在無線終端中的改進或涉及無線終端的改進的制作方法

專利名稱：在無線終端中的改進或涉及無線終端的改進的制作方法
技術領域：
本發明涉及具有雙頻帶天線裝置的無線終端，例如蜂窩電話，雙頻帶天線裝置包括一個大體上平面的接線天線，本發明還涉及包含這種裝置的模塊，在本說明書中，術語雙頻帶天線涉及在兩個(或多個)分開的頻帶都能滿意地工作的天線，而不是在頻帶之間的未使用的頻譜中工作的天線。
背景技術：
無線終端，例如移動電話手機，通常加入外部天線(如常規模式的螺旋線或曲折線天線)或者內部天線(平面倒F型天線(PIFA)或者類似天線)。
這樣的天線是小型的(與波長相比)，因此由于小型天線的基本限制，所以這樣的天線是窄帶的。然而，蜂窩無線通信系統在一般情況下的帶寬百分數為10％或者更大些。例如從PIFA實現這樣的帶寬需要相當大的體積，因為在接線天線的帶寬和它的體積之間存在直接的相互關系，但這樣的體積對于當前的趨于小型手機的趨勢而言是不容易得到的。進而，當接線高度(patch height)增加時，PIFA在共振時變為電抗性的，這是改進帶寬所必要的。
美國專利說明書6061024公開了一種用于單個頻帶(例如800-900MHz)的便攜式無線收發器的雙工天線，其中的天線包括對應的PIFA發送和接收天線，對應的PIFA發送和接收天線作為插接件形成在印刷電路板上，所說的印刷電路板安裝在一個電路板的參考接地平面的上方并且面對這個參考接地平面，在這個電路板上安裝發送器和接收器部件。分開的饋電點相互連接發送器的輸出帶通濾波器和接收器的輸入帶通濾波器與它們的對應的接線天線。一個導電的基座連接參考接地平面與在接線件(patches)之間延伸的印刷電路的一個細長區。發射和接收天線這兩者都是窄帶的，如1.66MHz，通過使用PIN二極管開關耦合電抗元件(如電容或電感)到對應的天線，可使這個天線在較寬的頻帶(如25MHz)上是可調諧的。
我們的待審查的沒有公開的PCT專利申請IB02/05031(申請人代號為PHGB010194)公開了一種具有雙頻帶PIFA的無線終端，所說的雙頻帶PIFA包括一個大體上平面的接線導體(patch conductor)。第一饋電導體包括在第一點上連接到接線導體的第一饋電插針，第二饋電導體包括在第二點連接到接線導體的第二饋電插針，接地導體包括連接在接線導體上的第三點和接地平面之間的地針。饋電插針和地針可以具有不同的橫截面積以提供阻抗變換。通過接地導體和對應的一個饋電導體形成第一和第二傳輸線路。第一和第二傳輸線路是短路的傳輸線路，它們的對應的長度由連接第一饋電插針和地針的第一連接導體、以及連接第二饋電插針和地針的第二連接導體確定。包括第一和第二并聯的電容裝置的互補電路元件分別耦合在第一、第二饋電插針和地針之間。所述的天線是通過一個雙工器饋電的，因而可以提供例如GSM電路(在頻帶880-960MHz上操作)和DCS電路(在頻帶1710-1880MHz上操作)之間的隔離。提供雙工器雖然可使所述的天線裝置令人滿意地工作，但卻表現出了不期望的復雜性。

發明內容
本發明的一個目的是簡化無線終端的體系結構。
按照本發明的一個方面，提供一種具有雙頻帶天線裝置的無線終端，所說的無線終端包括一個天線，所說的天線具有用于較低的第一頻帶中的信號的第一饋電點，以及用于較高的第二頻帶中的信號的第二饋電點，和地針；第一耦合裝置，用于耦合第一收發器的發送和接收路徑到第一饋電點；第二耦合裝置，用于耦合第二收發器的發送和接收路徑到第二饋電點；第一和第二耦合裝置中的每一個都包括一個1/4波長傳輸線路，1/4波長傳輸線路的第一端耦合到對應的發送信號路徑，1/4波長傳輸線路的第二端通過帶通濾波裝置耦合到對應的接收信號路徑；第一開關裝置，耦合發送信號路徑到對應的1/4波長傳輸線路的第一端；第二開關裝置，耦合對應的1/4波長傳輸線路的第二端到地；和，當處在發送模式時用于接通第一和第二耦合裝置之一的第一和第二開關裝置的并且當處在接收模式時用于斷開第一和第二開關裝置的裝置，第一和第二耦合裝置中的另一個的第一和第二開關裝置是不導通的。
