專利名稱：天線以及使用該天線的無線裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及天線以及使用該天線的無線裝置，特別地涉及主要使用于移動電話終端等的無線裝置中的移動無線用的天線以及使用該天線的無線裝置。
背景技術：
近年，相關于移動電話等的移動通信體的技術急速發展。對于移動電話終端，天線是特別重要裝置之一，隨著終端的小型化，也要求天線為小型化以及內置式。
以下，參照附圖對于使用于移動電話終端中的以往的移動無線用天線的一示例進行說明。
在
圖16中抽象地表示以往的移動無線用天線的構造。在圖16中，以往的移動無線用天線由導體地板101、平面狀導體板102、2條金屬線103以及104構成。在導體板102上通過金屬線103由供電點105供給規定電壓(以下，稱為供電)。又，導體板102通過金屬線104與作為接地(GND)電平的導體地板101連接。
上述構造的天線稱為板狀反F天線(PIFAPlanar Inverted F Antenna)，通常其高度小而作為小型的天線使用于移動電話終端。該PIFA具有將半波長微波傳輸帶天線的天線中央部分短路并使得體積為一半的構造，它是1/4波長諧振器。
在圖17A以及圖17B中表示采用圖16所示的以往的移動無線用天線中從供電點105進行供電時的電流路徑。
圖17A表示反相模式的電流路徑。如圖中箭頭所示，反相模式的電流路徑從供電點105通過金屬線103通向導體板102的下側表面，通過金屬線104而短路到導體地板101。在該反相模式的情況下，由于流過金屬線103的電流與流過金屬線104的電流相反并相互抵消，故不引起天線的諧振。
圖17B表示同相模式的電流路徑。如圖中的箭頭所示，同相模式的電流路徑從供電點105通過金屬線103，通過導體板102的下側表面在開放端部折回而通過上側表面，通過金屬線104而短路到導體地板101。在該同相模式的情況下，電流的路徑的長度在1/2波長的頻率下，由于流過金屬線103的電流與流過金屬線104的電流為同相，在該頻率下天線會產生諧振。
在圖18中表示圖16所示的以往的移動無線用天線的具體構造示例。在圖18中，導體地板101為寬度40mm、長度125mm的長方形。導體板102為寬度40mm、長度30mm的長方形。金屬線103以及104長度分別都為7mm。又，當將天線所占有的體積定義為導體板102相對于導體地板101的正射影所包圍的區域時，在該示例的情況下，為導體板102的面積與金屬線103以及104的長度的積，為8.4cc(＝3×4×0.7)。
這里，將作為供電端發揮作用的金屬線103與作為短路端發揮作用的金屬線104的間隔定義為d。現若使得間隔d為3mm，則圖18所示的天線在50Ω系列中，中心頻率為1266MHz，此時頻帶寬度(電壓駐波比(VSWR)為2以下的頻帶寬度)為93MHz，頻帶比為7.3％(≈93/1266)。
然而，對于上述以往的移動無線用天線(PIFA)，諧振頻率與天線部件的長度大致反比例關系。因此，當為了使得天線小型化而縮短作為天線部件的導體板102的長度(換言之，天線所占體積)時，存在諧振頻率升高的問題。
這里，作為天線占體積相等的狀態下使諧振頻率下降的移動無線天線的一示例，采用圖19所示的構造。
在圖19中，以往的移動無用天線由導體地板111、平面狀導體板112、導體壁116、2條金屬線113以及114構成。在導體板112上從供電點115通過金屬線113進行供電。又，導體板112通過金屬線114與導體地板111連接。導體壁116其一端與導體板112電性連接，導體板112以及導體壁116的形狀在圖16中為將導體板102的開放端部折成彎折的形狀。又，在導體壁116的另一端與導體地板111之間存在規定空隙。對于這樣構造的天線，關鍵在于在離金屬線114最遠的導體板112的一端上配置導體壁116。
在采用了該導體壁116而使得天線小型化的方法中存在下述兩點。
