改進頻率復用的一個蜂窩/衛星通信系統的制作方法

專利名稱：改進頻率復用的一個蜂窩/衛星通信系統的制作方法
背景本發明涉及增加容量的無線通信系統。該系統可以包括多個漫游的、移動車載的或手持的電話機，由固定的地面基站或軌道衛星或二者混合的方式為之服務。這樣的系統容量按照為業務分配了多少無線頻譜以及使用的效率來對大量的用戶提供服務。頻率使用的效率以每平方公里每兆赫茲同時通話數(erlangs)為單位來衡量。一般來說，頻譜的效率可由尋找使可用的帶寬復用的方法來提高，而不是試圖將多個通話塞入同一帶寬內，因為縮小帶寬一般會產生在各通話之間增加頻段間隔的需要，因而抵消了容量上的增益。所以，較好的方法是為每個通話增加帶寬。以便使較近的頻率復用成為可能。
擴頻通信系統(即CDMA系統)，用高冗余編碼來增加信號帶寬，使信號能在其它用戶干擾的情況下被讀出，提供了較高的頻譜效率。使用這樣的系統，同一網眼內的多個用戶可以在同一頻段內共存，頻率和時間上都是重迭的。如果可以容忍同一網眼內的同頻干擾，一個或多個網眼以外的同頻干擾也就可以容忍了，因為距離將減弱干擾的作用，所以所有網眼內的所有頻率都可能復用。
擴頻系統容量具有自干擾的限制，因為與所需信號同時接收下來的不需要的信號在同一頻率上貢獻了一個干擾成分。僅管如此，一些系統，例如衛星通信系統，已經受到自然噪聲的限制，因此寬帶擴頻方法就不一定是增加容量的最好技術。結果就需要在不遭受寬帶擴頻的自干擾的不利后果的條件下，在每個鄰近的蜂窩或區域內復用整個頻譜。


圖1表示了一個典型的使用地面基站的蜂窩電話網絡的構成。這張圖只是表示了這樣的網絡，例如網眼不總是如此規則的大小和形狀，并且做為一個一般定義的網眼可以描述為一個由特定信號激勵的區域。
網眼可以從它們的地理中心激勵，但一般地由三個網眼組的連接處的公共點來激勵，因為地點的房產地價是主要的經濟考慮。網眼的中心激勵的天線輻射方位圖一般在方位角上是全方向的。縮小在垂直平面上的輻射方位圖使能量集中于陸地上的電話機，避免能量向天空輻射的浪費也是共同的。當出于經濟考慮三個網眼的發射器和天線集中在同一位置時，天線的角度只需激勵120度扇區；而且所得的方向增益對網眼遠邊的雙倍距離做了很大的補償。適當塑造天線形狀可以用在每個方向上所需的最大范圍提供增益補償，每一個相對于中心面等分為±60度。因此一個扇面化的天線方位圖可以在±60°上減小到-12dB，提供中心扇面增益大約8-9dB，以使該方向上實現最大范圍。
使用中心激勵，U.S.AMPS蜂窩移動電話系統不能在環繞給定網眼的21個網眼區域內復用相同的頻率。這稱做21網眼頻率復用方式，其結果是當所有信道同時使用時(一般稱為最大負荷)同信道干擾低于所需信號大約18dB。這樣一個21網眼復用模式在圖2中表示。某個復用模式大小例如3、4、7以及它們的乘積(即9、12、21…)產生了與所需信號相同距離的同信道干擾，并定位在六角形的邊緣，由多個等于方位圖大小的平方根的網眼所隔開。
實際上，激勵從三個網眼的鄰接處產生。盡管復用模式是一個21網眼模式，它也可描述成7地點，每個有3頻率復用的模式環繞著三個120度的扇區。從這種激勵方式產生的信號同信道干擾特性，不精確地與從中心激勵產生的那些特性相等。(由于天線的方向性，可以看到對于特定信號的干擾主要產生于天線在正對方向上發射的兩個其它地點，并且不來自于在共同頻率上發射的六個等距離的網眼，類似中心激勵的情況)。
3扇區、7地點的激勵方法一般稱為扇面化，它可能給人以錯誤印象即由于使用了方向性天線，原來較大的網眼被分成3個較小的網眼或扇區。這種印象卻是不準確的，因為從同一個地點用于激勵三個網眼的結構僅是經濟上的安排，實際上考慮到技術性能比中心激勵稍有缺陷，但這種缺陷是很小的。
網眼分割完全是另一個概念，它是通過在地面上更密集地提供基站以得到每平方公里更高的容量的一種方法。在一個已有系統中引入網眼分割時常需要完全修改頻率復用方案，因為一般不可能簡單地分害一個網眼，例如，分成三個網眼，并三次復用原來的頻率。這會使三個新的網眼工作在沒有間隔的相同頻率上，產生一個問題，即在兩個網眼邊界上的一個移動電話從兩個網眼的相同頻率上接收相等強度(但內容不同)的信號。因此，需要使一個網眼分成具有相同頻率的扇面，并在每個當中不帶上述的干擾問題。
在設計用于車載或手持話機的衛星通信系統時也會產生類似的容量問題。對手持機，不同性能的全向天線實際上是大多數消費者樂意接受的。必須定向到衛星或較大的、較笨重天線的定向天線現在在市場上不受歡迎，所以衛星必須給地面提供足夠高的信號強度，以便能與這樣的設備進行通信。地面上從衛星接收的信號強度一般用每平方米瓦為單位或以對數尺度每平米dBW為單位進行計量。例如，每平方米-123dBW量級的流密度，在下行鏈路頻率使用2GHz時用于給話音通信提供足夠的鏈路容限以抵抗多徑衰落、陽影效應、極化失調等。衛星輻射的總瓦數就等于這個所需的流密度乘以它激勵的地理區域的面積。例如，在全美國任意地方提供這樣一個話音信道，在9百萬平方公里的面積上需要的總輻射功率為10-12.3×9×1012＝4.5瓦從衛星上來的一個話音信道當然不能提供有用的容量。5千到1萬Erlangs是比較合理的為全美國服務的目標。增加容量的一個方法是在其它的頻道上也產生4.5瓦特功率，每個頻道帶一路話音信道；但是，一個4.5千瓦的衛星將是很大而且發射費用昂貴，不是提供10000Erlangs容量的經濟的方法。因此更有效的是，使用4.5瓦的衛星RF功率在美國的所有地方產生一個足夠流密度的話音信道，想辦法允許在不同的地方使用不同的流傳輸話音，這樣就不用更多的功率或頻帶就能支持很多不同的通話。
衛星在不同方向上不同地調制相同的輻射流密度的能力依賴于由它的天線孔徑提供的角分辨率。一個天線(在輻射中)的角分辨率的量級是波長與天線直徑之比。使用一個示范性的下行鏈路頻率2GHz(波長15cm)，直徑1.5米的天線，理論上角分辨率是1/10半徑或5.7度的量級，這個量級，例如從10000公里的軌道高度，允許的分辨率在美國覆蓋區域內可達到分辨37個不同方向的能力。因此，衛星輻射功率的同一個4.5瓦也支持不只一個，而是37個不同的通話。
產生37個不同波束的方法如圖3中所示。一個拋物面反射鏡將從一個帶37個不同的饋源的方位圖中聚集無線電波能量下達地面。饋源的映像被投射到地面，形成所需的分離的激勵區域。不幸的是，使用這種技術存在從一個區域到另一個區域的泄露，并且無論如何兩個或三個網眼邊界處的一個移動電話從兩或三個饋源接收相等的信號。如果這些信號是分別調制的，電話接收到不能辨認的三個通話的混合。因此，傳統的系統不能開發使用分辨率來實現的潛在的容量增加。
總結在傳統的天線通信系統、衛星通信系統以及二者的混合中遇到的這些以及其它的缺陷和困難將按照本發明得到克服。
按照本發明的一個示范實施例，矩陣處理用來形成多個數據采樣流的數值混合。選擇矩陣系數，并可周期性地調整，使多個接收器中的每一個實際上不帶干擾地接收所需的信號。
按照本發明的另一個示范實施例，信號處理不適于移動電話的移動或新通話的建立以及終止，但是可用確定方法操作，而流量適于使用動態流量信道分配算法的信號處理的確定特性。
附圖簡單描述前面所述以及其它的本發明的目的、特性、以及優點通過結合圖閱讀相關的如下的詳細描述之后會得到更好的了解，其中圖1圖示了一個傳統的基于陸地的蜂窩網；圖2圖示了一個傳統的21網眼頻率復用方案；圖3表示了一個傳統的激勵地球一個區域的37波束衛星實施方案；圖4圖示了用于描述本項發明特性的一個激勵模式。
圖5表示了一個3網眼頻率復用方案；圖6表示了一個根據本發明的一個示范實施例的衛星-移動通信系統。
圖7圖示了一個根據本發明的一個示范實施例的移動臺到中心站的轉發器。
圖8(a)圖示了一個根據本發明的一個示范實施例的中心站到移動臺的衛星轉發器。
圖8(b)圖示了一個根據本發明的另一個示范實施例的用于功率放大器矩陣的合成網絡；圖9表示了一個根據本發明的示范FDMA實施例的一個中心站。
圖10圖示了一個基于本發明的一個示范實施例的相干波束信號的傳輸；圖11表示了基于一個示范實施例的，在K波段中心站鏈路上使用雙極化的頻譜特性；圖12是一個框圖，圖解了基于一個示范實施例的波束信號的相位相干傳輸。
圖13是一個框圖，圖解了基于本發明的另一個示范實施例的波束信號的相位相干傳輸；圖14圖示了2比特復用的I、Q信號到一個K波段載波矢量的映射。
圖15是一個框圖，圖示了相位相干波束信號傳輸的另一個示范實施例；圖16是一個框圖，圖示了基于本發明的一個示范TDMA實施例的中心站發射信號處理；圖17按照本發明的一個示范實施例圖示了接收控制處理器和發送控制處理器之間的連接；圖18表示了本發明的一個陸地蜂窩示范實施例；圖19是一個框圖，按照本發明的一個示范實施例圖示了從一個天線陣列來的信號的最大似然解調。
圖20表示了一個交錯扇面方位圖的一個示范排列；圖21(a)和21(b)按照本發明的一個示范實施例圖示了連續激勵模式；圖22是一個框圖，圖示了本發明的動態信道分配實施例的一個示范實現的組成部分；圖23是一個圓形對稱、一致孔徑激勵函數的示范輻射方位圖的一個圖解表示；圖24是相對信號增益相對波束交叉點的示范圖；圖25是一個示范圖，圖示了3網眼頻率復用模式中C/I與網眼中移動臺位置的關系；圖26是一個圖解C/I與波束邊緣交叉點關系的示范圖；圖27是一個中頻復用系統中C/I對網眼中移動臺位置關系的示范圖；圖28是一個中頻復用系統中C/I對波束邊緣交叉點關系的示范圖；圖29圖示了一個圓形對稱，1/2余弦孔徑激勵函數的示范輻射方位圖；圖30是圖29中的激勵函數方位圖的相對信號增益對波束交叉點關系的示范圖；圖31是一個示范圖，圖示了圖29中的激勵函數的3網眼復用模式的C/I對網眼中移動臺位置的關系；圖32是一個示范圖，圖示了圖29中的激勵函數的3網眼復用模式中，在25％的網眼半徑內，C/I對所有移動臺位置處的波束交叉點的關系；圖33是一個示范圖，圖示了圖29中的激勵函數的中頻復用中，C/I對網眼中移動臺位置之間的關系；圖34是一個示范圖，圖示了使用圖29中的孔徑激勵函數的一個中頻復用系統，在波束邊緣交叉點上按dB下降函數的25％網眼半徑內所有點上的C/I；圖35圖示了按照本發明的示范實施例的波束和網眼方位圖；圖36圖示了另一個使用七個通信信道的示范波束和網眼方位圖；圖37是一個框圖，為按照本發明的另一個示范實施例的一個固定波束形成裝置；圖38是按照本發明的一個示范實施例波束形成裝置的當前射入和發放點的表；以及圖39圖示了圖37的波束形成裝置的一個示范TDMA實施例。
詳細描述首先，理解與普通天線陣列信號發射有關的干擾問題是有益的，例如圖3中所示的那種天線。圖4表示了天線在地面上產生的輻射強度的交叉面，例如圖3中所示的那種天線。即使在最佳的干擾情況下，此時一個移動單元位于波束2(點A)的中心，從波束1和3來的輻射并不為0，只是相當程度地減弱了。移動臺2接收到的總信號可以描述為三個分量之和，即C21的大小乘以波束1的信號S1(小)C22的大小乘以波束2的信號S2(大)C23的大小乘以波3的信號S3(小)現在考慮相反(上行鏈路)方向，并假設可逆傳播，衛星在波束2中接收到來自三個移動臺的輻射成分，稱為C21·M1+C22·M2+C23·M3，此處M1、M2、M3分別是網眼1、2和3中的移動臺發射的信號。如果移動臺1并不靠近波束2的邊緣，那么C21將很小；因為移動臺2在波束2之中，C22將很大；并且如果移動臺3不靠近波束2的邊緣，C23將很小。因此只要移動臺被理想地安置且不在網眼的邊緣，那么網眼間干擾的等級將是可以容忍的。
另一方面，例如，如果一個移動單元靠近網眼1和網眼2之間的邊界，系數C21將很大且M1將干擾信號M2的解碼。防止這個問題傳統的技術是在緊鄰的網眼中不使用相同的頻率。例如，可能使用圖5所示的3-網眼頻率復用模型。圖5中帶陰影的網眼使用第一個頻率f1，所示的模型中的其它網眼使用f2和f3。可以看出，使用相同頻率f1的網眼不相鄰，并且邊與邊之間的間隔恰小于一個網眼直徑。一個波束邊緣的移動臺位于使用相同頻率的其它網眼的輻射強度曲線很低點的位置。然而，該方法的缺陷是每個網眼內只能使用三分之一的可用頻率，頻譜利用率以三為因子降低。所以，本發明在其它特性之中提供了一種取消同信道干擾而不損失頻譜利用率的方法，并相應避免了在相鄰網眼中不能使用頻譜復用的弊病。
如果在所有波束B1、B2、B3……等等中接收的信號的表達式收集在一起，并暫時假設移動臺信號與波束有相同的個數，那么產生下列方程組B1＝C11·M1+C12·M2+C13·M3+C14·M4…C1n·MnB2＝C21·M1+C22·M2+C23·M3+C24·M4…C2n·MnB3＝C31·M1+C32·M2+C33·M3+C34·M4…C3n·MnBn＝Cn1·M1+Cn2·M2+Cn3·M3+Cn4·M4…Cnn·Mn該方程組可簡寫為B＝C·M，此處B和M是列矢量，C是一個n×n的系數方陣。
從衛星每個波束中接收的信號中，希望能確定移動臺發射的信號；按照本發明可以通過解上面的方程組而得到所需的信號M＝C-1·B只要矩陣C是可逆的(即，有一個非零的行列式)，這個解就可以得到，其結果實際上消除了移動信號之間所有的干擾，使它們之間達到完全的分離。上述方程的所有元素，即移動信號Mi，波束信號Bk以及矩陣元素Cki均為具有實部和虛部的復數，使之不僅可以表示信號幅度的差別，也可以表示信號之間的相位關系。按照本項發明，從不同天線波束中接收的信號在相同的時間按照奈奎斯特準則以足夠捕獲所有感興趣的信號成份的速率進行抽樣。一組這樣的樣值在任何時刻都可形成列矢量B，每個這樣的矢量被C的逆相乘，例如，每個抽樣周期乘一次得到一組樣值M，代表自由移動信號干擾。M的相同元素的一系列值形成樣本流，對應于一個移動信號。這個流送入每個移動信號的數字信號處理器中，將樣本流轉換成，例如，一個模擬的話音波形或64KB的PCM數字語音流，該語音流是系統所連接的電話交換系統所需要的。