按照本發明的第二方面，提供一種與雙頻帶天線裝置一起使用的射頻模塊，所說的射頻模塊包括用于較低的第一頻帶中的信號的第一天線饋電點，用于較高的第二頻帶中的信號的第二天線饋電點，和地針；第一耦合裝置，用于耦合第一收發器的發送和接收路徑到第一饋電點；第二耦合裝置，用于耦合第二收發器的發送和接收路徑到第二饋電點；第一和第二耦合裝置中的每一個都包括一個1/4波長傳輸線路，1/4波長傳輸線路的第一端耦合到對應的發送信號路徑，1/4波長傳輸線路的第二端通過帶通濾波裝置耦合到對應的接收信號路徑；第一開關裝置，耦合發送信號路徑到對應的1/4波長傳輸線路的第一端；第二開關裝置，耦合對應的1/4波長傳輸線路的第二端到地；和，當處在發送模式時用于接通第一和第二耦合裝置之一的第一和第二開關裝置的并且當處在接收模式時用于斷開第一和第二開關裝置的裝置，第一和第二耦合裝置中的另一個的第一和第二開關裝置是不導通的。
按照本發明的第三方面，提供一種射頻模塊和天線的組合，所說的射頻模塊是按照本發明的第二方面制成的，所說的天線具有連接到第一和第二饋電點以及地針的裝置。
天線可以包括接線天線，如PIFA(平面倒F型天線)。
地針可設置在第一和第二饋電點之間，和與第一和第二饋電點絕緣。
第一和第二開關裝置可以包括任何合適的射頻開關器件，如PIN二極管。


現在參照附圖借助于實例描述本發明，其中圖1是按照本發明制成的無線終端的一個實施例的示意方塊圖；圖2是具有PIFA以及發送和接收濾波器的電路板的示意圖；圖3是史密斯圓圖，表示GSM發送模式的終端的性能；圖4是曲線圖，表示對于GSM發送模式的模擬反射波損耗S11(以分貝為單位)與頻率(單位GMz)的關系；圖5是曲線圖，表示GSM發送模式的總效率；圖6是曲線圖，表示GSM發送頻帶外衰減；
圖7是史密斯圓圖，表示DCS發送模式的終端的性能；圖8是曲線圖，表示對于DCS發送模式的模擬反射波損耗S11(以分貝為單位)與頻率(單位GMz)的關系；圖9是曲線圖，表示DCS發送模式的總效率；圖10是曲線圖，表示DCS發送頻帶外衰減；圖11是史密斯圓圖，表示DCS接收模式的終端的性能；圖12是曲線圖，表示對于DCS接收模式的模擬反射波損耗S11(以分貝為單位)與頻率(單位GMz)的關系；圖13是曲線圖，表示DCS接收模式的總效率；圖14是史密斯圓圖，表示GSM接收模式的終端的性能；圖15是曲線圖，表示對于GSM接收模式的模擬反射波損耗S11(以分貝為單位)與頻率(單位GMz)的關系；圖16是曲線圖，表示GSM接收模式的總效率。
具體實施例方式
參照附圖1，無線終端包括具有饋電點12、14的PIFA天線，與饋電點12、14相連的分別是在頻帶880-960MHz操作的GSM收發器、以及在頻帶1710-1880MHz操作的DCS收發器。地針16設置在饋電點12、14之間，如圖2所示，下面對此還要進行描述。因為GSM和DCS兩種收發器的體系結構總體上說來是相同的，所以對應的級分別標注后綴A和B，并且為簡潔起見，只描述GSM收發器。GSM收發器的發送器部分包括耦合到輸入信號處理級20A的一個信號輸入端18A。級20A耦合到調制器22A，調制器22A向發送器級24A提供一個調制的信號，發送器級24A包括頻率上變換器、功率放大器、和任何相關的濾波器。一個通用的耦合級26A耦合這個發送器級到天線饋電點12。下面，對于通用的耦合級26A和26B還會進行更加詳細的描述。耦合級26A還要耦合到GSM收發器的接收器部分28A并且到饋電點10。接收器部分28A包括低噪聲放大器、頻率下變換器、和濾波器。在解調器30A中解調接收器部分28A的輸出，解調器30A的輸出加到信號處理級32A，信號處理級32A在端34A提供輸出信號。兩個收發器的操作是由處理器36控制的。