第1點是隨著電流路徑長度的增加諧振頻率下降。為了使得反相模式的電流路徑長度的最大值變大而通過配置導體壁116(圖20)，則諧振頻率下降。使得天線的諧振頻率為恒定來進行小型化，這與使得天線占有的體積恒定而使諧振頻率下降是等價的，因此，利用上述圖19的構造能夠使得天線小型化。
第2點是電容負載引起諧振頻率下降。導體壁116與導體地板111的空隙作為并聯的電容進行動作，而由于導體壁116的開放端部電場最強，故對于降低諧振頻率有所貢獻。
在圖21中表示圖19所示的以往的移動無線用天線的具體構造例。在圖21中，使得導體地板111的尺寸與天線的占有體積與圖18的構造相同。即，導體板112是寬度為40mm、長度為30mm的長方形。導體壁116是寬度為6mm、長度為30mm的長方形。金屬線113以及114分別長度都為7mm。
此時，當使得間隔d為4mm時，圖21所示的天線在50Ω系列中，中心頻率為1209MHz，此時的頻帶寬度為121MHz，故頻帶比為10.0％(≈121/1209)。
然而，在上述以往的移動無線用天線的構造中，雖然能夠通過彎折天線部件(導體板)的端部來降低諧振頻率，而隨著諧振頻率的下降，存在頻帶變窄的問題。又，雖然使得導體壁與導體地板之間的空隙越小就越能夠降低天線的諧振頻率，而此時對應于空隙變化的阻抗特性的變化變大，存在特性穩定性變差的問題。再者，由于設計的自由度降低，當減小天線高度時，天線部件與導體地板的電容性耦合增加，存在不能夠匹配的問題。
發明內容
本發明的目的在于提供一種天線的諧振頻率低、頻率特性的頻帶寬并且提高了阻抗特性的穩定性以及設計自由度的天線以及使用該天線的無線裝置。
本發明為了解決上述問題，具備下述的特點。
本發明是面向無線裝置中所使用的天線，該天線具備作為接地電平的導體地板；配置在導體地板上的天線元件；與天線元件電性連接并且與導體地板隔開規定的空隙配置的電磁場耦合調整元件；向天線元件供電的供電連接部分。
最好，還具備至少一個將天線元件與導體地板進行短路連接的短路連接部分。
又，配置電磁場耦合調整元件使在與短路連接部分之間產生電磁場耦合效果，或使其一部分與導體地板大致平行并使得在與導體地板之間產生電磁場耦合效果。
再者，配置電磁場耦合調整元件使從折回未與天線元件連接的開放端部的供電連接部分到短路連接部分的最大路徑與要求的諧振頻率的1/2波長一致。
如上，根據本發明使得天線部件為電磁場接合調整元件與天線元件連接的特征性的形狀并且利用了與導體地板的電磁場耦合。因此，將電磁場耦合調整元件的尺寸作為參數來調整天線與導體地板之間的電磁場耦合，能夠使得天線的諧振頻率與導體地板的諧振頻率稍有偏離并實現寬頻帶的頻率特性。又，在通過諧振頻率的下降來實現天線的小型化的同時，能夠實現阻抗特性的寬頻帶化。再者，通過設計參數的增加，能夠容易地獲得阻抗匹配。
最好，在由天線元件、電磁場耦合調整元件以及導體地板所包圍的空間的一部分或全部上填充電介體材料。
由此，由于所填充的電介體材料，能夠增加電磁場耦合調整元件與導體地板之間的電容性耦合，能夠實現小型化。
又，最好，利用由電介體材料構成的支持臺將電磁場耦合調整元件固定在導體地板上。
由此，利用由電介體材料形成的支持臺能夠增加電磁場耦合調整元件與導體地板之間的電容耦合，能夠穩定地固定配置在導體地板上的天線部件。而且，由于能夠精確地控制電磁場耦合調整元件與導體地板之間的距離，能夠提高產量。
又，最好，在天線元件或者電磁場耦合調整元件中的至少一方上設置用于伸長從供電連接部分到短路連接部分的路徑的槽。
如此，通過設置槽，諧振頻率可以下降，能夠實現天線的小型化。此時，若在電流強度大的部位設置槽，則能夠增大諧振頻率的下降程度。又，若在電磁場耦合調整元件上設置槽，則能夠控制與導體地板之間的電容量。
又，最好，電磁場耦合調整元件通過彎折加工與天線元件一體地成形。
如此，若使天線元件與電磁場耦合調整元件一體地成形，能夠提高天線的強度并且能夠提高制造時的產量。
再者，本發明的天線至少能夠以2個諧振頻率進行諧振。
即，本發明的天線中具備決定各自不同的諧振頻帶的多個短路連接部分(或者供電連接部分)，通過控制這些短路連接部分(或者供電連接部分)的導通，能夠選擇性地覆蓋任意之一的諧振頻帶。