按照本發明的另一特性，矩陣C不必在每個抽樣周期求逆，可以減少求逆的頻率或只在每個通話的開始處求一次逆。矩陣C和它的逆相對變化較慢因為C系數的改變頻率與移動單元在波束中移動位置有關，或者在非靜止衛星情況下與衛星移動引起的波束輻射密度分布的改變有關，這些變化都是相對較慢的。在本發明的一個示范的衛星實施例中，典型的網眼大小在幾百公里的范圍內，衛星軌道在中等緯度需要一到兩小時才移出一個典型大小的網眼。因為移動而引起的重新計算新的矩陣逆的需要在一個普通的、例如3分鐘的電話通話期間不會產生。但是，在逆的C矩陣中做改變將是有益的，主要原因是通話是連續地接通及斷開的。如果n＝37，例如，平均通話持續3分鐘，那么平均來說，一個移動臺與它相應的矩陣C的列每5秒被略去一次并代之以另一個系數列。替換發生時引入新的逆C矩陣的處理將在后面解釋，只要說明的是與解調、解碼37個移動信號所進行的整個數字信號處理相比這只是微不足道的一點計算而已。
應用這些原則的一個示范實施例現在將參考圖6-11予以描述。
圖6表示了多個便攜臺420通過衛星410與中心站400通信。該中心站，例如，通過一個本地交換局與一個公用電話交換網(PSTN)相連，以使便攜電話可與世界范圍的任一電話用戶通話，也可以使衛星電話之間相互通話。衛星在相對較低的微波頻率，例如1600MHz接收來自便攜機的信號。在這樣的頻率上，以電池工作的話機的發射機能有效工作并且它們的天線可以是小型的全方向的。衛星從1600MHz接收信號轉換成較高的頻率，用于轉發給中心站。
使用一個較高的頻率是因為衛星到中心站的鏈路需要的頻帶寬度至少是分配給每個波束的1600MHz頻段寬度的n倍，n是波束數。例如，如果在1600MHz上，37個波束中的每一個復用了6MHz的一段帶寬，那么在衛星到中心站的鏈路上至少使用37×6或222MHz的頻帶寬度需要。因為保持相干波束信號傳輸的方法使用至少兩倍于這個起碼的最小帶寬的頻帶，并且反向需要相同大小，那么就需1GHz的帶寬。由此建議衛星到中心站的前向和返回鏈路上載頻大約是，例如，20GHz比較合適。
在這樣的頻率上，即使相對較小的中心站天線也有很窄的波束寬度，使得任何一個系統對這個帶寬的獨占都是不必要的，整個帶寬可以重新分配給其它衛星和地面站，只要從第一個地面站到第一個衛星的視線不與到第二個衛星的視線相交就不會產生干擾。分配唯一的“站”給靜止軌道上的衛星可以避免這種情況，或者，對于在較低軌道上移動的衛星這種情況下，交叉的概率很小，當發生交叉時改變中心站位置來解決。
圖7表示了一個將移動臺發射的信號轉發給中心站的示范性衛星轉發器框圖。L-波段(即1600MHz)的多波束衛星天線470從分布在不同波束間的多個移動電話接收信號，并在有關的低噪聲放大器中放大這些信號。從每個波束來的混合信號包含，例如，從400-500個使用不同頻率的移動電話來的信號，這些頻率以12.5KHz為間隔，共跨越6MHz的一個總帶寬。每個波束的混合信號在相應的混頻器440中被下變頻以得到基帶信號，例如，跨越1-7MHz的范圍的信號。這類信號后面將稱之為“視頻”信號，因為它是攝像機中的信號跨越的典型頻率范圍。為了將混合的接收信號下變頻為視頻信號，下變頻器可以是，例如，鏡像反射類型的下變頻器。下變頻處理可以選擇性地使用合適的中間頻率分一步或多步來完成。
系統中的下變頻器可以使用相同的本振信號以使天線接收的下變頻率頻率之間保持原有的相位關系。在信道之間偶然引入的固定相位偏差和小的幅度差別都不是問題，因為這可以在中心站通過模擬或數字處理將其校正。
基帶信號用來調制衛星-中心站頻帶即20GHz中的相應的載波。如果一個1-7MHz的“視頻”信號單邊帶調制到一個20GHz的載波頻率上，所得信號將占有20.001到20.007GHz的頻帶范圍。
但是，使用單邊帶調制使在波束信號之間保持相位的相干性變得很困難。因此，轉而使用雙邊帶調制技術。例如，1-7MHz的視頻信號可用來對一個20GHz的載波頻率進行頻率或相位調制。調制后的載波占據的頻率范圍大約是19.993-20.007MHz，或者更多，依據使用的頻率或相位偏差而定。為了在起碼的14MHz帶寬周圍留一定余量，在20GHz頻帶內使用25MHz的頻率間隔比較合適。因此，在單向的衛星-中心站鏈路上使用37×25或925MHz的帶寬。這個帶寬可以用后面描述的正交極化方法的靈活使用將其分為一半。
圖8表示一個中心站-移動臺轉發方向的示范衛星轉發器。上面描述的移動臺到中心站傳輸的同樣方法可以相反地用于多波束信號到衛星的相干傳輸。中心站(未表示出來)發送多個Ka波段的頻率或相位調制的載波到衛星。使用合適的Ka波段天線360接收它們，在共用的低噪聲放大器350中放大，然后饋送到FM接收器組340，這里每個載波用相應的接收器解調，產生信號的視頻率形式以在相應的波束中傳輸。這些視頻信號，例如占據1-17MHz的頻帶，在相應的上變頻器320中被上變頻，使用一個共用的本地振蕩器330以保持相對的相位關系，并使用功率放大矩陣310放大信號以便通過多波束天線330發送到移動電話。衛星-移動臺鏈路使用的合適頻率，舉例來說，為2.5GHz(S-波段)。功率放大矩陣中的放大器可以是線性放大器，以便減少定向到不同電話的信號之間的互調。功率放大器矩陣舉例來說，可以是一組n個分立的放大器，每個與相應的波束相關聯，或是一組N個(大于或等于n)放大器，其輸入端連接有n×N Butler矩陣，輸出端連接有N×n的Butler矩陣。Butler矩陣的效果是使用每個放大器放大每個波束信號的一部分，因此平衡了負載，在故障發生時性能稍下降但工作仍可靠，并通過吸收N-n假負載中的互調部分能量來減輕互調。這樣的功率放大矩陣的例子可以在美國專利應用系列號-題為“在功率放大器中損失能量控制和管理”中找到，該文發稿于1994年1月11日，這里引為參考。
按照本發明的另一個示范實施例，在使用TDMA信號的通信系統中，通過地球軌道衛星做為中繼，該衛星具有一個使用這樣的矩陣功率放大器的通信轉發器，這個功率放大器的輸入Butler與放在地面站而不是衛星上的網絡相連接。Butler連接操作由地面站的數字信號處理完成，形成所需波束信號的加權求和，產生對應于矩陣功率放大器的每個放大器的驅動信號。這些加權和使用相干饋電鏈路發送至衛星通信轉發器，該轉發器接收它們并將其轉換到第二頻段，以便用這樣的方式驅動功率放大器，即，在Butler連接功率放大器輸出之后，輸出信號就對應于待發送的信號，這些信號以對應于相應的地面終端的不同的天線波束方向發射，這些地面終端舉例來說，可能是小型手持便攜站。
最終的衛星流程示于圖8(a)。注意一般都存在的輸入合成器被省掉了，因為這個功能現在在地面站完成，圖中用虛線方框800表示。天線810，包括線性放大器的信號處理820，饋電鏈路接收器和下變頻器830以及輸出合成器840可用傳統方法實現，這里不再進一步描述。
這個實施例在某種情況下很有優點，例如，在天線波束和時隙之間功率的動態重分配可以實現，而不在相應的前向饋電鏈路信號中產生較大的變化，因為每個饋電鏈路傳輸每個波束信號的一部分而不是一個波束信號的全部。另外，在前向饋電鏈路上發送的信號的預失真可用于進一步補償相應的轉發器信道功率放大器中的失真。此外，在上面引入的“在功率放大器中損失能量控制和管理”的申請中所描述的超維數矩陣功率放大器的這種情況，饋電鏈路的數目大于將產生的獨立的波束信號的數目，因此能夠提供足夠的冗余措施防止故障。
圖9為遵循本發明的一個示范實施例的中心站的框圖。該中心站天線600從衛星接收Ka波段的載波，并且在模塊610中的共用低噪聲放大器和可選的下變頻之后，信號在對應于相應的Ka波段載波的多個接收器之間分開以得到波束信號B1…Bn。每個波束信號包括多個語音調制信道頻率，它們在信道分離濾波器630中被分離。
信道分離濾波器630可以是模擬組件，例如晶體濾波器，并包括一個從可選的信道頻率到公共的較低頻率(即，12.5-25KHz，或455KHz)的頻率變換，以便進行A/D(模/數)變換。已經變換為合適的頻率的選定信道信號在A/D(模/數)變換器640中進行A/D變換。在較低的中頻，例如455KHz這樣的頻率上較合適的示范性模數變換器技術是美國專利5,048,059Paul W.Dent的題為“對數-極座標信號處理”中描述的技術，這里引入參考，它通過同時數字化相位和幅度的方法保留信號完整的復數性質。瞬時相位可以使用這樣的方法數字化，例如美國專利5,084,669 Paul W.Dent題為“直接相位頻率數字化”中描述的技術，這里也引為參考。對應于一個信道頻率的所有n個波束信號的相位數字化可使用這里描述的技術實現，即重復某些元件(即，觸發器電路和保持寄存器)，n次并共享其它的(即，參考頻率計數器)以保持相對的相位相干性。另一種方法，如果混合波束信號首先數字化就可使用數字濾波器而不是模擬濾波器，在這種情況下，圖9中的A/D變換器640就不需要。
A/D變換的數值結果逐樣點地饋送到數值矩陣處理器650中。每個信道頻率有一個這樣的處理器，但為清楚起見，圖中只表示了信道頻率(m)的處理器。矩陣處理器處理數字化的波束信號，將多至n個獨立的移動電話發送的M1……Mn分開，并將對應于每個移動電話發射信號的樣本流傳輸至話音信道處理器660中。話音信道處理器數值化地完成信號的解調、糾錯解碼以及將數字化的語音從衛星使用的比特率和格式轉換成標準的PCM電話系統格式的譯碼，以便通過一個數字交換機(圖中未表示)連結至PSTN。因此圖9中所示的示范結構完成了n×m話音信道的解碼，此處n是波束的個數，m是每個波束頻率的個數。例如，若n＝37，m＝400，系統就具有14800個話音信道容量的潛力圖9的說明是關于每個頻率傳輸一路話音信道的系統(即，一個頻分復用多址(FDMA)系統)。但是，本發明也可用于時分多址(TDMA)系統。在TDMA系統中，通過將一個重復的幀周期分成時隙而將幾個移動電話信號在同一信道頻率上傳輸，分配每一幀中的一個時隙給一路移動電話信號。圖9的示范框圖也可用于從模數變換器640出來的樣本流代表TDMA信號時的情況。但是，矩陣處理器650此時將在每個時隙中分開一組不同的移動信號，矩陣系數在對應于時隙的向組之間復用，其中每個相應于一個時隙。這是一個經濟的組合，因為對于給定的多個話音信道組合來說，信道濾波器630將在數量上按照每個載波的時隙數做因子而減少，模數變換器相應更少，矩陣處理器的數目相應減少，但是每個處理器將在較高的輸入樣本速率上工作，每個話音信道處理器可以順序地處理連續時隙中的信號，因此經濟地使器件進行時間共享而實現相同總數的話音信道容量。
所示的每個數值矩陣處理器650接收一路控制信號。控制信號可以由一個分立的計算機(圖中未表示)產生，該計算機控制移動電話通話的連結和拆除，需要改變到處理器使用的系數矩陣以便從波束中分離出移動信號。前面提到過如果C矩陣的逆在數值上不是病態的，這種分離就可以實現。如果兩個移動臺精確地位于地面上的同一點，它們所對應的C矩陣的兩個列將是相同的，這將導致行列式為0且逆矩陣不存在。因此，使C矩陣可逆的條件是移動臺在地面上要分開足夠的距離。如果它們彼此非常接近，C矩陣就變為病態的了。
按照本發明的一種情況，當這種狀況發生時，兩個(或多個)接近的移動臺之一將會改變頻率到與其確實分開的，使用同一頻率的其它移動臺使用的信道上。控制計算機具有這樣的功能，即，至少在通話建立以及隨后可選擇的一個間隙里決定哪一個可用信道頻率最適合分配給一個新的移動臺，或者結束一個正在進行的通話。如果系統中沒有空閑的容量，系統就稱之為阻塞，用戶不能打電話，會使他們感到很惱火。當系統欠載時，至少在某些頻率上，移動信號數少于波束數，因此矩陣C就不是方陣了。后面將會看到在欠載的系統中提供的多余的自由度是如何使用的，不僅是用來將移動信號彼此分開以防止相互的干擾，同時也為了增加從最差情況的移動臺接收的信號質量。當必須加入一個額外的移動信號時這個方案要改變，而且控制計算機能夠預先估計到對信號質量的潛在影響。因此，按照本發明的示范實施例來分配信道的策略是通過在計算中包括進新的信號來估計每個信道上對應于最差情況移動站的信號質量所受到的影響。受到最少的衰減或者對于最差情況的移動臺來說，滿足最高質量的信道將在邏輯上選為新信號使用的信道。結果是一組指定為相同頻率的移動臺在空間上將盡可能地分得足夠遠。
10表示了每個波束的“視頻”信號相干發送的一種示范性的裝置。從第一個天線饋電元件(波束)的下變頻器(未表示出來)來的視頻信號被饋送到一個20GHz的壓控振蕩器(VCO)1000的壓控輸入端。視頻信號頻率調制VCO。中心頻率被所需的信道間隙(即，25MHz)調偏的連續VCO用于從天線饋電元件2、3…到n/2來的信號。按照這個示范實施例信號2的VCO中心頻率比信號1高出25MHz(即，1GHz/40)，且信號n/2的VCO 1001的頻率比信號1高出(n/2-1)×1GHz/40＝(n-2)/80GHz。從VCO來的信號在加法器1002中求和，這個加法器可以是，例如，一個波導或微帶方向耦合網絡，信號的總和在公共放大器1003中放大，該放大器可以是，例如，行波管放大器(TWTA)。
一個并列的裝置用于處理排號為n/2+1到n的另一半視頻信號。信號n/2+1的VCO 1004被VCO 1000的信道間隔的一半偏置(即，12.5MHz在上面例子中信道間隔是25MHz)，這種偏置保持到VCO 1005，使得用于并列裝置的這組頻率設置均比第一個裝置中的信道頻率偏離一半。這種方法在雙極化傳輸系統中最小化由不完善的極化隔離而引起的任何干擾。兩個TWTA的輸出，例如，通過極化器1008連接到雙圓極化喇叭天線1009中。極化器1008的作用是激勵一個對應于TWTA 1003的信號的右旋圓極化信號到喇叭天線1009，同時激勵一個對應于TWTA 1007的信號的左旋圓極化信號。