參照附圖2，印刷電路板PCB在一側有元件(未示出)，在相反的一側有接地平面GP。PIFA10安裝在印刷電路板上，或者說由印刷電路板攜帶。按照幾種可替換的方式可以實施PIFA，例如使用幾個絕緣材料短柱并通過PCB攜帶一個預先形成的金屬板，由PCB攜帶的印刷電路板的一個預先蝕刻的塊，通過選擇性地蝕刻設在絕緣材料上的導電層、或者通過選擇性地印刷在絕緣塊上的導電層形成PIFA的一個絕緣材料塊，或者是在蜂窩電話箱體上的天線。為了在GSM和DCS頻率使用，PIFA10的尺寸是長度(尺寸“a”)為40mm，高度(尺寸“b”)為8mm，深度(尺寸“c”)為4mm。平面導體或者說是導電層加進一個縫隙40，縫隙40包括4個相互連接的矩形部分40A-40D，這4個相互連接的矩形部分40A-40D組成的整個形狀接近一個無點的倒置問號。向PIFA10的上邊緣開放的部分40A的寬度大于部分40B-40D的寬度，40B-40D的寬度基本上相同。縫隙40可以被認為是將這個平面導體分割為與一個共用的饋電點相連的兩個天線，即用于DCS頻帶的一個較小的中央輻射體R1和用于GSM頻帶的一個較長的包圍中央輻射體R1的輻射體R2。
饋電點12、14在地針16的任何一側，在饋電點12、14和地針16之間的空間部分地填充導電材料42以便留下未填充的間隙G1和G2，每個間隙約為2mm。在地針16的每一側上的間隙的大小可以不同，以便相互獨立地優化每個頻帶。可以看出，用于GSM的饋電插針12的寬度大于饋電插針14的寬度，因此對于兩個頻帶的共模阻抗變換是不同的。
與圖2所示另外的饋電點12、14和地針16的安排也是可能的。例如，地針16可以偏向饋電點12、14的一側。
由于導電材料42部分地填充對應的饋電插針12、14和地針16之間的空間，所以PIFA在每個饋電點兩端加入了一個低值的并聯電感。這個電感是通過在每個饋電點上的并聯電容46A、46B(圖1)在天線的共振頻率與并聯電感的共振進行調節的。由于饋電點是相互獨立的，所以可以獨立地優化每個電容，所以對于兩個頻帶可以產生更寬的頻帶特性，同時在兩個頻帶之間不需要任何折衰。為了防止能量在兩個饋電點12、14之間的傳遞，要通過提供共用的耦合級26A、26B對于天線與射頻前端要進行協調的設計。
現在回顧一下如圖1所示的耦合級26A、26B，除了在級26B中有一個差別以外，這些級的體系結構是相同的，當然要針對特定的使用頻率選擇元件的數值，并且在合適的情況下已經使用具有后綴A或B的相同標號來分別表示耦合裝置26A和26B中對應的元件。
為方便起見，描述耦合級26A，在耦合裝置26B中對應的元件的標號表示在括號內。發送級24A(24B)的輸出耦合到低損耗PIN二極管D1(D3)的陽極，二極管D1(D3)的陰極耦合到串聯電感48A(48B)的一端。串聯電感48A(48B)的另一端耦合到饋電點12(14)，到并聯電容器46A(46B)，并且到1/4波長(λ/4)傳輸線路50A(50B)的一端。傳輸線路50A(50B)的另一端耦合到低損耗PIN二極管D2(D4)的陽極，二極管D2(D4)的陰極耦合到地，并且耦合到帶通濾波器52A(52B)的輸入端。帶通濾波器52A(52B)右以包括SAW濾波器。帶通濾波器52A(52B)的輸出耦合到接收器部分28A(28B)的輸入端。
如果濾波器52B實施成一個SAW濾波器，則在從傳輸線路50B的另一端到帶通濾波器52B的輸入端的信號路徑中提供一個射頻共振陷波電路54。陷波電路包括串聯電容器56和并聯電感器58，并聯電感器58借助于電容器60耦合到地。選擇電容器60的數值，從而可以調節電感器58，以便減小濾波器52B的輸入端的電壓。在一般情況下，這樣的SAW濾波器能夠處理功率高達13dBm(毫瓦分貝)的頻帶內信號。然而，對于頻帶外的信號，較高的功率可以傳遞到這樣的濾波器，這是有利的，因為GSM信號的功率高達30毫瓦分貝。在一個可替換的實施方案中，BAW(體聲波)濾波器可以被認為是向共振SAW器件展示相同的帶外阻抗特性，并且它們沒有遭受象加到SAW濾波器那樣的功率處理限制。
