中，指的是諧振器15a或15b)的短路端部為中心在其相反一側，各自延長中心導體、地導體之后設置又一個共平面輸入部18或共平面輸出部19。
并且，一般即使一個共平面波導諧振器，在諧振器15a的地導體13a側也形成凹部24a的情況下，也能如圖4、7和8所示的那樣構成。
實施例1～6的各共平面波導諧振器因為不論哪個角部都有超過90度的鈍角，所以能壓制電流密度向角部集中，能相應減少功率損耗。
在實施例1～6的各共平面波導諧振器中，用臨界溫度以下成為超導狀態的超導材料構成中心導體12和地導體13、短路端部14、耦合部16，能顯著減少電流損耗。此時，作為超導材料，也能用臨界溫度為液氮沸點77.4K以上的高溫超導體。就這種的高溫超導體來說，例如，有Bi，Tl系、Pb系、Y系等的銅氧化物超導體，這些都可能使用。這樣的超導體那么，例如只要冷卻到液氮沸點77.4K左右，就獲得超導狀態，因而能緩和用于獲得超導狀態的冷卻裝置的冷卻能力。這樣以超導材料構成，也能應用本發明，能降低電流密度的集中，所以輸入大功率信號時，能夠防止超過臨界電流的電流流動而破壞超導狀態的問題，充分地能發揮超導體的低損耗性能。
再次著眼于作為現有例濾波器的圖12結構，就成對(如15a和15b)構成電感性耦合部16ab的2組共平面波導諧振器來說，在角部23a和23b其電流密度并不總是相等。
實際上，一對諧振器15a和15b的其中之一，即更靠近輸入部18的諧振器15a比另一方的諧振器15b具有較低的電流密度。
構成電感性耦合部16cd的諧振器15c、15d也同樣。比另一諧振器15c更靠近輸出部19的諧振器15d具有比諧振器15c低的電流密度。這意味著諧振器15b和15c比諧振器15a和15d更有可能被毀壞。
因此，將本發明用于諧振器15b和15c更有效，而諧振器15a和15d可以為現有的緣線。
本發明的一個這樣的應用例示于圖20A，其中，諧振器15b設為具有半圓弧狀的緣線23a，而諧振器15a設為具有角度為90度的兩個角部的緣線20a。
另一例示于圖20B，其中，諧振器15b設為具有四邊形或梯形的凹狀的緣線，而諧振器15a設為具有角度為90度的兩個角部的緣線20a。
再另一例示于圖20C，其中，諧振器15b設為具有四邊形或梯形的凹狀的緣線，而諧振器15a設為具有三角形狀的緣線。
根據這些應用例，由此獲得的濾波器具有電流密度減低效果，比現有濾波器能大大降低超導狀態被破壞的擔心。這時，通過這些實施例，有縮短用于把本發明的緣線形狀設計成圓弧形狀或四邊形或梯形的凹狀的計算機模擬時間的效果。
說明本發明的應用狀況。
如圖9所示，在天線端子41上，連接通過接收頻帶而阻止發射頻帶的接收濾波器42和通過發射頻帶而阻止接收頻帶的發送濾波器43，有時構成發射和接收共用1個天線的收發共用器40。該接收濾波器42和發送濾波器43能應用構成本發明濾波器的共平面諧振器。還有，將接收電路44連接到該收發共用器40的接收端子R，發送電路45連接到發射端子T，而且將天線46連接到天線端子41，也能作為通訊設備。這時，用構成本發明濾波器的共平面波導諧振器，就能降低濾波器插入損耗，在通訊設備的高頻收發部減少插入損耗，降低雜音。
發明效果著眼于中心導體和地導體的各短路端部的緣線，如圖12所示的現有例有2個以上角部21a1、21a2，其角度為90度。
另一方面，本發明，因為有2個或2個以上的角部21a1、21a2、21a3...，并且全部角部的角度具有比90度還要平緩的鈍角，所以就能降低該部分的電流密度集中，能減少功率損耗。而且導體由超導材料構成的情況下，能在同一輸出輸出電力情況下阻止破壞超導狀態。
作為匯總，表示比較現有例和本發明的最大電流密度。

權利要求
1.一種共平面波導諧振器，具有中心導體；一對短路端部；一對地導體；以及電介質襯底，所述中心導體、所述短路端部和所述地導體以如下的共平面方式配置在所述電介質襯底上所述地導體經由間隙部配置在所述中心導體的兩側，從該間隙部露出電介質，各短路端部的一端與中心導體相連，另一端與一個地導體相連，從而分別形成角部；各角部由在其角點連結在一起、電介質側的角度大于90度的兩條緣線構成。
2.按照權利要求1所述的共平面波導諧振器，所述各短路端部的電介質側緣線，向短路端部內側凹陷。
3.按照權利要求1或2所述的共平面波導諧振器，所述各短路端部的電介質側緣線，進一步向所述地導體內側凹陷
4.按照權利要求1～3所述的共平面波導諧振器，所述各短路端部的電介質側緣線是至少由在角點連結在一起的兩條直線構成，該角點位于向短路端部內側凹陷的位置，該角點的電介質側角度為大于90度。
5.按照權利要求1～3任一項所述的共平面波導諧振器，所述各短路端部的電介質側緣線是有連續的微分系數的曲線形狀。
6.按照權利要求1～5任一項所述的共平面波導諧振器，多個所述諧振器形成在電介質襯底上并通過電感性或電容性耦合部順序耦合以定義一個濾波器結構。
7.按照權利要求1～5任一項所述的共平面波導諧振器，兩個共平面波導諧振器形成在電介質襯底上并通過電感性或電容性耦合部順序耦合，所述兩個諧振器有相同短路端部的緣線形狀。
8.按照權利要求1～5任一項所述的共平面波導諧振器，兩個共平面波導諧振器形成在電介質襯底上并通過電感性或電容性耦合部順序耦合，所述兩個諧振器有不同的短路端部緣線形狀。
9.按照權利要求1～5任一項所述的共平面波導諧振器，共平面波導諧振器和共平面輸入部或輸出部形成在電介質襯底上并通過電感性或電容性耦合部順序耦合，所述諧振器和所述共平面輸入部或輸出部有相同短路端部的緣線形狀。
10.按照權利要求1～5任一項所述的共平面波導諧振器，共平面波導諧振器和共平面輸入部或輸出部形成在電介質襯底上并通過電感性或電容性耦合部順序耦合，所述諧振器和所述共平面輸入部或輸出部有不同的短路端部緣線形狀。
全文摘要
在電介質襯底(11)上以共平面方式形成中心導體(12)和在其兩側隔開形成地導體(13)，中心導體(12)的長度L1按電學長度為四分之一波長。以短路端部(14)連接中心導體(12)和兩側的地導體(13)，從而形成角部，在此分別獲得共平面波導諧振器。短路端部14的緣線凹成弓形曲線狀，以使各角部具有大于90度的角度，從而減低功率電流集中在各自角部的角點。
文檔編號H01P7/08GK1612408SQ20041009811
公開日2005年5月4日 申請日期2004年9月6日 優先權日2003年9月5日
發明者佐藤圭, 楢橋祥一, 小泉大輔, 山尾泰 申請人:株式會社Ntt都科摩