在中心站，混合信號由雙圓極化天線接收，且兩上極化信號被分成FM接收器的兩個相應的組。FM接收器的中心頻率對應于圖10中的VCO的中心頻率。FM接收器的解調輸出重新產生了在衛星L波段天線元件接收的信號，保留了它們之間相位和幅度關系。圖11表示了兩個極化信號在K波段傳輸頻譜之間的典型關系，可看出在RHC和LHC中心頻率之間的半信道偏移是如何縮小相互干擾的。
在技術上很熟練的人將很容易地感到圖10的框圖只是根據本發明的一個相干信號傳輸的典型裝置的說明，且存在很多由此而來的功能性等價的流程。例如，首先具有優勢的是產生低于20GHz，例如2-3GHz的頻率調制信號，并且在求和之后，通過將求和信號與共用的18GHz本振混合以及用一個帶通濾波器選出上邊帶來將混合信號轉換到20GHz。
上述討論集中于衛星L波段天線元件接收的信號到中心站的相干傳輸。相同的功能，稱為在中心站產生的信號的傳輸，相反地用于相應的衛星天線元件-即圖8中的轉發器-的輻射。中心站可以使用類似圖10的裝置，但是具有一套與衛星到中心站方向使用的不同的K波段頻率，且在地面端有一個較大的天線。衛星可以使用第二個雙極化喇叭天線接收，或者另一種辦法，使用與圖10中同樣的喇叭天線和極化器1008、1009，并附帶一個發/收雙工濾波器給每個極化信號以分開發送和接收的信號。線性放大器350可以為每個極化信號復制一個，用于饋送FM接收器組340相應的一半。兩個極化信號的載波之間相同的半信道頻率偏移是中心站到衛星方向中的另一個優勢。
圖12表示了按照本發明的另一個示范實施例的一個替換裝置，用于相干傳輸中心站到衛星之間的多個信號。在這個圖中，對應于一個天線饋送元件的每個衛星轉發器信道被表示為一個雙下變頻過程，包括一個天線濾波器1200、低噪聲放大器1201、鏡像反射濾波器1202、第一下變頻器1203、IF濾波器1204、1206，IF放大器1205以及正交下變頻器1207、1208。第一個下變頻器1203可以在所有信道中使用相同的本地振蕩器信號以保持相對的相干性。正交下變頻器1207和1208可以對所有的信道使用相同的第二本地振蕩器的余弦和正弦參考信號，同樣保持相對的相干性。正交下變頻器的輸出，例如在0-3MHz的范圍，在交叉網絡1209中被分成線1215和1216上的0-50KHz的成分以及線1217和1218上的50KHz-3MHz的成分。50KHz到3MHz的成分對應于上行的業務信道，使用如FDMA、FDMA加窄帶CDMA混和式或窄帶FDMA/TDMA，并且用于調制分離的I和Q、K波段發射機，將這些信號相干地轉發到中心站。這些成分調制I、Q壓控振蕩器1210和1211。這些振蕩器的輸出在K波段求和網絡中求和，并將求和信號饋送到共用的TWTA，以便放大到所需的下行鏈路發送功率電平。合成半個VCOS，即I VCO到第一個TWTA形成使用RHC極化發送的信號，另一半使用LHC發送，這也是有好處的。中心站中可使用類似的裝置以便將每個波束的混和信號相干地輸送到衛星。
相應的K波段接收器將為每個I信號和每個Q信號包括一個FM接收器。這些FM接收器應該有較好的自動頻率控制(AFC)功能，以便去掉DC和I、Q信號的低頻成分，等于是在信道中間的頻率響應曲線上有一個凹口。這對于寬帶的TDMA信號影響不大，對于FDMA簡單地意味著不使用波段中央的信道做傳輸。
在衛星上，K波段接收器的輸出重新形成I和Q信號，用于使用正交調制器調制余弦和正弦L波段載波，以產生相干的波束信號。這些信號提供給每個波束的L波段功率放大器或前面提到的矩陣類型的PA。
使用的頻率裝置可類似于圖11中描述的那些，帶有RHC極化用于如I成分以及LHC極化用于Q成分，載波間隔減小了以使之與3MHz的調制信號而不是7MHz的信號相當。在RHC和LHC極化載波之間半信道的偏移也是這個I、Q方法的優點。
I和Q信號分別代表復數的接收信號矢量在實和虛軸上的投影，在I和Q信號之間保留正確的幅度關系將保留包括相對相位在內的矢量關系。2n個I和Q視頻信號可用于頻率調制2n個K波段載波，使用只是前述的圖10中一半的信道間隔，例如10MHz。使用這種方法顯示出在K頻段上更高的頻譜利用率，但是實際上很難處理由于DC偏置和頻率錯誤而使I、Q信號成分下降到確實為0的頻率。
因此需要引入AC耦合，要從傳輸的0-3MHz視頻信號中排除一部分，例如0-50KHz。這會在本典型方法轉發的6MHz寬的L波段帶寬的中間設置一個凹口。根據信號的性質，這個凹口可能無關緊要。例如，在共同未決申請中，共同指定的美國專利申請系列號——題為“TDMA/FDMA/CDMA混合天線接入方法”，發表于1994年1月11日，這里引入參考，它公開了一個適于衛星蜂窩應用的混合接入方法，其中信號在下行鏈路上(衛星到移動臺)按寬帶TDMA傳輸，其中每個移動信號占用相應的幀結構中一個指定的時隙，在上行鏈路(移動臺到衛星)中按頻分多址(FDMA)或FDMA和碼分多址(CDMA)的混合傳輸。例如，每秒6.5536兆比特的TDMA信號包括512個時隙，可以從中心站通過每個衛星天線饋送單元6MHz帶寬傳送到每個網眼中相應數目的移動電話。信道中央帶寬的一部分的丟失不會顯著地影響這樣的信號的性質，而且這種影響如果發生，可以在接收的無線信號中使用DC偏置補償技術進行補償，該技術包括在公共指定的美國專利5,241,702，Paul W.Dent的題為“天線接收機中的D.C偏置補償”，這里引為參考。
當在下行鏈路中使用這樣的512時隙的TDMA格式時，一個或多個時隙可以指定用做公共信令信道，也稱為呼叫信道、前向控制信道或尋呼信道。系統使用呼叫信道將始發于網絡的呼叫廣播到移動電話(即，從一個PSTN用戶或從另一個移動電話)。當一個移動臺在這樣一個廣播信息中檢測到它自己的電話號碼或ID時，它使用一個相應的上行鏈路信道-一般稱為“隨機訪問信道”-來做應答。之所以稱為隨機訪問信道是因為移動電話也使用它放置移動臺始發的呼叫，即從網絡請求服務。當存在大量的漫游移動電話時，這些請求事件對系統來說是隨機漲落的。
按照前面提到的“TDMA/FDMA/CDMA混合訪問方法”專利申請，每一個下行鏈路時隙都與相應的上行鏈路載波頻率相關聯。因此為了與本發明的I、Q型式一起使用上述的發明，與下行鏈路呼叫信道時隙相關聯的上行鏈路載波頻率可以選為對應于6MHz帶寬中央的±50KHz，并用做隨機訪問信道。
因此，從交叉網絡1209來的0-50KHz的信號代表隨機訪問信號，并且由于它們相對較低的帶寬，在線數字化的選擇和通過數字方式傳輸到中心站都是存在的。模數變換器1212完成這個任務，它的每個信道的輸出在復用器1213中進行復用，以形成量級為60MB/S的混合比特流，該比特流調制數字發射機1214以便發送到中心站。
按照另一個典型實施例，天線元信號可以在地面站和不帶頻帶擴展的衛星之間相干地傳輸。圖13和14用圖表示了一個典型的相干傳輸方法以及裝置，該裝置基于每個天線信號模擬到數字的轉換，跟隨一個數字復用器，通過正交幅度調制將復用流調制到K波段饋電鏈路載波上。圖15圖解表示了一個從圖13得來的替代裝置，它等于無限的模到數以及數到模的精度，因此允許圖13典型實施例的模到數以及數到模的設備都由模擬復用器來替換。
參考圖13，這個相干傳輸系統的操作如下。從多個衛星上帶的天線元之一接收的2GHz的信號被進行低噪聲放大并使用混頻器1301和1302對應于余弦和正弦的本振信號進行下變頻。如果2GHz的帶寬被下變頻為5MHz，那么所得的I、Q信號每個帶寬為2.5MHz。因此所需的5MHz的帶寬通過使用2.5MHz的截止低通濾波器1304、1305作用于I、Q信號來實現。這些混頻器、濾波器以及模數變換器1306、1307對于如此處理的每個分立的天線元信號是重復的。混頻器可以接收同一個本振信號cos(WT)和sin(WT)以便在信道之間不引入任何相對的相位差。
基帶的I、Q信號濾波之后使用模數轉換器1306和1307轉換。這些用于對I、Q信號在至少為奈奎斯特速率上進行抽樣和轉換，即兩倍于帶寬的速率，在本例中為5MS/S。至少以奈奎斯特速率抽樣，允許信號能夠完全從抽樣值進行正確的恢復。舉例來說，圖中的模數轉換器只是兩比特的方案，即每個I或Q信號被歸為最接近四個值之一-3、-1、+1或+3個任意單位，用數字碼11、10、01或00來表示它們。
在某些應用中，兩比特量化確實是足夠了。這樣的應用有如下特點在5MHz帶寬內2GHz處的總的信噪比非常低或甚至為負值。如果人為地加寬信號帶寬信噪比可能升高，例如使用編碼或擴頻技術。如果信噪比很低或為負值，幾個比特的方案足夠使數字量化噪聲低于無線電波噪聲，以防衰減。比較精通技術的人將喜歡在應用中使用較高的信噪比、更多的比特以提供更高的精度。
在兩比特的例子中，代表瞬時I抽樣和Q抽樣的比特對從所有的天線元中收集，并使用數字復用器1308和1309進行復用。數字復用器1308和1309的輸出分別是天線號1的兩經特I和兩比特Q信號，緊接著是天線號2的相同信號，然后是3、4，等等，直到天線1又被抽樣。連續的兩比特I、Q值通過調制發送到K波段饋電鏈路載波頻率上。
由于每秒的比特數為4N×5MS/S＝20N Mbits/s，需要一種帶寬足夠的數字調制方案，以避免信號占據超過原來N個信號的5N MHz的帶寬。一個合適的調制方案，例如，可以是16QAM。在16QAM中，通過將兩比特映射到四個K波段載波的實矢量值(即，余弦載波分量的幅度)之一以及兩比特映射到四個虛矢量值(即，正弦分量的幅度)之一，以實現每個傳輸符號傳輸器比特數據。產生的4×4的可能點的格點圖見圖14。使用16QAM，通過數模轉換器1310和1311將I比特對映射到K波段I軸，Q比特對映射到K波段Q軸。最后，所需的K波段矢量分量通過將兩比特的數模轉換器1310和1311的輸出提供給K波段正交調制器1312來形成，該調制器由K波段余弦和正弦載波波形(未表示出來)驅動，以形成通過K波段饋電鏈路天線(也未表示)傳輸的調制輸出信號。
復用器可以有比天線信道來的信號更多的輸入。例如，一個典型的天線排列可以是61個天線元的六角形陣列。那么采用64個輸入的復用器比較合適，因為在復用器的結構中輸入數是按2的方冪自然增長的。剩余的3個輸入可以連接到分別等于(0，0)、(1，0)和(0，1)的參考I、Q信號上。地面站接收器可以使用這些參考信號同步它的解復用，以及從(0，0)情況來確定正交調制載波的泄漏(偏移)，從(1，0)和(0，1)情況來提供相位參考以便從Q軸比特分辨出I軸比特。
在兩比特量化不夠的情況下，模數轉化器1306和1308可采用較高的精度，例如，四比特量化。那么每4比特I和4比特Q抽樣代表256種可能之一，采用256Q AM就可以用上述的16Q AM相同的方式傳輸。但是可以做一個簡化，注意到在模塊1306、1308中執行的模數轉換的求反操作與數模轉換器1310和1311中執行的映射到一個符號是簡單地互相抵消的，可以從這個替代的示范實施例中刪掉。那么從低通濾波器來的模擬I、Q信號的完全的不經過量化的精度在通過復用器之后得以保持，數字復用器由模擬復用器來替代，如圖15所示。
在圖15中，基帶信號由下變頻器1501、1502以及前面根據圖13描述的低通濾波器1503、1504來產生。I、Q信號不再數字化，而是直接與其它天線信道(未表示出來)來的相應信號一起進入模擬復用器1505、1506的輸入端。復用后的I抽樣值繼而調制K波段余弦載波，且復用的Q抽樣值調制K波段正弦載波，通過使用正交調制器1507來完成。模擬復用器多余的輸入端，如前面指出的，可以用于復用，傳輸諸如(0，0)、(1，0)以及(0，1)這樣的參考值，這些參考值有助于地面站接收器獲得復用同步，并糾正正交調制器的某些錯誤，例如載波不平衡(載波泄漏、偏差)以及不完善的正交(即，余弦和正弦載波不是精確地分開90度)。
圖15中表示的配置有一個優點，即從2GHz到K波段時，實際上沒有信號的帶寬擴展。在2GHz接收的N個5MHz寬的天線信號實際上使用了相同的5N MHz帶寬在K波段進行再傳輸。因此，沒有再引入量化噪聲。
適用于圖15中的示范實施例的一個模擬復用器可以用二進制樹來構成，其中5MS/S的信號對首先在相對低速的2輸入端復用器中復用形成10MS/S的信號。然后，這些信號對再在較高速的2輸入端復用器中復用以形成20MS/S的信號，如此類推。復用器可以使用電流控制的雙極CMOS或Bi CMOS集成電路構造，信號輸入到兩個三極管輸入極上(即，射極)，控制信號輪流使它們導通或不導通(加到基極上)，信號電流或者通過其中的一個器件，或者被推到另一個器件中通過。鎵砷化物技術，例如HBT，適合于構造高速的復用器。
地面站處理系統在K波段上接收時間復用的天線信號，將這些信號下變頻到每個2.5N MHz帶寬的I、Q基帶信號，然后將它們解復用，成為N個各5MS/S，間隔2.5MHz帶寬的信號(奈奎斯特速率或更高)。這些信號可以在地面上數字化為任意所需的精度，以便進一步處理，例如，由于K波段發送器、接收器或傳播通道上預計的或偶然的帶寬限制而使相鄰樣點間產生模糊，造成樣點間的干擾，使用均衡器可以消除這種干擾。這種均衡操作通過從電流值中減去前后復(I、Q)抽樣值的一個定義大小來實現，該定義大小由用來去掉抽樣間干擾的復系數給定。這種處理也可相反地用于到衛星的傳輸，使用K波段復信號矢量抽樣為在相應的諸如S波段的天線上傳輸。
N個分立的復(I、Q)抽樣流首先在地面站得到很好的預均衡，以便在衛星上接收時不帶抽樣間干擾。然后時間復用調制的K波段信號在衛星中相對K波段本振進行下變頻，給出復用的I、Q流。如果需要的話，可使用兩級或多級下變頻，以便在合適的中頻上進行放大。這也適用于圖13中的2GHz下變頻器，但要注意到在所有相應的下變頻階段上對每個知線元要使用相同的本振信號，以便不引入相對的相位偏移。