處理器36按照下面的真值表控制PIN二極管D1-D4的切換。

在操作中，當GSM發送器操作并且DCS發送器無效時，PIN二極管D1、D2導通，因此信號加到饋電點12。傳輸線路的另一端開路，其結果是發送的信號不能進入接收器部分28A。當DCS發送器操作并且PIN二極管D3、D4導通時發生類似的情況。
接收GSM信號時，PIN二極管D1、D2不導通，PIN二極管D3、D4也不導通。接收的信號穿過傳輸線路50A并由帶通濾波器52A傳送到接收器部分28A。通過設置在地針16的相對的兩側的饋電點12和14，使帶通濾波器5 2B對于GSM信號似乎是反射性的，借此可衰減或阻塞這個信號。在帶通濾波器52B的輸入端出現的任何一個GSM信號無論在任何情況下都將被這個濾波器阻塞。當通過接收器部分28B接收DCS信號時，出現相反的情況。
雙饋電點允許相互獨立地進行優化，并且可在GSM和DCS這兩個頻帶進行寬帶操作。天線、匹配電路、和濾波功能的集成化設計能夠利用簡單的體系結構實現較好的總體匹配和較高的效率。
在評估PIFA以及相關的耦合級26A和26B的性能當中，進行了如下的假設/簡化。PIN二極管在接通狀態由2歐姆的串聯電阻代表，在斷開狀態由0.25pf的串聯電容代表。天線效率沒有全包括在天線中假定被輻射出的功率。使用的是理想的傳輸線路50A、50B。指定所有元件的Q值為50(不隨頻率改變)。這對于電感器被認為是稍許樂觀的，而對于電容器則有些悲觀(取決于技術、頻率、等)。
在圖3中用史密斯圓圖并且在圖4中用曲線圖說明當在GSM發送模式操作時如圖1所示的電路的特性，圖4的曲線圖表示的是模擬反射波損耗S11(以分貝為單位)和頻率F(以GHz為單位)的關系。在圖3和圖4中，箭頭GTX1和GTX2分別指的是880MHz/-20.205分貝和915MHz/-9.513分貝的頻率/衰減。這里，天線略微有點失配，以便實現如圖5所示的平衡的邊緣效應，在圖5中箭頭e1表示915MHz的頻率和0.710的總效率，箭頭e2表示880MHz的頻率和0.659的總效率。在880MHz的相當低的效率(65％)在很大程度上是由于電容器46A(圖1)在天線的GSM輸入端的Q值所引起。我們認為，通過使用具有較好質量的元件并且通過較好地優化天線的阻抗，這種情況是可以改善的。圖6表示的是相應的頻帶外衰減(大多數是由天線提供的)。箭頭G1、G2、G3、G4分別表示880MHz/1.812分貝、915MHz/1.490分貝、1.785GHz/33.627分貝、和2.640GHz/42.684分貝的頻率/效率。天線和電路的組合可以提供高水平的二次(-33分貝)和三次(-42分貝)諧波抑制。
在DCS發送模式，PIN二極管D1和D2二者都斷開，同時，PIN二極管D1和D2二者都接通。在這個條件下，GSM發送器主要由PIN二極管D1隔離，GSM接收器的SAW濾波器52A主要由反射性的天線10隔離。在GSM接收器的SAW濾波器52A的輸入端，在最壞情況下的隔離約為-26分貝，其功率為4毫瓦分貝。這比SAW濾波器的額定功率小得多。所產生的電壓約為0.7伏，小于最大額定功率值情況下的在帶內產生的電壓。這樣，在GSM分支，就不需要共振陷波。
在圖7中用史密斯圓圖并且在圖8中用曲線圖說明當在DCS發送模式操作時如圖1所示的電路的特性，圖8的曲線圖表示的是模擬反射波損耗S11(以分貝為單位)和頻率F(以GHz為單位)的關系。在圖7和圖8中，箭頭DTX1和DTX2分別指的是1.710GHz/-9.532分貝和1.785GHz/-13.782分貝的頻率/衰減。圖9表示模擬反射波損耗S11相對于效率的優化。在圖9中箭頭e1表示1.795GHz的頻率和0.823的總效率，箭頭e2表示1.710GHz的頻率和0.752的總效率。圖10表示的是相應的頻帶外衰減(大多數是由天線提供的)。箭頭G1、G2、G3、G4分別表示1.710GHz/-1.236分貝、1.795GHz/-0.844分貝、3.000GHz/-24.540分貝、和3.000GHz/-24.540分貝的頻率/效率。可以預期，這樣的配置將提供合理水平的二次或三次諧波抑制。