由此，能夠實現以一個天線選擇性地覆蓋2個不同的諧振頻帶。
或者，在本發明的天線中具備決定第1諧振頻帶的短路連接部分以及決定第2諧振頻帶的槽，通過天線元件部分與槽部分的作用而能夠同時地覆蓋2個諧振頻帶。
即，由于能夠以本來的天線部件(天線元件以及電磁場耦合調整元件)覆蓋第1諧振頻帶并由槽部分覆蓋第2諧振頻帶，故以一個天線能夠同時地覆蓋2個諧振頻帶。
又，在共同的導體地板上排列上述任意的2個天線并使相互相位差為180度而對它們行供電。
根據這樣的構造，除了上述的各發明效果之外，能夠使得導體地板上的電流集中在天線部件附近，故能夠抑制手持天線時的特性劣化。又，通過調整電磁場耦合調整元件使得2個天線的諧振頻率稍有偏離，而能夠獲得更寬的頻帶。
參照本說明中的附圖，對于本發明的實施形態進行詳細說明，通過結合上述的一般說明和下述實施形態的詳細說明來解釋本發明的原理。
附圖簡述圖1是抽象地表示本發明第1實施形態的天線構造的圖。
圖2是表示本發明第1實施形態的天線的具體構造示例的圖。
圖3是抽象地表示應用了本發明第1實施形態的天線的其他構造的圖。
圖4是抽象地表示本發明第2實施形態的天線的構造的圖。
圖5A以及圖5B說明在圖4所示的天線中從供電點進行供電時的電流路徑的一示例的圖。
圖6A～圖6C是表示圖4所示的天線的輸入阻抗的失配損耗(return loss)的頻率特性圖。
圖7是抽象地表示應用了本發明第2實施形態的天線的其他構造的圖。
圖8是抽象地表示本發明第3實施形態的天線的構造的圖。
圖9是表示本發明第3實施形態的天線的具體構造例的圖。
圖10是表示圖9所示的天線S11史密斯圓圖(Smith chart)。
圖11是表示在圖9所示的天線中改變導體地板的長度時的S11史密斯圓圖(Smith chart)。
圖12是抽象地表示應用了本發明第3實施形態的天線的其他構造的圖。
圖13是表示圖12所示的天線S11史密斯圓圖(Smith chart)。
圖14A～圖14C是抽象地表示應用了本發明第1～第3實施形態的天線的其他構造例的圖。
圖15A～圖15C是抽象地表示應用了本發明第1～第3實施形態的天線通過1個天線使得覆蓋2個諧振頻帶的構造例的圖。
圖16是抽象地表示以往的天線的構造的圖。
圖17A以及圖17B說明在圖16所示的以往的天線中從供電點進行供電時的電流路徑一例的圖。
圖18是表示圖16所示的以往的天線的具體構造例的圖。
圖19是抽象地表示其他以往天線的構造的圖。
圖20是說明在圖19所示的其他以往的天線中從供電點進行供電時的電流路徑一例的圖。
圖21是表示圖19所示的其他以往天線的具體構造例的圖。
最佳實施形態(第1實施形態)圖1是抽象地表示本發明第1實施形態的天線的構造的圖。在圖1中，本第1實施形態的天線由導體地板11、作為天線元件的平面狀的導體板12、作為電磁場耦合調整元件的導體壁16以及電磁場耦合調整板17、2條金屬線13以及14構成。在導體12上通過金屬線13從供電點15進行供電。又，導體板12通過金屬線14與導體地板11連接。導體壁16其一端與導體板12電性連接。電磁場耦合調整板17與同導體壁16的上述端對向的另一端電性連接。
在本第1實施形態中，與導體地板11隔開規定的空隙配置電磁場耦合調整板17，在與導體地板11之間形成電容。此時，為了從金屬線14與導體板12連接的部分(以下，稱為短路部分)到電磁場耦合調整元件的開放端部的路徑變長，而配置(連接)導體壁16以及電磁場耦合調整板17。最好配置稱為使得從金屬線13與導體板12連接的部分(以下，稱為供電部分)到短路部分的電流路徑為所要求的諧振頻率的1/2波長。
根據這樣的構造，與以往相比，在相同的天線部件尺寸(天線所占有的體積)下，能夠使得諧振頻率更低或者在同一諧振頻率下能夠使得天線部件的尺寸更小。又，根據該構造，通過調整電磁場耦合調整板17的面積以及導體地板11的距離(空隙)，能夠控制由電磁場耦合調整板17與導體地板11構成的電容的電容量，所以，能夠容易地調整阻抗的匹配。