由衛星接收的復用I、Q流可以使用用于復用器1505和1506的同一個復用時鐘(未表示)來解復用。地面站的任務就是在發送信號時要考慮傳播時間，以使信號按照正確的定時關系到達，保證到達衛星時能夠進行正確的解復用。用這種方法，衛星上的功能保持簡單可靠，復雜性限制在地面站中，以便出了故障時能夠對設備進行修復。
為了圖示清楚起見，上面的描述進行了簡化，只考慮了所有天線元信號都時分復用到一個單一的TDM復抽樣流中。技術熟練的人很容易理解應當使用混合的TDM/FDM方案，在該方案中形成幾組時分復用信號，并用它們來調制分立的FDM載波。舉例說，如果一個單個的復用流產生不太實際的較高的抽樣率，就要用這種改進的方案。
也是為了圖示清楚起見，上面的描述集中于復信號的笛卡爾(I、Q)表示。在調制K波段饋送鏈路之前使用模擬復用器復用信號時，或者在復用之前使用前面參考的美國專利號5,048,059對信號進行數字化時，形成復信號的極坐標或對數極坐標表示，同樣也是可行的。
圖16表示了本發明的這個示范實施例的主站中的發送信號處理。每個將發送到移動電話的話音信道可以作為標準的64KB/S的PCM信號接收，或者作為可轉的PCM的模擬信號接收。PCM信號可使用典型的話音壓縮算法，例如，CELP(碼本激勵線性預測)，RELP、VSELP或子帶編碼，進行代碼轉換，以得到較低的比特率，例如4.8KB/S。變換后的話音信號進行糾錯編碼，并加入附加的比特，例如循環冗余校驗比特(CRC)，慢關聯控制信道信令信息(SACCH)，每時隙的同步字以及時隙間的保護符號。每個信道處理在話音處理信道卡1600中進行。從，例如，500個這樣的信道卡中輸出的比特流在復用器1601中與控制處理器(未表示)來的控制信道數據流一起復用，形成TDMA比特流，例如，以每秒6.5536兆比特的速率。該比特流送到數字調制器1602，將信息流數值轉化成代表調制波形的I、Q分量的復數流，該轉化以諸如每比特8個樣點的抽樣速率進行。
如上面所述產生的TDMA信號是為了發送到第一群，例如，一個給定網眼或區域內的500個移動電話。用類似電話1600、1601、1602形成的其它的這樣的TDMA信號是為了傳輸到36個其它網眼中另外的帶500個移動電話的群中。總網眼數(在本示范實施例中即為37個)乘以每個網眼的業務信道數(即，500)，就得到如18500個話音信道這樣的總體系統容量。每個網眼的時隙1中的信號以相同的頻率同時發送到相應的網眼中。為了防止在同時間使用相同頻率的相鄰網眼之間的泄漏干擾，本發明的這個典型實施例包括矩陣處理器1603，通過對每個時隙使用37×37的復系數矩陣加權求和處理調制器1602來的信號。每個時隙的37×37個系數存貯在系數存儲器1605中，該存儲器可以分散在數值信號處理器的部件中，但是圖16中為了更好地闡明原理，將其綜合在一起標志為一個單獨的模塊1605。在第一個時隙期間，第一套參數C從存儲器中選出，與調制器1602出來的調制信號進行矩陣乘，以得到信號，用于數模轉換器1604。每個數模轉換器是雙通道單元，能夠與復數進行運算。例如，矩陣處理器的輸出信號每個都由12比特的實部(I)和12比特的虛部(Q)組成，經數模轉換產生模擬的I、Q信號。I、Q信號饋送到FM K波段FM發射機中，以便從中心站發送到衛星。
當通過衛星在S波段上轉發到地面時，矩陣處理的結果是每個移動電話只接收自己的信號，在矩陣處理器中，通過加上存儲器1605來的系數確定的相反符號的補償量抵消了其它網眼來的網眼間干擾。只要在相應網眼中使用時隙1的37個移動臺在位置上是分開的，即，沒有兩個移動臺處于網眼邊緣的相同位置上，這種處理就是可行的。這個條件通過本發明的典型時隙分配算法特性來保證，它也提供了一個一般的信道分配算法，并基于給最差情況移動臺提供最大信號質量的原則。
如果使用20ms的TDMA幀周期，那么典型地一個時隙的持續時間約為40μs。一個時隙在6.55536MB/S時對應為256個比特周期，調制器1602為每個時隙產生2048個復數值。在矩陣處理器使用第一個時隙的系數集處理2048組37個復數值之后，系數要為第二個以及隨后的時隙而改變，以便正確地抵消使用時隙2、3等等的37個移動臺的相應組之間的干擾。
如果在不同網眼內使用相同時隙接收的兩個移動臺在通話過程中過分接近，控制處理器(未表示出來)將會注意到為抵消干擾而產生一套合適的系數是很困難的。按照典型網眼的大小來限制陸地移動電話移動的速度是不太可能的，但是如果發生了上述情況，控制處理器要決定是否需要的其中的一個移動臺改變時隙。目的是使用一個附近的移動臺不使用的時隙來連接該移動臺。如果必要的話，占有一個理想的(即低干擾)時隙的移動臺甚至要轉移到一個剛剛滿足要求(即，免強可容忍的干擾)的時隙，以便釋放它原來的時隙，解決當前的位置靠近的問題。事實上可能不必考慮這樣的情況，因為，例如從500個時隙中選擇的話，很可能會找到較好時隙而不是目前會影響信號質量的時隙。例如允許每10秒中每個網眼有一次時隙改變，可以預計會實現滿意的快速的時隙分配的優化以及對移動臺移動的令人滿意的適應。
實際上，要提供更快的改變速率，以便按照新通話加入，舊通話消除的速率進行處理。在每個時隙37個移動臺這樣的容量以及平均通話持續3分鐘情況下，在一些網眼中大約每5秒中某個時隙被清除一次，新的通話繼而分配到該時隙。總之，在本例中，給定500個時隙，37個網眼，每秒中所有網眼中要有100個時隙被消除并重新分配。
這樣的一個通信系統不應設計為勻荷達到100％的系統容量，否則下一個通話嘗試就會阻塞。每個網眼500個時隙可用時隙，平均負荷為474個時隙就可達到1％的阻塞概率。因此，平均來說，本示范實施例中的37個復用器1302的每一個上的500個時隙要有26個不使用。應該注意到，哪一個復用器用來發送一個特定的時隙到移動臺并不是重要的。選定了哪一個時隙，就要選擇系數矩陣相關的列，它決定了使用相同時隙的移動臺是非干擾的。因此如果在兩個或更多的復用器1601上有相同的時隙，例如號碼371是空閑的，使用哪一個連接一個新的通話是無關緊要的。
因此在控制處理器中執行的分配算法首先要確定大多數復用器上哪些時隙是空的。這就是當前最小數量的移動通話所占據的時隙。使用隨機存取接收器中有關收自新移動臺的信號之間關系的信息(即，由新移動臺的隨機訪問信號與所有天線元信號的相關性決定的C矩陣系數)，控制處理器判斷需要改變到的系數存儲器1605中與某個空時隙-如果新的信號將使用這個空時隙-相關聯的系數集以保持無干擾。
在系數存儲器1605中如何為一個示范實施例選擇參數的一般原則現在將做一略述。
如前面所討論的，為了從移動臺接收信號，天線元1接收移動信號M1的量C11加上移動信號M2的量C12，等等。為了更一般地闡述，天線元K接收移動臺i的信號大小Cki。可逆地假設，從天線元K發射的信號Tk將以Cki·Tk的大小被接收。因為從天線元K到移動臺i的通道上的任意方向假設具有相同的衰減和相位偏移，將由復數Cki給出。
因此，在移動臺接收的信號R與天線元發射的信號之間的關系由矩陣等式給出R＝Ct·T；此處上標t表示一個轉置矩陣。
使用C的轉置矩陣是因為Cki的第一個下標k乘上相應的T元素的下標，而在移動臺到衛星方向上天線元K從移動臺i接收的信號由Cki·Mi給出，所乘的是對應于移動信號Mi的下標i的C的第二個下標i。因此在衛星到移動臺方向上，與移動臺到衛星相比，矩陣系數的下標要進行轉置。
為了達到無干擾，從衛星天線元發射的信號集由下式給出I＝Ct-1·R轉置的求反即求反的轉置，因此甚少在可逆的假設下，存儲在系數存儲器1605中的下行鏈路時隙(j)的系數集就是圖9中的數值處理器650中的上行鏈路頻率(j)所關聯的系數集的轉置。
當上行和下行鏈路頻率相同時使用互逆性。如果上行和下行鏈路頻率上的天線元輻射方位圖相同，那么可使用相對幅度的互逆性。不能使用相位的互逆性，因為相對相位取決于信號至/到每個天線元所經歷的相對距離，用波長去除并且乘以360度角而產生的很小的差別。如果上下行鏈路上波長不同，那么相位的關系將不同。但是，相對時延的差別與頻率無關，因此是可逆的。由此可知，在一個頻率上的相對相位差別的集合可以使用第一個波長轉化為時間差別的集合，然后再使用另一個波長重轉換為相位差別的集合，以便從第一個頻率上已知的一個集合得到在第二個頻率上有效的系數的集合。
基于前面的討論，按照本發明的示范實施例，包含在存儲器1605中的發射系數可以由下面步驟得到(1)將新的移動臺接收的信號在它的隨機訪問傳輸中與單個的天線波束元信號求相關，以確定用于接收C矩陣的一列新的系數。
(2)基于舊的逆C矩陣和新的列，為從新的移動臺接收流確定新的逆C矩陣。
(3)通過使用上下行鏈路頻率比標定相對系數相位角，將新接收的C矩陣列轉換成新發送的C矩陣的行；并且(4)基于舊的發送C矩陣和新的行確定新的發送逆C矩陣。
用于實現上述示范實施例的一個詳細的示范數學過程現在在欠載的情況下進行推導，該情況即存在比衛星上提供的天線饋電元少的當前活動移動信號與之通信。這樣的空閑容量是為無線電信典型設計的，能為一個新的通話提供一個具有98％的概率的空閑信道，這樣顧客總的來說不會為呼叫阻塞而發火。
本例中活動的移動臺標為1……m，這些移動臺要接收的信號標為R1……Rm。它們之間通信的可用的天線元/轉發器信道標為1……n，由相應的每個天線元發射的饋送到天線元的信號標為T1……Tn。同以前一樣，矩陣C，此時是一個m×n的非方陣，決定了每個發射信號Tk有多少到達每個移動臺成為Ri，矩陣由方程給出R1＝C11·T1+C12·T2…+C1n·TnR2＝C21·T1+C22·T2…+C2n·TnRm＝Cm1·T1+Cm2·T2…+Cmn·Tn或者用矩陣/矢量標記簡寫為R＝CT。
因為C不再是個方陣，它沒有直接的逆，所以由下式給出的T沒有奇異解T＝C-1·R相反有一個連續解，因為有比可滿足的條件多的自由度去選擇T值(即，n＞m)。
但是，通過加入強制條件饋送入天線元產生所需的移動接收信號R的均方功率應最小，就可得到下面的奇異解T＝Ct·(CCt)-1這個方程可如下得到。使Rdesired為接收站希望接收的信號的M元矢量，T是送入發射天線的信號的N元矢量，這里N＞M。C是M乘N的系數Cik矩陣，描述信號如何從發射天線j傳播到接收站i。用Rachieved表示實際接收信號的M元矢量，因此有Rachieved＝C·T…………………(1)希望找到一個未知的T可做為待接收信號的一個線性函數，使消耗在處理過程中的總發射功率最小。用M乘N矩陣A的系數形成的線性組合如下T＝A·Rdesired…………………(2)將T從(2)代入(1)可得Rachieved＝C·A·Rdesired僅當C·A為M×M的單位矩陣I時可得Rachieved＝Rdesired。
因此C·A＝I…………………(3)是一個必要條件。因為C不是方陣，不能簡單地求逆而寫出A＝C-1此外，C·A＝I是一組N×M未知矩陣A必須滿足的一組M×M方程，乘積的M×M項給出M×M單位矩陣I。
因為N＞M，未知數的個數比方程的個數多，因此方程(3)沒有奇異解，而是一組連續解。必須加入其它一些條件以定義出所關心的一個特解。這里所加的條件是發射信號T的矢量所具有總功率應最小化。
可以驗證方程(3)的一個特解是A＝C′(CC′)-1＝U，這里，表示共軛轉置。將特解U做為A代入方程(3)，得到C·U＝C·C′(CC′)-1＝(CC′)·(CC′)-1它很顯然等于所要求的I。
通過在上面找到的特解中加上一個任意矩陣V可形成一個一般解，得到A＝C′(CC′)-1+V，但它必須滿足方程(3)，將A的這個值代入方程(3)，得到C(C′(CC′)-1+V)＝I即，CC′(CC′)+CV＝I即，I+CV＝I即，CV＝0……………………(4)因此，V可以是任意的，只要它滿足方程(4)。只當所有V的列與所有C的行正交時，一個非零V矩陣左乘C時給出恒為零的結果。C的行是N元矢量，但是只存在M個，所以它們不會完全跨度N維空間。在該空間中存在C的行不能投影到的N-M個其它維，因此V的列可以包括任意限制在N-M維子空間的矢量，這些矢量在C的M維子空間中不投影。
因此，方程(3)的一般解為A＝U+V；這里U是上面標明的特解，V必須滿意C·V＝0發射信號T由下式給出T1＝A11·R1+A12·R2+…A1m·RmT2＝A21·R1+A22·R2+…+A2m·Rm
Tn＝An1·R1+An2·R2+…+Anm·Rm這里R1、R2等等是Rdesired的元素。如果R1、R2等等都是用于不同接收站的獨立信號，在它們之間不相關，因此在線性求和過程中按均方根方式相加形成T元素。
因此，T1的均方值就是|A11·R1|2+|A12·R2|2…+|A1m·Rm|2類似地，T2的均方值為|A21·R1|2+|A22·R2|2+…|A2m·Rm|2將包括相同的Ri的這些表列式的列相加，得到ROWER＝SIGMAj[|Ri|2·SIGMAi|Aij|2]現在SIGMA1|Aij|2＝SIGMAi(Aij·Aij)＝SIGMAi(A′ji·Aij)，這里A′ji在A的共軛轉置中指元素ji。
但是值SIGMA只簡單地是整個矩陣乘積Xij＝SIGMAi(A′ji·Aik)的jj對角線項，這是A′和A矩陣乘的方程，即X＝A′A。
現在用A＝U+V代替，那么X＝(U′+V′)·(U+V)＝U′U+V′V+U′V+V′U，以及U′V+V′U＝2Re(U′V)將U＝C′(CC′)-1，即，U′＝(CC′)-1·C代入前面的方程，得到U′V＝(CC′)-1·CV＝0，因為CV＝0。