在DCS接收模式，所有的PIN二極管全部斷開。在圖11中用史密斯圓圖并且在圖12中用曲線圖說明當在DCS接收模式操作時如圖1所示的電路的特性，圖12的曲線圖表示的是模擬反射波損耗S11(以分貝為單位)和頻率F(以GHz為單位)的關系。在圖11和圖12中，箭頭DRX1和DRX2分別指的是1.805GHz/-12.743分貝和1.880GHz/-7.503分貝的頻率/衰減。在圖13中示出了DCS接收模式的效率。在圖13中，箭頭e1表示1.805GHz的頻率和0.405的總效率，箭頭e2表示1.880GHz的頻率和0.414的總效率。按這種模式的最差情況的帶寬邊緣損耗接近4分貝。這比在50歐姆系統中的濾波器約高出2分貝。附加的損耗主要是由于天線存在的阻抗失配，并且對于阻抗是敏感的(例如，天線是否存在電感或電容負載)。而在傳統的天線系統中，期望這一機構能給出明顯多的附加損耗。
在圖14中用史密斯圓圖并且在圖15中用曲線圖說明當在GSM接收模式操作時如圖1所示的電路的特性，圖15的曲線圖表示的是模擬反射波損耗S11(以分貝為單位)和頻率F(以GHz為單位)的關系。在圖14和圖15中，箭頭GRX1和GRX2分別指的是925MHz/-11.298分貝和960MHz/-11.578分貝的頻率/衰減。圖16表示GSM接收模式的效率，箭頭e1表示925MHz的頻率和0.496的總效率，箭頭e2表示960MHz的頻率和0.478的總效率。
圖1所示的電路的特性被認為是比使用雙工器的傳統配置的特性優越，表現在以下的方面(1)總效率(包括天線失配效應在內)較高。
(2)改善了在功率放大器和低噪聲放大器的匹配。
(3)天線和相關電路提供高水平的諧波濾除，如果將這一點考慮在內，則可降低模塊的其余部分的濾波要求。
第(1)點和第(2)點被認為是特別重要的。如果設計一個射頻模塊但沒有考慮到天線，當將射頻模塊與，通常的天線相連時，輸入匹配和效率將變得很差。因為在模塊中包含射頻，所以沒有任何機會消除天線在中間電路級的影響。
雖然參照具有PIFA天線并在GSM和DCS頻帶操作的無線終端描述了本發明，但本發明可應用到任何多頻帶的無線電設備以及其它的雙頻帶應用場合。本發明還涉及具有天線和至少包括在耦合級26A和26B中那些部件的射頻模塊。
在本說明書和權利要求書中，加在元件前邊的術語“一個”并不排除存在多個這樣的元件。此外，術語“包括”并不排除存在除所列各項外的其它的元件或步驟。
閱讀了本發明的公開內容之后，其它改進對于本領域的普通技術人員來說將是顯而易見的。這樣一些改進可能涉及在設計、制造、和使用無線終端及其相關的元部件的過程中已經公知的其它特征、或者代替這里已經描述的特征或附加到這里已經描述的特征上的一些其它的特征。
多頻帶無線終端例如有雙頻帶移動電話。
權利要求
1.一種具有雙頻帶天線裝置的無線終端，所說的無線終端包括一個天線(10)，所說的天線具有用于較低的第一頻帶中的信號的第一饋電點(12)，以及用于較高的第二頻帶中的信號的第二饋電點(12)，和地針(16)；第一耦合裝置(26A)，用于耦合第一收發器的發送和接收路徑到第一饋電點；第二耦合裝置(26B)，用于耦合第二收發器的發送和接收路徑到第二饋電點；第一和第二耦合裝置中的每一個都包括一個1/4波長傳輸線路(50A、50B)，1/4波長傳輸線路的第一端耦合到對應的發送信號路徑，1/4波長傳輸線路的第二端通過帶通濾波裝置(52A、52B)耦合到對應的接收信號路徑；第一開關裝置(D1、D3)，耦合發送信號路徑到對應的1/4波長傳輸線路的第一端；第二開關裝置(D2、D4)，耦合對應的1/4波長傳輸線路的第二端到地；和，當處在發送模式時用于接通第一和第二耦合裝置之一的第一和第二開關裝置的并且當處在接收模式時用于斷開第一和第二開關裝置的裝置(36)，第一和第二耦合裝置中的另一個的第一和第二開關裝置是不導通的。