圖2是表示圖1所示的第1實施形態的天線的具體構造例的圖。在圖2中，導體地板11的尺寸與天線的占有體積與圖18的以往示例相同。即，導體板12是寬度為40mm、長度為30mm的長方形。導體壁16是寬度為6mm、長度為30mm的長方形。金屬線13以及14長度分別都為7mm。
此時，當電磁場耦合調整板17是寬度為7mm、長度為30mm的長方形時，作為供電端進行工作的金屬線13與作為短路端進行工作的金屬線14的間隔d為7.5mm時，在50Ω系列中可以獲得阻抗匹配。此時，圖2所示的天線其中心頻率為924MHz，此時的頻帶寬度為145MHz，故頻帶比為15.7％(≈145/924)。如此，與上述圖18以及圖21所示的以往示例相比，可見能夠降低諧振頻率并且能夠使得頻率特性的頻帶變寬。
又，上述尺寸僅表示一示例，不作為限定范圍。
又，對于圖16所示的以往的天線構造，當使得天線的體積為恒定時，僅間隔d可變，決定設計自由度的要素僅此一個。因此，在50Ω系列中調整使得VSWR最好時，間隔d變小為3mm。當使得供電端接近短路端時，由于供電點與天線開放部分的最大距離變大，雖然諧振頻率下降且感應性增加，而存在頻帶比變小的折衷選擇的關系。
對此，對于圖2所示的本發明的天線構造的情況下，除了調整間隔d，還能夠調整導體壁16與電磁場耦合調整板17的尺寸，與以往相比，增加了設計的自由度。結果本發明的天線構造與以往相比，在降低諧振頻率的同時能夠增加頻帶比。
例如，為了進一步降低諧振頻率，雖然也可以單純地增大電磁場耦合調整板17的寬度，如此由于電磁場耦合調整板17的面積變大，故與導體地板11的電容耦合變強，不容易獲得阻抗匹配。在這樣的情況下，可以減小電磁場耦合調整板17的長度以減小其面積，由此，能夠調整與導體地板11的電磁場耦合(圖3)。如此，導體壁16的長度與電磁場耦合調整板17的長度并不一定要相同。
(第2實施形態)圖4是抽象地表示本發明第2實施形態的天線的構造的圖。在圖4中，本第2實施形態的天線由導體地板21、作為電線天件的平面狀的導體板22、作為電磁場耦合調整元件的電磁場耦合調整壁27、2條金屬線23以及24構成。在導體板22上通過金屬線23由供電器供電。又導體板22通過金屬線24與導體地板21連接。電磁場耦合調整壁27其一端與導體板22電性連接。
在本第2實施形態中，電磁場耦合調整壁27在同導體板22電性連接的一端對向的另一端與導體地板21之間存在空隙。此時，關鍵在于要將電磁場耦合調整壁27與導體板22的連接點配置在金屬線24的附近。由此，能夠使得在電磁場耦合調整壁27與金屬線24之間產生電磁場耦合效果。
在上述第1實施形態中，表示了使得電流路徑長度的最大值變大而配置電磁場耦合調整元件(導體壁16以及電磁場耦合調整板17)的構造示例，而此時，在使得與導體地板11的電容性耦合增加的同時因天線的諧振頻率下降，所以在將諧振頻率保持在恒定的狀態下不能夠增加電容性耦合。
這里，在本第2實施形態中，如圖4所示，為了電流路徑長度的最大值不增加而插入電磁場調整壁27。由此，在將天線的諧振頻率保持在恒定的狀態下能夠增加與導體地板21的電容性耦合，設計的自由度增大。又，由于短路部分附近電流密度大而很難獲得阻抗匹配，故在電流密度大的短路部分附近配置電磁場耦合調整壁27。由此，能夠減低短路部分附近的電流密度，能夠減小阻抗。結果是能夠容易地調整阻抗匹配。
在圖5A以及圖5B中，表示圖4所示的天線中從供電點25進行供電時的電流路徑。又，在圖6A以及圖6B中分別表示從圖5A以及圖5B所對應的供電點25預計天線的輸入阻抗的回程損耗的頻率特性。
在圖4中，對于從供電點25進行供電時的電流路徑能夠分為同相模式以及反相模式2種情況進行研究，而其中由于反相模式中電流相互抵消而沒有對于天線的諧振作出貢獻，故可以僅考慮同相模式的情況。首先，圖5A所示的同相模式的電流路徑如圖中的箭頭所示那樣，從供電點25通過金屬線23、通過導體板22的下側表面、在開放端部折回而通過上側表面、通過金屬線24而到達導體地板21。此時，在電流路徑的長度為1/2波長的頻率下，由于流過金屬線23以及金屬線24的電流的方向同相，故在該頻率下天線諧振。將此時的諧振頻率作為f1，在圖6A表示回程損耗頻率特性。