因此2Re(U′V)＝0且U′V+V′U＝0所以SIGMAi|Aij|2＝SIGMAi(|Uij|2+|Vij|2)導出ROWER＝SIGMAj[|Ri|2·SIGMAi|Uij|2]+SIGMAj[|Ri|2·SIGMAi|Vij|2因為分別包括U和V的兩項只能是正的，在第二項中任意矩陣V選為0將使功率最小。由此，產生所需的接收信號的發射信號的解為T＝A·Rdesired這里A＝C′(CC′)-1該解在N＝M的情況下仍有效，此時C是個方陣，上面的減少為A＝C-1應用前面所述的原則，使用多余的自由度不只是為了在每個移動臺產生不受同信道干擾的信號，也是為了在給定的總輻射功率下得到所要信號最大。總的均方輻射功率實際上是由下式定義的矩陣A系數的平方值之和A＝Ct·(C·C)-1沿著A的列的平方和給出與相應移動臺通信使用的輻射功率。就能找到最差情況的移動臺，即，使用最多的衛星功率的那個。按照本發明的一個特性，通過從移動臺所屬的目前的組中刪掉最差情況的移動臺，并將其與另一個組相關聯，從而使中心站的控制處理器周期性地檢查總衛星功率是否可以最小化(或使用功率最優化)。這可以通過重新計算上述帶C的表達式來完成，該矩陣曾被最差情況站對應的行所減弱，因而可確定只節省支持其余站工作在最有效方式下所應節省的衛星功率。那么C中去掉的行用于輪流增加每一個與其它使用不同頻率信道(FDMA)，或多個載波(CDMA)或時隙(TDMA)的移動臺組相關聯的C矩陣，且上面的表達式計算出來確定必要的功率的增加以支持該移動臺輪流做為其它每個組的一個成員。如果這些情況中的一個其功率的增加少于從原來組中去掉該移動臺節省的功率，那么為了改善衛星功率的利用，應將頻率或時隙轉交到這個新的組。這個過程類似可用于確定一個新的移動通話應關聯于現存的哪個組，即，找到一個組能使新的通話連接上以后產生最小的衛星功率的增加。
圖17表示了一個示范實施例，圖解了發射和接收矩陣處理器之間的互連，以及實現上面描述的干擾抵消和優化信道分配操作的地面站上的控制處理器。
接收矩陣處理器1700從地面站RF部分接收數字化的信號抽樣。接收處理可以按照圖9發明的示范FDMA實施例，或按照圖16的示范TDMA實施例進行構造。進一步的，一個示范的CDMA實施例可以按下述方法構造，例如，增加信道分裂濾波器的帶寬，并在圖9電路中包括一個CDMA型式的每信道處理。進一步地，本發明的示范實施例可以使用新的差(subtractive)CDMA系統構造，該系統在美國專利號5,151,919，Paul W.Dent的題為“CDMA差(subtractive)解調”中描述，這里引用做為參考。本發明的這些特性使它也能用于陸地蜂窩系統。
接收矩陣處理器1700使用上述控制處理器1702提供的逆C矩陣系數分開單個信道信號，這樣可以消除或壓縮同信道干擾。這些系數可以，例如，按下述方法確定。
當M個空間分開的天線/接收信道接收M個信號Si的不同組合值Ri時，給出Ri＝SIGMAj(Cij·Sj)…………………(5)或者用矩陣符號，R＝C·S，那么M個信號的分開有一個直接解R＝C·S-1…………(6)當天線/接收信道N的個數大于它們所接收的信號M的個數，矩陣C不是方陣且不能求逆。使用N個信道的任何子集M存在一個可能的連續解，但可能也存在一個期望的奇異解。
使用N個發射信道發射M個信號的逆問題在上面通過加入附帶的最小化總發射功率的要求而得到解決。在接收情況下，可以加入最大化信噪比的條件找到所需的奇異解。為了做到這一點，必須假定接收機中存在有限量的噪聲。
在這個解被描述之前，將描述另一個解出下列方程的方法C11·S1+C12·S2…+C1M·SM＝R1C21·S1+C22·S2…+C2M·SM＝R2CN1·S1+CN2·S2…+CNM·SM＝RN當N＞M時，存在超過未知數的多余方程。它們應該都是一致的，且解N的任何子集M應該得到相同的答案。但是，由于會引起接收值R中不相關的誤差的接收噪聲，方程將不全是完全一致的。
該方程的一個已知解被稱為最小二乘法解。最小二乘法尋找這樣的解-它將需要加到R值中的噪聲誤差的RMS(均方根)之和最小化，從而使方程一致。
誤差矢量E可定義為E＝C·S-R…………(8)和的平方誤差則為E′E＝(C·S-R′)·(C·S-R)＝S′·C′·C·S-R′·C·S-S′·C′·R+R′·R…………(9)將該表達式對每個R值求導，得到梯度值grad(E′E)＝2C′·C·S-2C′·R…………………(10)E′E當grad(E′E)＝0時是一個全局最大值，即，C′C·S＝C′R，或S＝(C′C)-1·C1·R…………(11)M信號的最小二乘法解因此是S＝A·R，這里A＝(C′C)-1·C′…………………(12)可以和最小發射功率解相比較，這里
A＝C′(CC′)-1上述的最小二乘法解不一定使每個信號的質量最大化。為了找到使每個信號質量最大化的解應該去找得到該信號的最好的A矩陣行。
分立的信號Si由A的行i，此后寫做Ai，乘上接收信道輸出矢量R給出，即Si＝Ai·R。R由C·S+Noise給出，這里“Noise”是不相關的噪聲矢量，在接收信道上帶有分量N1、N2……。
因此，Si＝Ai·C·S+Ai·Noise…………………(13)出現在Si中所要的分量Si的大小如下給出(Ail·Cli+Ai2·C2i+Ai3·C3i+……+AiN·CNi)·Si＝Ai·Ci 這里Ci表示C的i列。假設所有Si用單位功率發射，待求的所要分量的功率為P＝|Ai·Ci|2＝Ai·Ci·Ci′·Ai′…………………(14)但是，由于其它信號Sk，在求得的信號中也存在不需要的分量。所有不等于i的K的不需要的功率的總和為I＝Ai·Cdim·C′dim·Ai′……………………(15)這里Cdim表示去掉i列的矩陣C。
除此之外，噪聲功率為|Ai1·N1|2+|Ai2·N2|2……＝AiAi′·nI……………(16)這里n是每個噪聲信號N1、N2等等的均方值。信噪加上干擾的比為PI+N=A(Ci.Ci′)A′A(nI+Cdim.C′dim)A′----(17)]]>數學上將這個表達式稱為厄米特(Hermitian)式比值。類似下述形式的表達式的最大、最小值由V-1·U的特征值q給出X′UXX′VX]]>該特征值通過det(V-1·U-qI)＝0的解得到。給出這些極值的X的值就是相應的特征值。V-1·U在此種情況下為(Cdim·C′dim+nI)-1·Ci·Ci′，且X為A′。
現在使用如下定理，一個n乘m矩陣與一個m×n矩陣積的特征值(這里n＞m)等于反方向乘積的特征值，加上n-m個零特征值。
使用有問題的兩個矩陣，一是N乘1矩陣(Cdim·Cdim′+nI)-1·Ci，另一個是1乘N的矩陣C′，所需的特征值一定是反乘積的特征值Ci′1×N.(Cdim,CN×N′dim+nI)-1.CiN×1----(18)]]>這只有1×1維，即，它是個標量，只有一個非零特征值。因此q＝Ci’.(Cdim.C’dim+nI)-1.Ci………………(19)有關的特征矢量Ai′是下面形式方程的解VMatrix.V＝V.Eigenvalue(Cdim.C’dim+nI)-1.Ci.Ci’.V＝Vq……(20)從方程(19)中代入q的值，(Cdim，C’dim+nI)-1.Ci.Ci’.V＝V.Ci’.(Cdim.C’dim+nI)-1.Ci………(21)可使V＝(Cdim·C′dim+nI)-1進行驗證使方程(21)左右兩邊相等。因此，這個特征矢量是在最佳信號噪聲干擾比情況下，從R得出Si的系數Ai的行的最佳解。
如果我們從最大化信號對(信號+噪聲+干擾)的比開始，將得到Ai’＝(C.C’+nI)-1.Ci or Ai＝Ci’.(C.C’+nI)-1………………(22)即，用于顛倒的是整個C矩陣，不是去掉一列的矩陣Cdim。最大化S(S+N+I)的值應該等于最大化(S/N+I)的值，因為它們之間的差別只有常數1。
可以看到這個解與最大化S/(N+I)的解只差一個標量因子1/(1+q)，因為一個固定的標量不會改變信噪比，結果應是相同的解。如果這樣為所有的i得到的Ai一個一個地排列起來形成M乘N的矩陣A，行Ci′是原來的列Ci，也一個一個地排列起來形成矩陣C′。
因此A＝C′(CC′+nI)-1這類似于最小化發射功率時上面所得到的解，除了這里的“C”矩陣是發送矩陣的轉置且為M乘N矩陣而不是N乘M。這意味著N×N矩陣CC′只有M＜N的秩，且沒有直接的逆，是奇異的。但是，噪聲通過項nI加入對角線元素，推動矩陣轉化為非奇異的，上面的解就成為可計算的了。
發送時的解提供了一種方法，能夠測試在重新優化之后為了支持一路增加的信號應該增加多少總發射功率。相應的，在接收情況下，能夠測試已經接收到的信號加入一路新信號在一個增添的列加入C矩陣、上述的系數重新優化之后如何影響信噪比的。上述C增添的列代表N個接收/天線信道接收的新信號的相對大小和相位。當新信號出現在隨機訪問信道且不與其它信號沖突時就可確定。進一步的，隨機訪問可以用比一般業務高的功率或更多的編碼來進行，以加快檢測和解碼。
信號被解碼，且回溯地，解碼信號可與每個N信道記錄的信號抽樣進行相關，以確定新的C矩陣系數。然后可做一測試，將新的C列輪流加入每個侯選C矩陣中，這些C矩陣與正流動的信號的不同組相關聯，為了確定由于加入新的信號具有最差情況SNR衰減的組。這就確定了為了傳輸新信號的信道分配，并解釋在隨機訪問和信道分配過程中，C矩陣系數是如何得到一個當前行的。
分立的信道信號在分立的信道處理器1701中進行處理。信道處理器既可在通話連結之后用于處理用戶業務，也可用于從給定的方向上尋找隨機訪問信號。后者要通過合成從衛星接收的信號形成覆蓋地球固定區域的波束來完成，該固定區域是隨機訪問信號可被接收的區域。使用的系數通過控制處理器1702來選擇，以提供對其它區域同頻率的其它信號產生的干擾的抵消或削弱，從而對偵聽到隨機訪問信息的概率進行最大化。隨機訪問信息也可以用一個附加級別的糾錯編碼來提供，以便當缺少關于訪問嘗試接收方向的先驗知識時，最大化接收概率。可選擇地，隨機訪問信道可以是頻率預分配的，以防止鄰近網眼中直接的頻率復用，例如，通過使用了網眼頻率或時隙復用計劃，因為對隨機訪問使用三頻率或時隙不會象對每個業務信道使用這樣的頻率使用計劃一樣對總的系統容量產生有害的影響。
信道處理器1701對控制處理器1702提供關于每個波束信道或分立信道中每個信號大小的信息，控制處理器1702使用這些信息控制接收矩陣處理器1700所用的干擾抵消系數。依照，例如，每個分立信號和每個波束信號之間的相關的分別定義或分立信號之間相關的定義，控制處理器1702可使用兩種不同的控制概念。
在第一個示范的控制裝置中，由信道處理器1701解碼的分立信道信號分別輪流地與每個不分立的波束信號進行相關或部分相關。實現這個相關的電路連接在每個信道處理器1701和每個其它的信道處理器1701之間進行安排，但是在圖17中為清楚起見將這些連接去掉了。用于相關的分立信號的組成適于是信道信號中已知的位模式，例如一個同步字或位模式。相關的結果直接代表C矩陣系數，由控制處理器處理以得到上面定義的A矩陣系數。
在第二個示范控制裝置中，由信道處理器1701解碼的分立信道信號與其它信道信號的至少部分進行相關以確定殘留的由于其它信道信號產生的未抵消的干擾的大小。一起執行相關操作的其它信道信號的組成部分適于是每個信號中所含的已知模式。例如一個同步字。由于這些模式是已知的，因此不必在信道處理器1701之間進行交叉連接，避免大量的互連。更進一步地，因為控制處理器1702對接收矩陣系數的修正不必以很快的速率進行，它們對于給定的一組發射移動電話來說是相對不變的，不同信號的相關可以在不同的時間出現，在進行相關的時刻發射機可以通過預置，為相關處理插入一個特殊的同步字。
例如，假設發射信號的每段中，即一個TDMA時隙中，使用了一個已知的16比特的同步模式。存在16種可能的正交的16比特字。可以將正交的同步字分配給16個不同的信號。一個快速沃爾什(Walsh)變換器，例如美國專利申請號07/735,805題為“快速沃爾什變換處理器”中描述的變換器-該文發于1991年7月25日，在這里引為參考，提供一種有效方法將信號同時與所有可能的正交碼字相關，然后直接確定殘留的未抵消的干擾量。但是如果其殘留干擾成分能被識別出來的信號個數大于16，例如是37，那么此時15個信號安排使用不同的正交的碼字而其它22個則使用第16個碼字。被選定為使用不同碼字的15個可在連續的TDMA幀之間進行改變，使得只過兩幀之后，所有的信號就能唯一地識別出來。
這個示范過程也可用于FDMA或CDMA上行鏈路調制。在CDMA情況下，例如，正交擴頻碼可被分配用于輔助識別。如果一個混合的FDMA/CDMA上行鏈路與，例如，四交迭正交CDMA信號在每個頻道上一起使用，如上面提到的美國專利申請系列號——，題為“TDMA/FDMA/CDMA混合天線接入方法”，發于1994年1月11日的文中所描述的那樣，那么系統可以很容易地同時找到已知的用于所有四個正交碼的同步模式。通過交換上面描述的基本的同步模式，可以從任何個數的在不同地點使用相同信道頻率的不同的CDMA發射中識別出殘留的干擾成分。也可這樣實現，例如，用C矩陣分開信號之后，該信號可與它自己已知的位模式進行相關，其它信號已知的模式也就應該消除了，后面相關的結果得到殘留未抵消的信號的大小并可用于更新C矩陣。
在第二個示范裝置中，C矩陣系數不是直接確定的，但是殘留干擾量與A和C矩陣系數中的誤差有關。這個關系可如下表示。
衛星或基站廣播從N個發射機/天線來的M個所需信號的N個組合。這N個組合應該這樣選擇使每個接收站只接收它所要的信號，接收機中其它的M-1個信號被抵消。N個線性組合最好是上面提出的那些，它使每個接收站只接收它所要的信號，并帶有最小的總和發射功率。 乘上N乘M矩陣A形成，即T＝A·Rd。