2.根據權利要求1所述的無線終端，其特征在于天線是平面倒F型天線。
3.根據權利要求1或2所述的無線終端，其特征在于地針(16)設置在第一饋電點(12)和第二饋電點(14)之間，并且與第一饋電點(12)和第二饋電點(14)絕緣。
4.根據權利要求1、2或3所述的無線終端，其特征在于裝置(56、58、60)用于減小第二耦合裝置的帶通濾波裝置的信號輸入端的電壓。
5.根據權利要求1-4中任何一個所述的無線終端，其特征在于第一和第二開關裝置包括PIN二極管。
6.一種與雙頻帶天線裝置一起使用的射頻模塊，所說的射頻模塊包括用于較低的第一頻帶中的信號的第一天線饋電點(12)，用于較高的第二頻帶中的信號的第二天線饋電點(14)，和地針(16)；第一耦合裝置(26A)，用于耦合第一收發器的發送和接收路徑到第一饋電點；第二耦合裝置(26B)，用于耦合第二收發器的發送和接收路徑到第二饋電點；第一和第二耦合裝置中的每一個都包括一個1/4波長傳輸線路(50A、50B)，1/4波長傳輸線路的第一端耦合到對應的發送信號路徑，1/4波長傳輸線路的第二端通過帶通濾波裝置(52A、52B)耦合到對應的接收信號路徑；第一開關裝置(D1、D3)，耦合發送信號路徑到對應的1/4波長傳輸線路的第一端；第二開關裝置(D2、D4)，耦合對應的1/4波長傳輸線路的第二端到地；和，當處在發送模式時用于接通第一和第二耦合裝置之一的第一和第二開關裝置并且當處在接收模式時用于斷開該第一和第二開關裝置的裝置(36)，第一和第二耦合裝置中的另一個的第一和第二開關裝置是不導通的。
7.根據權利要求6所述的射頻模塊，其特征在于地針(16)設置在第一饋電點(12)和第二饋電點(14)之間，并且與第一饋電點(12)和第二饋電點(14)絕緣。
8.根據權利要求6或7所述的射頻模塊，其特征在于裝置(56、58、60)用于減小第二耦合裝置的帶通濾波裝置的信號輸入端的電壓。
9.根據權利要求6、7、或8所述的射頻模塊和具有用于連接到第一饋電點(12)、第二饋電點(14)、和地針(16)的裝置的天線(10)的組合。
10.根據權利要求9所述的組合，其特征在于天線是平面倒F型天線。
全文摘要
一種具有雙頻帶天線裝置的無線終端，所說的雙頻帶天線裝置包括一個平面倒F型天線(10)，所說的平面倒F型天線具有用于較低的第一頻帶(如GSM頻帶)中的信號的第一饋電點(12)，用于較高的第二頻帶(如DCS頻帶)中的信號的第二饋電點(14)，和地針(16)。第一耦合級(26A)用于耦合第一收發器(GSM)的發送和接收路徑到第一饋電點；第二耦合級(26B)用于耦合第二收發器(DCS)的發送和接收路徑到第二饋電點。第一和第二耦合級中的每一個都包括一個1/4波長傳輸線路(50A、50B)，1/4波長傳輸線路的第一端耦合到對應的發送信號路徑，1/4波長傳輸線路的第二端通過帶通濾波裝置(52A、52B)耦合到對應的接收信號路徑。第一PIN二極管(D1、D3)耦合發送信號路徑到對應的1/4波長傳輸線路的第一端和到對應的饋電點(12，14)，第二PIN二極管(D2、D4)耦合對應的1/4波長傳輸線路的第二端到地。在操作中，當在兩個頻帶之一中進行發送時，接通相關的耦合級的第一和第二PIN二極管同時斷開另一個耦合級中的PIN二極管，并且當處在接收模式時斷開所有的第PIN二極管。由一個收發器接收的信號被另一個收發器的耦合級中的帶通濾波器反射。
文檔編號H01P1/15GK1650518SQ03809912
公開日2005年8月3日 申請日期2003年4月25日 優先權日2002年5月1日
發明者K·R·博伊爾 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司