其次，圖5B所示的同相模式的電流路徑如圖中的箭頭所示那樣，從供電點25通過金屬線23、通過導體板22的下側表面、通過導體板22與電磁場耦合調整壁27的連接點、通過電磁場耦合調整壁27的下側表面、在電磁場耦合調整壁27的開放端部折回而通過上側表面、通過連接點并通過導體22的上側表面、通過金屬線24而到達導體地板21。此時，同樣地在電流路徑的長度為1/2波長的頻率下，由于流過金屬線23以及金屬線24的電流的方向同相，故在該頻率下天線諧振。將此時的諧振頻率作為f2，在圖6B表示回程損耗頻率特性。又，圖5B的電流路徑比圖5A的電路路徑短時，當然f1≤f2。
在圖6C中表示圖4所示的天線的回程損耗的頻率特性。這能夠通過疊加圖6A以及圖6B中個別求得的回程損耗的頻率特性而求得。如此，如圖5A以及圖5B那樣，使得電流路徑長度不同使得天線復諧振，由此能夠期待獲得寬頻帶的特性。又，這對于使用在覆蓋不同頻帶的復合設備中的天線是有效的。
又，如圖7所示，通過使得電磁場耦合調整壁27為其一部分與導體地板21平行而彎折的構造(附加了電磁場耦合調整板的構造)，能夠增強與導體地板21之間的電磁場耦合。此時，通過調整電磁場耦合調整壁27的彎折部分的尺寸，能夠控制與導體地板21的電磁場耦合，則當然可以容易地實現阻抗的匹配。
(第3實施形態)圖8是抽象地表示本發明第3實施形態的天線的構造的圖。在圖8中，本第3實施形態的天線由導體地板31、作為天線元件的平面狀的導體板32、作為電磁場耦合調整元件的L字型導體壁37a、L字型導體壁37b以及L字型導體壁37c、2條金屬線33以及34構成。在導體板32上從供電點通過金屬線33進行供電。又，導體板32通過金屬線34與導體地板31連接。又，3個L字型導體壁37a～37c各自的一端與導體板32分別電性連接。
在本第3實施形態中，與導體地板31空開規定的空隙分別配置構成電磁場耦合調整元件的3個L字型的導體壁37a～37c的彎折部分，在與導體地板31的之間形成電容。
根據這樣的構造，通過多次調整作為電磁場耦合調整元件的L字型導體壁37a～37c的面積以及與(彎折部分所相關的)導體地板31的距離(空隙)，能夠容易地控制由L字型導體壁37a～37c與導體地板31構成的電容的電容量，故能夠容易地調整阻抗匹配。
圖9是表示圖8所示的第3實施形態的天線的具體構造示例的圖。在圖9中，導體地板31的尺寸與天線的占有體積與圖18所示的以往示例相同。即，導體板32是寬度為40mm、長度為30mm的長方形。金屬線33以及34長度分別都為7mm。L字型導體壁37a以及37c分別與導體板32的長邊連接，L字型導體板37b與導體板32的短邊的一方連接。金屬線34的一端與導體板32的短邊的另一方連接，金屬線34的另一端與導體地板31連接。供電點35通過金屬線33與導體板32連接。又，L字型導體壁37a以及37c是壁部分為寬度40mm、長度6mm的長方形且彎折部分的長度為2mm。L字型導體壁37b壁部分為長度30mm、寬度6mm的長方形且彎折部分的寬度為3mm。
此時，當使得金屬線33與金屬線34的間隔d為7.5mm時，在圖9所示的50Ω系列中心頻率為949MHz，此時的頻帶寬度為236MHz，故頻帶比為24.9％(≈236/949)。如此，與上述圖18以及圖21所示的以往示例相比，可見能夠降低諧振頻率并且能夠使得頻率特性的頻帶變寬。
在圖10中以史密斯圓圖表示圖9所示的天線的S11。在圖10中可見，在950MHz的附近存在變極點，天線復諧振。認為產生該復諧振的主要原因是天線的諧振頻率與導體地板31的諧振頻率稍有偏離，能夠判斷通過這些復諧振實現頻帶比為24.9％。
在圖11中表示對于圖9所示天線當使得導體地板31的長度為115mm時天線的S11史密斯圓圖。又，沒有改變圖9中的其他的參數。從圖11可知變極點移到1.05MHzz。這是由于導體地板31變短而導體地板31的諧振頻率上升的原因。此時，中心頻率為934MHz，此時頻帶寬度為158MHz，故頻帶比為16.9％(≈158/934)。