上述的A最好等于C′(CC′)-1，這里Cij是從發射機/天線j到接收機i的傳播。在呼叫建立的時間對于接收方向估計Cij，并轉化為對發射方向的估計，如上面描述的。但是為用于計算矩陣A而在發射方向上對Cij做的估計會存在誤差。假設估計的發射矩陣C等于真正的矩陣Co加上一個誤差矩陣dC，即，C＝Co+dC或Co＝C-dC由接收站實際接收的信號Ra由真正的C矩陣Co乘上發射信號而得到，即，Ra＝Co·T＝Co·A·Rd＝(C-dC)C′(CC′)-1Rd＝Rd-dcC·C′(CC′)-1·Rd＝Rd-dC·A·Rd接收信號中的誤差dR＝Rd-Ra，由下式給出dR＝dC·A·Rd………………………(23)誤差矢量dR的每一個誤差元i包括每個其它不需要的信號j的一部分e(ij)。
如果M個信號包含已知信號、模式或同步字，通過在移動臺與接收信號i進行相關，就可能確定信號j殘留的不需要量，因而確定eij。
同步字可以是正交的，以便與所有同步字的相關可以同時通過一個正交變換-例如“沃爾什-哈達馬變換器”-執行。如果可用的正交碼字數少于信號M個數，正交碼字可以分配給直接圍繞的波束或網眼組，這些組中的信號最有可能由于不完善的抵消而產生干擾。一組有限的正交碼字可以在M個信號之間交換以使同時可以允許不同的子集被分辨，且所有的M可順序被分辨。用這種方式，在包含已知信號模式部分上，通過將接收信號Ra與所有正交碼字進行相關，得到本身碼字的大小以及不需要的碼字的大小。其它碼字的大小通過除以自己碼字相關的復數大小得以定標，從而得到歸一化的剩余誤差eij，在接收站通過一個反向慢關聯控制信道將其發送回發射站報告之前，它在幾個測量間隔上取復數平均值。為了減少報告量，每個移動臺在每個間隔上限制只匯報其相關器確定的最大誤差。發送站可以選擇性地假定該站的其它誤差為零，或者當此時沒有報告更改誤差值時誤差保持原來大小。
矩陣E＝eij因而等于(23)式中的矩陣dC·A，所以有dC·A＝E或A′·dC′＝E′。
對于未知的dC′這是一組不夠的方程組，但是當dC′s的平方和為最小時存在奇異解，為dC′＝A(A′A)-1·E′進一步地，如果A＝C′(CC′)-1，那么A(A′A)-1＝C′，所以dC′＝C′·E′或dC＝E·C因此，得到C最初的估計以及由接收站報告的剩余相關測量，在最初估計中的誤差dC可以計算出來，而且C的估計可以逐漸精確。
如上面所述，如果反向SACCH信令容量不允許每次報告所有的誤差，那么只報告最大值就足夠了。發射機可以選擇只糾正那里的最大值，然后，或者等待其它報告。為了保證其余的也被報告，發射機可以請求接收機通過前向SACCH信道做具體的測量。所提的這些改進是為了完整地描述本發明的范圍，在衛星移動通信系統中可能不需要這些額外的復雜度，因為在衛星波束中，移動臺的相對位置的改變相對于通信速率來說是很緩慢的。
控制處理器得到下行鏈路C的初始估計，以及A矩陣系數，如前所述它們在上行鏈路上通過同步字相關測量到下行鏈路頻率。控制處理器然后連續輸出糾正過的A矩陣系數到發射矩陣處理器1704，如上所述這些系數適于轉換到下行鏈路頻率。
由于每個天線元信道間相位的匹配會給這種轉換操作增加復雜度。上面已經提到上下行鏈路頻率上的信號之間的相反幅度可以很合理地認為是相同的，且信號之間相對相位可以用上下行鏈路波長比來標定。但是，要考慮到從每個天線元轉發移動臺-衛星上行鏈路信號的信道間存在相位失配的情況。信號相位則不只是天線元相位，PHI(i)，而包括了附加的不匹配項，dPHI(i)。如果PHI(i)+dPHI(i)被波長比定標，那么PHI(i)部分會正確標定，但是不匹配部分dPHI(i)不能，因為上行和下行鏈路通道的相位不匹配之間不存在相關性。如果上下行鏈路相位不匹配分別用μPHI(i)和dPHI(i)表示，那么需要計算a·(PHI(i)-μPHI(i))+dPHI(i))；這里a是波長比可寫成a·PHI(i)+(dPHI(i)-a·μPHI(i))和項dPHI(i)-a·μPHI(i)，它至少是一個單個常數，必須用某種方法確定以便將接收移動信號確定的A或C矩陣系數轉換為用于發射到移動臺的系數。這可以，例如，通過固定系統定標來做到，即通過遍布服務區域不同地點的幾個監控站或“樣本移動臺”的幫助來實現。或者，通過移動臺測量有限數目的與其它信號的殘留相關，并在慢關聯控制信道(SACCH)上報告這些相關值，系統可以接收足夠的信息為相位不匹配連續地執行必要的定標。如果需要的話，這樣的報告信息也可有助于定標幅度失配。
本發明也可用于改善陸地蜂窩無線電話系統的容量。這樣的系統一般使用3扇面天線從同一位置激勵三個鄰接的網眼，如上面所描述的。因為扇面之間的隔離度不很高(實際上在兩個扇面邊緣的移動站隔離度幾乎為零)，對于一般的系統不可能允許在所有三個扇區中使用相同的頻率。按照本發明的示范實施例，僅管如此，相同的信道可以和被使用和形成扇區的天線元個數一樣的次數。因此一個3扇面天線(典型地可由角形天線中三個垂直直排的振子天線陣來形成)提供了將同一信道復用三次的機會。
陸地蜂窩通信的容量受到載波與同信道干擾比(C/I)參數的限制。如果相同頻率上的信號沿360度方位角輻射所得的C/I與中心激勵網眼的C/I相同。考慮到實現給定的C/I所需的復用模式，一個3網眼群或點陣就變成與中心激勵的網眼相等同了。已知在AMPS系統中需要21網眼的復用模式以提供所需的C/I，因此如果在相同地點所有扇面使用相同頻率覆蓋，那么需要一個21點的復用模式。與通常使用的7點3扇面模式相比，可以看出由于需要將復用模式大小從7點增加到21點，則在每個扇區使用相同頻率得到的好處就喪失了。因此，按照本發明的這個示范實施例，應該使用環繞360度方位角的三個或更多的扇面或天線元。
圖18表示了一個適于在陸地蜂窩系統中應用本項發明的示范的柱面隙縫天線陣列1800。該天線陣列包括環繞著一個金屬柱面的8隙縫環。水平隙縫天線給出所需的垂直極化，隙縫為半波長長，即對于900MHz頻帶來說為16厘米。較可取地是在基站使用替代的圓極化并在移動電話使用線性極化，特別是當移動臺為無確定天線方向的手持便攜機。圓極化可使用下述方法形成交叉縫隙，交叉偶極振子或混合縫隙-偶極振子組合的天線元。使用這樣的結構同時形成兩種極化常常是比較方便的，且這可以通過對收發使用反向圓極化來利用以減少發-收耦合。
環繞柱面的元之間間隔必須大于半波長以避免縫隙互相碰上，盡管可能通過一個很小的垂直排列減少它們之間潛在機制的干擾或相互間電磁耦合而使時隙交迭錯開。如果，例如，使用0.75波長的間隔，那么柱面周長是6個波長，則柱面半徑就小于一個波長或一英尺。這樣的天線可以認為小于普通的三扇面天線。多個這樣縫隙的環垂直排列，帶有例如，0.5或1個波長的垂直間隔以提供與一般的蜂窩基站天線相同的垂直孔徑，以及因此而得的垂直的方向性。排在一個垂直列上的縫隙由饋電線1801連結，將其按相位饋入。對應于8個縫隙列的8條饋電線與8個RF處理信道1802相連接。每個RF處理信道為每個頻道包括一個收發雙工濾波器1803，一個線性發射功率放大器1804，一個RF放大器1805，一個下變頻器，IF濾波器，放大器和A/D轉換器1806，另外每個頻道有一個對應的發射調制器1807，其輸出在加法器1808中求和然后在功率放大器1804中放大。
每個頻道的所有8個縫隙列的數字輸出饋入接收矩陣處理器1809。接收矩陣處理器1809與圖9的矩陣處理器650類似。矩陣處理器1809分開以相同頻率、不同角度到達的信號，使在相同地點通信的移動臺之間的同信道干擾被相當程度地壓縮了。分開后的信號饋入與圖9中的信道處理器660類似的話音或隨機訪問信道處理器中(圖18中未表示)。由信道處理器(未表示)執行的相關測量饋入與圖17中的控制處理器1702類似的控制處理器(未表示)。控制處理器(未表示)為接收矩陣處理器1809和發送矩陣處理器1810產生收發矩陣系數，以便用無干擾的方式產生到每個同信道移動臺的發射信號。
與衛星應用相比，陸地移動應用會在傳播條件上產生不同，將對現在進行描述的矩陣處理產生一些修正。衛星傳播通道實際上是視線，且即使信號碰到移動臺附近的物體反射回來，從這些物體到衛星的視線，在與衛星-蜂窩系統中相對很大的網眼直徑相比時，也就同移動臺到衛星的直接射線相同了。
對于陸地移動系統就不是這樣了。從天線另一側的與移動臺相比大的建筑物或山脈產生的相當大的反射可能產生與直接射線相差0到180度方向的回波。既然這樣的回波中攜帶信號能量，常常希望有利用它們，在直接射線衰落或被陰蔽時提供不同的通道以改善接收。典型地，從移動臺到基站天線的信號通道包括多個由與移動臺接近的物體反射引起的射線，這些射線實際上話音信道處理器可以象在陸地移動系統中一樣處理衰落的信號。
如果信號T認為是衰落的，但是，要注意到在時延項上的衰落是不相關的。為了能夠認為T(j-m)是衰落信號Tj時延后的復制，那么必須認為系數C′在直接射線上轉換衰落與在時延后的射線上轉換衰落是不同的，才可以解釋衰落上的區別。但是，由于變化的系數是瑞利衰落值的比，那么會產生C′的不確定值。
因此認為C矩陣相對于到達方向是恒定的。比較方便，引入瑞利衰落變量的一個清晰的集合以解釋快衰落。矢量Tj中的每個信號，以第一個信號t1(j)為例，有一個相關聯的復數乘因子r1(j)，代表從移動臺1到陣列的無時延的瑞利衰落通道。將因子r1，r2，r3…rn沿矩陣對角線排列，矩陣的其余項為0，用R0表示這個衰落矩陣，衰落信號的集合可簡單地如下給出R0·Tj為第一個時延通道定義一個不同的衰落矩陣R1，時延衰落信號由下式得到R1·T(j-m)因此從陣列元輸出的信號如下Sj＝C·R0·Tj+C′·R1·T(j-m)按照本發明的一個特性，使用m個抽樣以前的計算的分離信號R0·T(j-m)可以分離衰落信號R0·Tj，基于下面這個方程R0.Tj=C-1.[Sj-C′.R1R0.(R0.T(j-m))]]]>可以看到，以前分離的信號R0·T(j-m)必須首先通過除以是從相同方向接收的，合起來產生稱為端利衰落的現象。例如在大網眼應用中，既然基站天線被小心置于很有利的高點，那么附近就不會有較大的反射物體，例如在1.5公里范圍內，使射線確實從不同的方向來的。這就意味判著從這樣的物體反射的且從任意方向來的射線一定經歷了一段較長的距離，例如，3公里，那么會存在10μs或更多的時延。
為了照顧前述的兩種類型的現象，即從實際上相同的方向來的一組射線引起信號顯示出瑞利衰落以及從實際上不相關的方向來的一組射線代表了一個延遲的信號這兩種現象，另一項要引入接收矩陣處理，如下。
在第i個天線元接收的(縫隙列)信號抽樣Si(t)，它是下面兩項之和從移動臺K來的非相對延遲發射信號Tk(t)；被dt相對延遲的信號Si(t)＝Ci1.T1(t)+Ci2.T2(t)……+Cin.Tn(t)+Ci1′.T1(t-dt)+Ci2′.T2(t-dt)……+Cin′.Tn(t-dt)當所有si(t)的等式集合成矩陣形式時，寫做Sj＝C·Tj+C′·T(j-m)這里T的下標j表示當前時間的值，下標j-m表示m個樣點以前的值，與時延dt對應。例如，如果信號以每5μs抽樣，那么對于時延dt＝10μs，m將等于2。
非延遲射線的信號衰落可認為是由于C系數變化引起，發射信號T保持不變，或者認為信號T由于瑞利衰落而變化，而矩陣C不變。在這里考慮后者，因為使用恒定矩陣分離了衰落的信號，R0移去它們的衰落因子，以便將直接射線的衰落因子替換成時延射線的衰落因子R1。當信號完全衰落使其關聯的r因子變成零時，會引起數值計算上的困難。但是，既然分離信號也將變成零，就可能通過，例如，對發射信號特性的了解而給R0·T(j-m)/R0指定一個有意義的值。例如，已知發射信號是一個幅度不變的信號，或發射信號必須在樣點之間連續，這樣的特性就可以使用了。
該原理的另一種裝置和修改也在這里提出，它會被技術熟練的人理解。例如，盡管在任何將來的蜂窩系統中發射的信號幾乎都是數字信號，但是本發明的原理也適用于模擬信號。在兩種情況下，衰落的頻譜(即，一個連續系列的r值的傅立葉變換)與調制相比是窄帶的，提供了一種方法將調制的信息與由衰落引起的調制區分開。在數字信號情況下，發射機中使用的調制器以先驗為特征，因此為一個給定信息比特模式產生的波形Tj是可以預測的。如果一個已知的比特模式包含在發射的一段信號中，Tj波形的相對應的段可以預測，且將該預測與接收信號相關可得到相應T值的一個估計。這個處理稱為“信道估計”。在每個信息比特解碼之后更新信道估計。由于信道的變化比信息比特慢得多且比Tj的抽樣率更慢，抽樣率可以是，例如，8倍于信息符號率，在T波形的很多連續的抽樣之中，信道估計取平均值，因而比信息信號本身具有較少的噪音。
在模擬FM信號情況下，例如，先驗地已知調制是恒定幅度，只有相位變化。相位的改變率先驗地已知受限于對應最大頻偏的那個值，且頻率的變化是連續的，使得相位一至少是它第一階和第二階導數-是連續的。這些先驗知識可以用來從前面的歷史預測下一個Tj。例如，如果Qji是原來的相位估計且Q是它的導數估計，且Aj是原來的幅度估計，那么Tj＝AjEXP(jQj)以及Tj+＝AjEXP(j(Qj+Qdt))。于是，Tj+1從Tj+1＝TjEXP(jQdt)預測出來。
信道估計技術常使用含導數的卡爾曼濾波，此時信道估計的下一個值的預測使用信號改變(導數)的時間率的估計來做出，而預測的信道估計用于預測下一個信號抽樣點。預測的和接收的信號之間的誤差用于糾正信道估計(衰落因子)和它的導數，這種方法使均方誤差總和最小化。
同樣的卡爾曼濾波技術也可用于估計R0和R1的對角線元素。估計出這些對角線值，按照本發明的另一個特性，可以弄清楚是否R1的任何值都大于R0的對應值。如果R1的一個值大于R0相應的值，那么可以表明，時延的射線目前正比直接射線被以較大的強度接收。然后對應于R1元素的C′的列與對應于R0的C的相應列互換，以形成用Cmax和Cmin標志的新的矩陣。從R1來的較大的元素與R0來的相應的較小的元素變換分別形成新的R矩陣Rmax和Rmin。與交換的R元素相對應的T(j-m)元素與對應的Tj元素交換，從而分別形成以Uj和Vj標志的時延和不時延信號的混合矢量。矢量Uj可以包括Tj的一些元素和T(j-m)的一些元素，同時矢量Vj就包括剩下的那些元素。因此從天線陣列元輸出的信號的方程變為Sj＝Cmax·Rmax·Uj+Cmin·Rmin·Vj方程可以解得Uj＝[Cmax·Rmax]-1·[Sj-Cmin·Rmin·Vj]因為Rmax的每個元素都是從兩者中取的較大值，那么零值的可能就減少了。更進一步地，必須從Sj中減去的Vj的值由于與Cmin相乘而變小了，因此如果Vj值是錯的或被噪聲干擾，進入后續值的錯誤的傳播將會減弱。
但是矢量Vj還包括一些目前為止尚未計算的值。假設R0和R1的相同元素被選做下一時刻的Rmax和Rmin，那么尚未計算的Vj值屬于將來的U矢量U(j+m)。包括在Vj中的以前計算的T值是從一個前面的U矢量，U(j-m)來的。
Cmin和Rmin可以分成兩個矩陣Cmin，Rmin1以及Cmin2，Rmin2，它們的列分別與從前面的或U矢量而來的Vj相關。因此，U矢量可如下描述Uj＝[Cmax·Rmax]-1·[Sj-Cmin1·Rmin1·U(j-m)-Cmin2·Rmin2·U(j+m)]U(j-m)的值是已知的，由前面的計算得來，但是U((j+m)的值未知。所以，首先要假設所有的U(j+m)為零的情況下計算Uj。然后，在m個抽樣之后，在假設U(J+2M)為零的情況下計算出U(j+m)，U(j+m)計算值可以反過來代入上面的方程中，以給出Uj的一個修正的值的集合。這些Uj值又可以反代入到前面的U(j-m)的計算中用來修正那里的計算，和/或者向前代入U(j+m)的計算中，或兩者均做，一直到接收矩陣處理器中可用的處理功率所限制的多重擴張的極限。
簡化上述方程
A0＝[Cmax]-1A1＝[Cmax]-1.[Cmin1.rmin1]A2＝[Cmax]-1.[Cmin2.Rmin2]然后代入得到Rmax.Uj＝Ao.Sj-A1.U(j-m)-A2.U(j+m)如果A1有對角線素D1，A2有對角線元素D2，那么可以寫出D1.U(j-m)+Rmax.Uj+D2.U(j+m)＝Ao.Sj-(A1-D1).U(j-m)-(A2-D2).U(j+m)前面這個方程的左邊代表無時延或前向射線抵消的分離信號。分離信道處理器可以比去掉回波的信號更好地處理帶時延回波的信號，以得到較好質量的解調和解碼。這些改進的解碼信號可更好地用于產生所需的信道估計。可用于這個目的的設備是，例如，維持比均衡器，如共同指定的美國專利申請號No.07/965,848，發于1992年10月22日的題為“雙向解調方法和設備”中所描述的那種，該專利這里引為參考。
因此，按照本發明的這個示范實施例，每個信號的回波都從其它信號的估計中減去，而不是從該信號本身的估計中減掉，以便產生可由單個信道處理器處理的信號+回波的信號分離。每個信號本身的回波留在附加的合成器中與信號合成并由維持比均衡器利用。如果回波不是以調制符號周期的倍數被延遲或超前的，那么可使用一個稱做分數間隔的維持比均衡器。
這樣的均衡器對附加回波的大小和相位進行連續地估計和更新，如下面這些專利中所描述的公同指定美國專利號5,104,961，Bjorn Gudmundson的題為“把維特比算法適用到具有可變傳輸特性的信道的方法和裝置”；美國專利號5,204,878 L.Larsson題為“發射符號序列時實現衰落信道估計的方法”，以及美國專利申請系列號07/942,270，發于1992年9月9日，題為“為時變無線信道做信道估計的方法”，這里引這三個專利做為參考。估計值對應于對角矩陣D1、Rmax、D2的對角線元素。已知Cmax和Cmin，Rmin1和Rmin2就可確定，因而在單個信道處理器中的信道自適應的均衡器就可以確定瑞利衰落函數R0和R1。
通過減去交叉回波-即一個信號附加于另一個不同信號的回波-進行抵消的目的是提供分離的信號抽樣流，每個只依賴于一個信號和它自身的回波，正如所述的信道自適應維持比均衡器所能處理的那樣。但是為了完整性，現在將解釋另一個方法，它可用于當被分的信號的個數相對較少時，例如，8個信號。
接收矩陣處理器可認為不做發生在以太中的信號混和。這有利于簡化信道處理器的操作。但是，如上所述，處理完全周期性衰落的信號會產生數值計算上的困難。這會使某些矩陣變成奇異的，即精確求逆很困難。當均衡器試圖除去惡化信道的影響時也會產生同樣的問題，例如，遭受選擇性衰落的信道會在相同頻率的傳輸函數中引起一個空值。一個試圖除去這樣一個信道影響的反向信道濾波器可能會產生在零頻率的無限放大，必然會對噪聲進行巨大的放大并產生其它困難。
所以經常建議，如在維持比均衡器中指出的，通過將接收信號強加于反向信道濾波器以產生可與所要的符號字母比較的不失真的信號而使信道不應是“未完成的”，但是寧可將所要符號的字母用信道的數學模型而加上相同的信道失真，再將失真的信號與這個預失真的字母進行比較。
本發明的一個進一步的示范實施例公開了一個方法即不試圖去分開或“去混頻”接收矩陣處理中的多個由陣列接收的信道信號以產生分離的信號，可在分離的信道處理器中與所期待的符號的字母進行比較。相反，將所要符號的字母用每種可能的方式借助于混頻處理的模型進行預混頻，就象在以太中發生的那樣，(即，借助于C矩陣系數和信道估計R的幫助)，然后將混頻的字母與陣列元接收的混頻信號進行比較。
這樣一個方案使字母表中可能的混頻符號的個數按照信號個數的冪或指數擴展。例如，假設每個信號都用二進制符號調制。所要的符號字母表只有兩種符號0或1。但是，如果陣列元接收8個信號的加權和，每個信號瞬時地以1或0調制，如果所有的信號都是在時間上定位的，所接收的可能的混頻信號個數將是28或256。如果不同的信號不是在時間上定位的，那么一個信號的一個符號周期將與另一個信號的兩個符號相重疊。因此一個信號的一個符號周期上的波形將依賴于其它每個信號的兩個符號。然而，波形的每個點只依賴于它所在的符號周期的每個信號的一個符號。但是，當考慮回波的時候，每個波形點可依賴于每個信號的兩個符號，因此將可觀察到的可能值個數提高到65536。但是下面將描述如何，例如，使用一個256態的維持比算法結合起來解調陣列來的信號。
按照本發明的一個示范實施例的特性，并參考圖19，一個數值機器有256套存儲單元1900，每個與一個特定的8比特假設相關聯，用于八個信號中的每一個的前面的二進制比特，由于存在時延回波，接收的陣列信號將依賴于它們。SMLSE控制器1910為每個信號當前的二進制比特生成另一個8比特的假設(postulate)1920。如何生成這個假設是不重要的，因為所有的假設最終將被測試。在先決條件順序測試過程中，它們可以，例如，由一個8比特的計數器產生。但是如果所有的先決條件都使用重復的硬件并行測試，每個硬件單元可用一硬線接入以(hard-wired)處理一個固定的先決條件。
每個前面的8比特先假設輪流加上新的8比特假設，一組8信號預測器1930通過使用衰落信道系數R和R′以及對發射調制或編碼的先驗知識，預測陣列上包括一個或多個反射射線的每個信號的復數值。復信號值通過計算下個方程合成到矩陣處理器1940中。
Sj＝C·R·Tj+C′·R′·T(j-m)這里C和C′是方陣，代表直接的或時延的波形主要接收的方向。
如果假設的8比特是正確的，那么計算出來的信號Sj是陣列元預期接收的信號。這些假設的信號使用比較器1950與陣列元接收的相應信號R1，R2……R8相比較。比較器1950通過，例如，計算差值平方和來計算八個陣列信號的8個預測值的基本失配值。僅管如此，產生代表基本失配的信號的其它裝置是技術人員己知的，都基于平方和的數學展開式，如果選擇某個特定裝置的值得考慮的優點則可以使用這些裝置。例如，注意G.Ungerboeck“載波調制數據傳輸系統的自適應最大似然接收器”IEEE通信學報，COM-22卷No.4，第624-636頁，1974，5月，美國專利號5,031,193 Atkinson等，以及美國專利號5,191,548 Buckstion等，這幾篇在這里引為參考。均方誤差信號和反饋到SMLSE控制器1910，1910將誤差與存貯在狀態存儲器1900中的先前誤差相加，對應用于信號預測器1930中的先前的8比特信號假設1921，產生信號ri′ti′。
使用每個存貯的先前的假設對每個新的8比特假設實施上述過程。這會對每個新的假設產生256個侯選的累積的錯誤數，依據使用哪個先前的假設而定。最低的一個被選為變成新的累積誤差，該誤差與對應于新8比特假設的狀態有關。當新8比特假設的所有可能用這種方法處理之后，狀態存儲器1900將包含256個與每個新的假設有關的新的累積誤差數，以及對每一個的最好的先前的假設-即給出最低誤差的那個-的記錄，及按次序對它們的先前的假設，等等。因此256個狀態的每一個包含8比特值的一個侯選的解調序列。這些序列中最舊的值將趨向一致，且當出現這種情況時，該機制被稱為收斂到一個單值的判決。然后求出判決的8比特以便得到8個入射信號的每一個的一比特判決。如果沒有收斂且序列存儲器1900滿了，那么認為狀態的最老比特具有最低的累計誤差而使通道的歷史被截短。然后求得該值，通道歷史存儲器縮短了一比特。
上述處理代表了一個替代方案，它試圖通過矩陣處理的方法分開經混合的信號。相反地，信號通過發射器模型和混和處理模型進行假設，該假設最好地對應于觀察值，混合的信號通過SMLSE和1910用上述的方式確定。進行混合過程的逆處理以便分離混合的信號，這在數學上是很難處理的，但是這種需要可如下避免對假設信號使用數學上可處理的混合過程來預測應用陣列元接收的混合信號，并選出最匹配觀察信號的假設。當使用相同載體的兩個移動臺使用同一信道時，該過程不會失敗，這個過程就與聯合解調相等效，例如，在美國專利申請系列號08/——-中發于1993年11月22日題為“帶多徑時間漂移的CDMA信號聯合解調的方法和裝置”中所揭示的那種聯合解調。
本發明的上述示范實施例可用于衛星蜂窩通信系統，通過允許在鄰近網眼中復用中間頻譜從而提供了可用頻段的較大的應用。這些技術也相對于陸地蜂窩系統描述，此處，例如，允許在鄰近的扇面中復用相同的頻率。
事實上，在本發明的衛星和陸地應用中，可以通過自適應信號處理技術結合流量管理技術獲得應有的益處。流量管理技術是關于使用TDMA或FDMA或二者結合的連續可操作系統，其中乎叫是連續結束并建立新呼叫的。通過用這種方式在時分或頻分間隔中選擇性地建立新的呼叫優化通信的準則，以建立使用相同時隙以及/或頻率在組中進行流量的自然搜索。該準則關于這種情況自適應信號處理可以在相同頻率及/或時隙基于它們的不同接收、線性無關組合，使用多個天線元分開分立的信號。
按照本發明的另一個示范實施例，信號處理不適于移動臺的移動或建立以及終止新的呼叫，而是用確定方式操作，且相反地流量適于使用動態流量信道分配算法的信號處理的確定特性。
傳統的陸地蜂窩系統一般使用稱做扇區劃分的方法，其中單個的天線必須有三個，120度覆蓋的天線并從一個公共點激勵三個網眼。與在網眼中心使用三個分離的天線位置激勵這三個網眼相比，這將在房地產的開銷上有所節省。也存在六扇面系統。蜂窩系統傳統上使用模擬的FM話音傳輸，其中每個會話分別分配一對分開的上下行鏈路頻道。TDMA系統現在使用數字話音傳輸來建立，其中每個通話分配一個唯一的時隙-頻率信道組合對。但是，在這些傳統系統中，三個120度扇面天線對所有頻率及/或時隙具有相同的輻射方向圖。
按照本發明的另一個示范實施例，在不同頻率及/或時隙之間提供了旋轉偏移輻射。例如，在頻道1三個120度扇面可指向0度(正比)、+120度(東南)以及+240度(西南)。在頻道2，三個扇面可指向60度(東北)、180度(正南)以及300度(西北)。一般來說可有120個頻道，其相應的天線扇面方向偏差彼此之間只有1度。這樣的系統不能使用今天的固定波束蜂窩基站在線來實施，但是可使用示范的柱面對稱陣列以及圖18中相關的矩陣處理來組織。
類似地，天線扇面方位圖可以象在TDMA系統中不同時隙間一樣旋轉交錯。在FDMA或TDMA或混合情況下，這個示范系統可在呼呼建立時，以及可選擇地在其后面的規則間隔中，確定最佳的時間以及或頻率隙組合以用于與移動站通信。頻率及時隙的組合此后被簡單地縮寫為“信道”。最優信道最可能是具有一個相關聯的指向移動臺方向的天線扇面方位圖的信道。如果選擇的準則是，例如，最大的信號強度且信道是空閑的，那么這種信道就會被選擇。如果準則是最大信號干擾比，那么會產生不同的選擇。自適應信道選擇方法可用來實施本發明，例如，象美國專利號5,230,082，Ghisler等人的發明中所公開的那種，這里引為參考。
圖20表示了按照圖18的組合對FDMA系統的每個頻道使用固定的矩陣系數而產生的一組交錯扇面方位圖。在這個例子中每個頻道上產生三個瓣。符號Pi(Fk)表示在第k個頻道上第i個瓣的輻射方位圖。矩陣處理系數最好選為使P1(Fk)和P2(Fk)有最小值而P3(Fk)有最大值，且互逆地。如果最小值為0，三個瓣稱為正交的。這允許一個定位于P1和P2的零值處的移動臺的接收P3的最大信號，并不受其它兩個的干擾，它可以載分立的信號。一般來說，真正的零值不會完美地實現，信道選擇的準則因此將是把移動臺分配給一個頻率，在該頻率其對應的扇面方位圖產生所要信號與其它瓣和其它網眼來的不要的干擾之比為最大值。例如，在圖20中，移動臺M最好分配F4，這里瓣P3(F4)在移動臺M的方向上有最大的強度。如果P3(F4)不可用，嘗試下一個最好的分配P3(F3)，如此等等。