這里，如圖12所示再次調整天線的尺寸。在圖12中，電磁場耦合調整元件由電磁場耦合調整壁47a、電磁場耦合調整壁47c以及L字型電磁場耦合調整壁47b構成。電磁場耦合調整壁47a以及47c是寬度為40mm、長度為6mm的長方形。L字型電磁場耦合調整壁47b其壁部分是長度為30mm寬度為6mm的長方形、其彎折部分的寬度為1mm。
此時，當使得金屬線33與金屬線34的間隔d為12.5mm時，圖12所示的天線在50Ω系列中心頻率為1084MHz，由于此時的頻帶寬度為306MHz，故頻帶比為28.2％(≈306/1084)。在圖13中以史密斯圓圖表示圖12所示的天線的S11。從圖13可知，位于1.05GHz附近的變極點在史密斯圓圖的中心附近。
如上所述，根據本發明第1～第3實施形態的天線構造，使得天線部件為具有電磁場耦合調整元件特征的形狀，利用與導體地板的電磁場耦合。因此，將電磁場耦合調整元件的尺寸作為參數來調整天線與導體地板之間的電磁場耦合，由此，使得天線的諧振頻率與導體地板的諧振頻率稍有偏離，能夠實現寬頻帶的頻率特性。又，通過諧振頻率的下降能夠實現天線的小型化的同時，能夠使得阻抗特性寬頻帶化。再者，通過設計參數的增加，能夠容易地實現阻抗匹配。
又，在上述各實施形態中，當然也可以通過在由導體板、電磁場耦合調整元件以及導體地板所包圍的空間的一部分或者全部填充電介材料51(例如，圖14A)，則可以更加使得天線小型化。
又，利用由電介體構成的支持臺5將電磁場耦合調整元件固定在導體地板上(例如，圖14B)，不僅可以使得電磁場耦合調整元件與導體地板間的電容性耦合增加，而且能夠穩定地固定配置在導體地板上的天線部件。而且，能夠精確地控制電磁場耦合調整元件與導體地板間的距離，能夠提高產量。
又，通過至少在導體板或者電磁場耦合調整元件的任意之一設置槽53(例如，圖14C)，可以使得諧振頻率降低而獲得天線的小型化。此時，通過在電流強的部位設置槽，能夠增大諧振頻率的下降幅度。又，當然也能夠通過在電磁場耦合調整元件上設置槽而控制與導體地板間的電容。
又，對于移動電話終端等的無線裝置，一般導體地板的尺寸比波長要小。此時，認為導體地板也作為天線對于電波的發射作出貢獻，在天線的設計中必須要考慮到導體地板的影響。各實施形態所示的導體地板的長度與寬度僅是示例，當然，即使當導體地板的尺寸變化時，也能夠通過調整電磁場耦合調整元件的面積以及與導體地板之間的距離而控制與導體地板的電磁場耦合，由此能夠容易地實現阻抗匹配。
又，在上述各實施形態中，例舉了將短路端與供電端相對于導體地板的長尺寸方向排列在橫(寬度方向)方向上的情況，本發明并不限于此。當將短路端與供電端排列在橫方向上時，能夠使得電流路徑為橫方向上，故水平極化成分變大。移動電話終端在通話狀態下以約30度的低仰角使用，故水平極化成分被變換成垂直極化成分。對于目前的數字移動電話(PDCPersonal Digital Cellular)時，在市區馬路上交差極化識別度約為6dB，對于垂直極化方面有利。即，如上述構造，通過將短路端與供電端排列配置在橫方向上，能夠使得通話狀態下的垂直極化成分變強而發射。
又，在上述各實施形態中，當然，通過將短路端與供電端相對于導體地板的長方向配置在導體板的上端(長方向上的任意一方的端)，能夠增大電流路徑的最大值，能夠獲得天線的小型化。此時，由于能夠增大導體地板上的電流路徑的最大值，對于導體地板較小的情況是有效的。又，由于能夠將電流分布的最大點的短路端與供電端配置在導體地板的上端，故當手持移動電話終端時，能夠使得增大手與短路端以及供電端的距離，由此，能夠抑制由于手導致的特性劣化。
又，在上述各實施形態中，例舉了具有一個短路端的構造示例，而本發明并不僅限于此。當然，也能夠是具有2個以上的短路端的構造以及完全不具有短路端的構造。然而，在不具備短路端的構造的情況下，由于為半波長諧振系而不適合于天線的小型化。
又，在上述各實施形態中，以構成天線部件的導體板與電磁場耦合調整元件為個別的部件而進行描述，而也可以通過板金加工來彎折一個導體材料而一體地形成上述構造。如此，若一體地形成上述構造，當然，在提高天線強度的同時，也能夠提高制造時的產量。
又，當然，可以在導體地板上排列2個各實施形態所說明的天線進行反相供電。此時，除了上述效果之外，能夠使得導體地板上的電流集中到天線部件附近，因此能夠抑制手持時的特性劣化。又，通過調整電磁場耦合調整元件使得2個天線的諧振頻率稍有偏離，能夠獲得更寬的頻帶特性。
再者，在上述第1～第3實施形態中，對于諧振頻帶為一個的天線構造進行了說明，而如下所述，也能夠實現諧振頻帶為2個的天線的構造。
1.選擇性地覆蓋任意一個的諧振頻帶的情況此時，例如，如圖15A所示，在天線部件上可以設置第1諧振頻帶用的短路部分(金屬線61)與第2諧振頻帶用的短路部分(金屬線部分62)。由此，通過選擇性地控制短路部分的導通，能夠構成覆蓋第1或第2任意之一的諧振頻帶的天線。又，對于在天線部件上選擇性地設置2個能夠切換的供電部分的情況，也是相同的。
2.同時地覆蓋2個諧振頻帶的情況此時，例如，如同15B以及圖15C，在天線部件上設置槽63。由此，能夠以本來的天線部件覆蓋第1諧振頻帶并能夠通過槽部分覆蓋第2諧振頻帶，也能夠構成同時覆蓋2個諧振頻帶的天線。
又，在上述示例中，對于能夠以一個天線選擇性或者同時地覆蓋2個諧振頻帶的構造進行了說明，而也能夠同樣地實現選擇性地或同時覆蓋3個以上的諧振頻帶的天線構造。又，當然，也可以將2個具有這樣能夠選擇性或同時覆蓋多個諧振頻帶的構造的天線排列在導體地板上而進行反相供電。
如上所述，本發明領域的技術人員能夠容易地實現本發明的其他優點以及修改。而且，本發明范圍并不限于上述詳細說明以及實施形態。因此，在不背離本發明的精神以及所附權利要求的基礎上，能夠進行各種各樣的變換。
權利要求
1.一種使用于無線裝置的天線，其特征在于，具備作為接地電平的導體地板(11，21，31)；配置在所述導體地板上的天線元件(13，22，32)；與所述天線元件電性連接并且與所述導體地板隔開規定的空隙配置的電磁場耦合調整元件(16，17，27，37a～37c，47a～47c)；向所述天線元件供電的供電連接部分(13，23，33)。
2.如權利要求1所述的天線，其特征在于，還具備至少一個將所述天線元件與所述導體地板進行短路連接的短路連接部分(14，24，34，61，62)。
3.如權利要求2所述的天線，其特征在于，配置所述電磁場耦合調整元件(27)使得在與所述短路連接部分(24)之間產生電磁場耦合效果。
4.如權利要求2所述的天線，其特征在于，配置所述電磁場耦合調整元件(16，17，37a～37c，47a～47c)使其一部分與所述導體地板大致平行并使得在與所述導體地板(11，31)之間產生電磁場耦合效果。
5.如權利要求4所述的天線，其特征在于，配置所述電磁場耦合調整元件(16，17，37a～37c，47a～47c)使從折回未與所述天線元件(12，32)連接的開放端部的所述供電連接部分(13，33)到所述短路連接部分(14，34)的最大路徑與要求的諧振頻率的1/2波長一致。
6.如權利要求2所述的天線，其特征在于，在由所述天線元件、所述電磁場耦合調整元件以及所述導體地板所包圍的空間的一部分或全部上填充電介體材料(51)。
7.如權利要求4所述的天線，其特征在于，在由所述天線元件、所述電磁場耦合調整元件以及所述導體地板所包圍的空間的一部分或全部上填充電介體材料(51)。
8.如權利要求2所述的天線，其特征在于，利用由電介體材料構成的支持臺(52)將所述電磁場耦合調整元件固定在所述導體地板上。
9.如權利要求4所述的天線，其特征在于，利用由電介體材料構成的支持臺(52)將所述電磁場耦合調整元件固定在所述導體地板上。
10.如權利要求2所述的天線，其特征在于，在所述天線元件或者所述電磁場耦合調整元件中的至少一方上設置用于伸長從所述供電連接部分到所述短路連接部分的路徑的槽(53)。
11.如權利要求6所述的天線，其特征在于，在所述天線元件或者所述電磁場耦合調整元件中的至少一方上設置用于伸長從所述供電連接部分到所述短路連接部分的路徑的槽(53)。
12.如權利要求8所述的天線，其特征在于，在所述天線元件或者所述電磁場耦合調整元件中的至少一方上設置用于伸長從所述供電連接部分到所述短路連接部分的路徑的槽(53)。
13.如權利要求2所述的天線，其特征在于，所述電磁場耦合調整元件通過彎折加工與所述天線元件一體成形。
14.如權利要求4所述的天線，其特征在于，所述電磁場耦合調整元件通過彎折加工與所述天線元件一體成形。
15.如權利要求6所述的天線，其特征在于，所述電磁場耦合調整元件通過彎折加工與所述天線元件一體成形。
16.如權利要求8所述的天線，其特征在于，所述電磁場耦合調整元件通過彎折加工與所述天線元件一體成形。
17.如權利要求10所述的天線，其特征在于，所述電磁場耦合調整元件通過彎折加工與所述天線元件一體成形。
18.如權利要求2所述的天線，其特征在于，至少以2個諧振頻率進行諧振。
19.如權利要求4所述的天線，其特征在于，至少以2個諧振頻率進行諧振。
20.如權利要求6所述的天線，其特征在于，至少以2個諧振頻率進行諧振。
21.如權利要求18所述的天線，其特征在于，具備多個決定各自不同的諧振頻帶的所述短路連接部分，通過控制所述短路連接部分的導通能夠選擇性地覆蓋任意之一的諧振頻帶。
22.如權利要求19所述的天線，其特征在于，具備多個決定各自不同的諧振頻帶的所述短路連接部分，通過控制所述短路連接部分的導通能夠選擇性地覆蓋任意之一的諧振頻帶。
23.如權利要求20所述的天線，其特征在于，具備多個決定各自不同的諧振頻帶的所述短路連接部分，通過控制所述短路連接部分的導通能夠選擇性地覆蓋任意之一的諧振頻帶。
24.如權利要求18所述的天線，其特征在于，具備多個決定各自不同的諧振頻帶的所述供電連接部分，通過控制所述供電連接部分的導通能夠選擇性地覆蓋任意之一的諧振頻帶。
25.如權利要求19所述的天線，其特征在于，具備多個決定各自不同的諧振頻帶的所述供電連接部分，通過控制所述供電連接部分的導通能夠選擇性地覆蓋任意之一的諧振頻帶。
26.如權利要求20所述的天線，其特征在于，具備多個決定各自不同的諧振頻帶的所述供電連接部分，通過控制所述供電連接部分的導通能夠選擇性地覆蓋任意之一的諧振頻帶。
27.如權利要求18所述的天線，其特征在于，具備決定第1諧振頻帶的所述短路連接部分(61)以及決定第2諧振頻帶的槽(63)，通過所述天線元件部分與槽部分的作用而能夠同時地覆蓋2個諧振頻帶。
28.如權利要求19所述的天線，其特征在于，具備決定第1諧振頻帶的所述短路連接部分(61)以及決定第2諧振頻帶的槽(63)，通過所述天線元件部分與槽部分的作用能夠同時地覆蓋2個諧振頻帶。
29.如權利要求20所述的天線，其特征在于，具備決定第1諧振頻帶的所述短路連接部分(61)以及決定第2諧振頻帶的槽(63)，通過所述天線元件部分與槽部分的作用能夠同時地覆蓋2個諧振頻帶。
30.一種天線，其特征在于，在共同的導體地板上排列權利要求1～29所述的天線中的任意之二并使相互相位差為180度而進行供電。
31.一種無線裝置，其特征在于，采用了權利要求1～30所述的天線中的任意之一。
全文摘要
本發明提供一種能同時降低天線的諧振頻率及增大頻率特性的頻帶并提高了阻抗特性的穩定性及設計自由度的天線。導體板12通過金屬線14與導體地板11連接并通過金屬線13由供電點進行供電。導體壁16其一端與導體板12電性連接。電磁場耦合調整板17與導體板16的另一端電性連接。與導體地板11空開規定空隙配置電磁場耦合調整板17并在與導體地板11之間形成電容。此時,為了使得金屬線14從與導體板12連接的短路部分到電磁場耦合調整板17的開放端部的路徑長度變長而配置導體壁16及電磁場耦合調整板17。最好,配置金屬線13使得從與導體板12連接供電部分到短路部分的電路路徑為所要求的諧振頻率的1/2波長。
文檔編號H01Q1/24GK1357940SQ0113946
公開日2002年7月10日 申請日期2001年11月22日 優先權日2000年11月22日
發明者巖井浩, 山本溫, 小川晃一, 構口信二, 高橋司, 山田賢一 申請人:松下電器產業株式會社