實際上，一個象AMPS這樣的蜂窩系統有1000個信道可用，時常在能處理最小值為400的兩個操作機之間劃分。使用傳統的21頻率復用模型，會在每個網眼中大約有20個頻率可用或每個地點60個。不同頻率的瓣之間角度的不同在三瓣系統中將是120度的1/20或6度。在這個例子中，同一地點的不同瓣都有不同的頻率。假設移動臺在角度上一致分布，信道分配算法將產生每個移動臺位于波束中心的幾度之內的結果。這會使移動臺平均來說比今天的固定扇面化方位圖接收較好的信號，后者在優化條件下在每個扇形邊緣下降大約12dB。如果所要的信號用這種方式進行改善，那么對周圍網眼來的干擾的忍受能力將得到改善使復用模式從21縮減到如12這樣的復用模式，其結果是得到了21/12的容量增益。使用與在今天的蜂窩系統使用的扇面數相同的瓣來實現這些改善。如果瓣數增加到8，如圖18中所示，將在容量上得到進一步的8/3的增加，大約是目前AMPS容量的五倍。另外，允許每個網眼可接收地選擇400個頻道中的任一個以最大化信號干擾比，與每個網眼中采用一個頻率的固定子集(總和的二分之一或十二分之一)相比會得到2倍的容量。當發射的功率電平也適于每個移動臺以網眼位置為中心的不同徑向距離時，則可得到實現。如上所述通過使用相同頻率正交制造瓣，而在每個120度扇區內使用所有的60個位置頻率也是可能的。瓣分開2度，信道分配算法保證不僅每個移動臺在波束中心的一對角之間，而且也在同頻瓣的最小值的一對角之間。
如果不將交差的扇面輻射方位圖與不同的頻道F1、F2、F3…相關聯，而是使用單個頻率使其與TDMA信號的不同時隙相關聯，那么從基站天線所得的輻射將以一組確定的方向代表時隙1，一組旋轉的方向給時隙2，依次類推，從而使波束隨時間透明地旋轉。因此在TDMA情況下，本發明的這個示范實施例將按照產生在一個TDMA幀上連續旋轉360度的波束的方法來形成，或更恰當地，在一個TDMA幀上旋轉360/N度，這里N是頻率復用扇區的個數，而且下一幀的數據調制將在連續幀之間后移一個扇區，使得同一移動臺的數據在相同方向上連續輻射。目標為一特定移動臺的數據在US IS54 TDMA系統中通過在TDMA脈沖中包括一個“數字話音色編碼”(DVCC)而被表示。因此，例如，這個技術可按照如下方法更簡單地描述在一個方向上旋轉天線扇面方位圖而在相反方向上以相同速度旋轉DVCC，使得相同的DVCC在連續幀中以相同方向連續輻射。
本發明的兩個示范的FDMA和TDMA實施例都提供了可以確定近似地理位置的移動臺。在FDMA情況，移動臺在不同頻率上測量相對的信號強度。接收最大信號強度的頻率表明某扇區內的移動臺的方位。通過將包含在發射中的扇區ID信息進行解碼而得以確定扇區。
在示范TDMA實施例中，移動臺甚至不必改變頻率。相反，移動臺注意在一個TDMA幀中周期性的信號強度變化而確定相對于時隙1的峰值、谷值信號強度出現的位置，可由每個時隙中所帶的時隙ID信息來辨別。
周期性的信號強度變化可在傅立葉變換的幫助下在幾個周期上進行處理，相對于時隙1的基波成分的相位表明了移動臺的方位。兩個已知位置的基站的方位固定了移動臺的位置。移動臺可以報告信號強度峰值的時序，網絡執行位置計算，而不是由網絡向移動臺發基站的坐標。在分配一個業務信道給一個呼叫的或被呼叫的移動臺時，網絡可以確定所有時隙/頻率組合中哪一個是最好用的。
上面的描述也適于在移動站和軌道衛星之間提供較好的通信。按照這個實施例，天線陣列信號處理不適于變化的移動臺位置，而是將移動臺按照優化通信的方式基于位置分配一個特定的天線陣列信號處理信道。即，移動臺被適當地分配到使用多個固定交錯天線波束位置之一的通信，而不是適當地將天線波束調整到移動臺位置。
這個操作對于衛星使用可略做修改。固定天線波束的概念可應用于靜止衛星，而不慶用于諸如相對地球位置變化的低軌道衛星。相對于給定移動臺的波束位置將由于衛星的移動而不是由于移動臺的移動而移動。如果衛星波束在地球上的移動與平均3分鐘呼叫持續時間相比是相對較慢的，那么象與在靜止衛星情況下一樣，在呼呼建立時將移動臺分配到一個波束也足夠了。但是，按照本發明的這個示范實施例，波束方向可適于去掉衛星在地球上有規則的移動，使得被每個波束激勵的區域從衛星升起到衛星落下都是靜態不變的。用這種方法，移動臺可以在這段時間內保持分配到同一波束而不管衛星是否移動。
更進一步地，這種低軌道衛星系統一般設計為提供連續的覆蓋，即一個衛星落下另一個則升起。例如，可以設計為一個在西方升起的衛星接替由于東方落下的衛星而空了的同一區域的激勵。那么，由于鄰近東方區域受到正在下落衛星所造成的損失，正在升起的衛星則制造一個新的波束在保持上面提到的第一個波束仍覆蓋原區域的情況下吻合地接入，如此下去直到新的衛星接替了落下衛星原來服務的所有區域的激勵。
因此，在移動衛星情況下，本發明的這個示范實施例允許衛星天線的激勵方位圖彌補衛星的移動，以便可使用優化通信質量準則的信道分配算法適當地將移動臺分配到激勵方位圖而激勵地球上固定的區域。這與傾斜衛星或天線以保持至少一個區域中點恒定來補償衛星移動的機械方法不一樣。但是，這種機械方法不能保持網眼激勵區域中點恒定，因為衛星在頭上移動時這些區域的形狀從圓形變到橢圓，最后在地球邊緣激勵時變成拋物線。可代替地，本發明這個示范實施例可使用機械方法做粗補償，加上自適應天線陣列信號處理的方法糾正由于衛星移動而形狀改變的激勵方位圖。可代替地，信號處理可用于保持由某個特定頻率及/或時隙服務的區域恒定，而逐步地在被下落衛星變空的衛星地面軌跡前方產生新的區域，并結束接近升起衛星接替的地面軌跡的尾部的區域的激勵。
本發明的這個示范實施例的操作描繪于圖21(a)和21(b)中。在某個時間T(圖21(a))一個開起衛星210激勵帶頻率(從左到右)F1、F2 F3、F1、F2、F3、F1、F2的區域，一個下落的衛星2102激勵帶頻率(從左到右)F3、F1、F2、F3、F1、F2、F3、F1的區域，它們繼續頻率復用序列。例如，在時間T+5分(圖21(b))升起的衛星2100停止激勵最后面的F1區域2104，該區域估計現在已從視野中模糊(即衛星在地平線上的位置太低已不能和該區域很好地通信)，此時落下的衛星2102由于同樣原因停止激勵它最后面的帶頻率F3的區域2106。
另一方面，升起的衛星已在它地面軌跡的前面產生了一個新的激勵區域2107去填補由于落下衛星而變空的區域。升起的衛星2100可以恰當地激勵新的具有前面用過的相同頻率的激勵區2107，同時，對于該區域正在下落的衛星2102從它地面軌跡前方區域看來則是正在上升，并使用釋放的容量在它地面軌跡的前方產生一個由頻率F2激勵的新的區域2108。
在交迭區域不使用不同頻率，而是分配TDMA幀中不同的時隙，或在混合FDMA/TDMA系統中分配不同的頻率/時隙組合將會更好。或者，較大數目的可用信道允許交迭波束比圖21(a)和21(b)中的例子更精細地分開，使得將移動臺分配到一個鄰近波束與分到最佳波束等效。邏輯上講，應該將移動臺很好地分配到能使移動臺位于中心的那個波束。但是如果相應的信道被占用了，移動臺可分配到稍微偏離中心一些的波束，且當使用那個可在中心的波束的通話結束之后可以切換到那個波束上。
在示范TDMA實施例中，上升的衛星和下落的衛星都使用相同頻率激勵相同區域，只要使用不同時隙即可。因此，信道和衛星分配策略按照本發明將允許交換區域內的通話自然地在下落衛星上結束，并在同一區域和同一頻率上重新占用空掉的時隙，使用上升的衛星建立新的通話。
圖22是一個將矩陣系數提供給中心站數值矩陣處理器的示范控制處理器的框圖，例如圖13中的塊1603。控制處理器2200的輸入包括從獨立的衛星遙測跟蹤和命令(TT&L)子系統(未表示)得來的含姿態控制信息的衛星軌道數據。使用衛星軌道和衛星天線指向信息(姿態控制信息)以及一個實時鐘的輸入，控制處理器2200可以確定所需的矩陣系數以使給定區域用特定的時隙中特定的頻率來激勵。這些系數隨實時鐘的改變逐步有規律地更新以保持被激勵區域大致固定，而與衛星移動無關。控制處理器2200也接收移動站發射的在通話信道上制造隨機訪問的信息，它允許控制處理器確定將使用的最佳可用的信道/波束組合。這個信息提供了移動臺位置的大致指示，并且控制處理器可以確定中心最接近于該位置的可用的波束。這又來確定了用于與該移動臺通信的頻率和/或時隙。
對精于技術的人來說，顯然TDMA和FDMA不是與本發明兼容的僅有的訪問方法。碼分多址(CDMA)也可使用，這里激勵區域按照CDMA碼使用模型類似地交錯覆蓋地面。事實上，任何通過使用一組訪問參數定義一個信道的多址訪問方法都按照這些訪問參數自動地交迭激勵區域。另外，用于下行鏈路的訪問方法可與用于上行鏈路的訪問方法不同，只要一組上行鏈路訪問參數與對應的一組下行鏈路參數在每個偏差波束或交錯激勵區域中是成對的。例如，下行鏈路的TDMA與上行鏈路CDMA的組合，不管接收下行鏈路時隙時的一個短的中斷，上行鏈路的發射是連續的，美國專利申請系列號——發于1994年1月11日，題為“TDMA/FDMA/CDMA混合無線訪問方法”的文章公開了這種情況，這里引為參考。已描述過一個示范實施例，其中動態業務信道分配允許業務適應于信號處理的確定特性，現在將描述一個補充的示范實施例，其中可通過編碼和頻率復用方案而得到容量的優化。
一個蜂窩衛星通信的最終容量受可用帶寬的限制，因為功率的限制總可以用錢來解決，例如，靠發射更多的衛星。但是，實際上在功率在存在財政的限制，在頻帶上受政治的限制，因此需要在不相當大地犧牲功率效率的條件下充分有效地使用頻帶。
應當理解帶寬和功率效率的折衷對于一個網眼(即，區域或全球覆蓋系統)與對于一個單獨鏈路是不同的，因為單個鏈路的折衷不用考慮周圍網眼中頻率復用的可能性。在兩種情況下容量的單位事實上是不同的，單個鏈路為Erlangs/MHz，蜂窩系統則是EHangs/MHz/Sqkm。
一個蜂窩系統通過將服務區域劃分成網眼并在每個中使用總可用帶寬的一個部分1/N來激勵這個服務區域。一組N個鄰接的網眼被分配了不同的1/N部分，使它們不會干擾。在這個組之外，因為網眼足夠遠了，帶寬可以重分配給另一組。
使用N個網眼復用模式來減小干擾可用載波對干擾的比C/I來衡量，這是所要的信號功率與所有不要的頻譜和時間上重迭的信號功率的總和之比。增加N即增加C/I，但是降低了每個網眼中可用帶寬，因此限制了系統容量。減少N使C/I變差，但是增加了每個網眼的可用的帶寬。如果調制和編碼方案可容忍C/I的降低，容量將通過減少N而增加。
提供較大的C/I容限在一個方法是使用冗余編碼。該法增加了每信號的帶寬，便與縮小復用模式N所獲效益相抵消了。所要問的問題是優化哪里。
在陸地蜂窩系統中，這個問題已深入研究了，使一些人總結出CDMA技術的極大的頻帶擴展結合每個網眼內的中頻復用提供了較高的容量。但是，按照本發明的示范實施例，發現容量隨增加編碼而增加且減少N直到在編碼率大約為1/3時達到N＝1(對陸地蜂窩)。在這一點上該系統不應認為是真正的CDMA，因為每個信道仍只在每個網眼中使用一次。CDMA可定義為在每個網眼中每個信道的使用超過一次，即，N的一個分數值。例如，N＝1/2表示在每個網眼中每個信道使用兩次，將歸為CDMA。
這種進一步地降低N到一個分數值是否會連續增加容量依據使用何種類型的CDMA系統來定，并與傳播信道的特性以及用于系統的接收復雜度有關。
三種類似的CDMA系統可如下區域i)傳統的，非正交的CDMAii)正交CDMAiii)干擾抵消的CDMA(負CDMA，聯合解調等)對于陸地蜂窩世界，可以發現對于類型(i)的CDMA容量下降到低于N＝1，對正交CDMA來說電平減少(它確實等效于給每個信號賦給一個唯一的頻率或時隙)，對類型(iii)系統則增加。另外，對陸地蜂窩類型(iii)的系統-此處N＜1-所得到的增益是由于高的各處環境使得CDMA技術固有的干擾平均包括了很多相當大地降低功率的發射機，也由于陸地蜂窩情況受C/I限制而不是噪聲C/No限制。這些特性中的哪一個都與衛星通信系統無關。相應地，本發明揭示了在C/No限制的衛星通信系統中對于給定的帶寬分配，何種編碼/頻率復用的折衷將使容量最大化。
在陸地蜂窩系統中，網眼之間的信號的漏失是距離的四次方傳播定律的函數。在蜂窩-衛星系統中C/I是天線波束方位圖旁瓣的函數。因此有必要開發一些天線波束方位圖模型來執行編碼優化。
天線的波束方位圖依賴于孔徑上分布的表面電流，稱為孔徑激勵函數。在不引起超增益現象的情況下，用一致激勵獲得孔徑的最有效使用。這給出了最佳增益但最高的旁瓣。對于一個一致激勵的圓孔徑圖23中畫出了輻射方位圖。E和H平面的旁瓣由于出現在包含表面電流矢量平面的一個多余的余弦因子而略有不同。當使用圓極化時，這個不同表明了它本身是個交叉極化成分。于是E和H平面方位圖將簡單地為計算C/I而取平均。
再次參考圖5，它表示了一個3網眼的頻率復用模式，那里帶陰影的網眼使用相同信道f1而其它使用f2或f3。這個復用模式將用于研究衛星通信的編碼/頻率復用折衷，但是，精于技術的人會理解可以使用任何復用模式，即，7，9，12，21等。干擾蜂窩位于六角形的頂點且考慮六個干擾的第一個兩個環就足夠了。但是在干擾電平被計算之前，有必要選擇正確的波束方位圖的標度以匹配網眼直徑。
如果波束標為相對于兩網眼之間的峰值增益為-3dB處交叉，那么可知不會產生最大的波束邊緣增益。如果波束變窄可得較高增益，它增加了峰值增益，超過了所遭受的邊緣損耗的增加。
圖24是峰值增益2401(在網眼中心)邊緣增益2402(在兩網眼之間)以及三網眼2403之間的增益做為兩網眼交叉點以dB為單位從峰值下降的函數的圖，相對于峰值增益的-3dB交叉點的情況。因為后面將要解釋的原因，兩網眼邊緣增益在本圖中以2為系數標定(即，加入3.01dB)，三網眼邊緣增益以3為系數標定(即，加入4.771dB)。這不影響相應的增益峰值的位置，而是影響感覺三個中哪個的情況最差。按照這個圖，最差情況發生在兩個網眼中間，當兩網眼邊緣比峰值增益下降3.8dB，即在點2404處，最差情況增益被最大化。
在圖5的3網眼復用模式下C/I參數如何依賴于波束交叉點在圖25中表示。圖25畫出-3、-3.5以及-4dB交叉點做為移動站到波束中心距離和函數，表明如果波束變窄超過了給出最大邊緣增益的程度，覆蓋多數網眼半徑的C/I會增加。如果必要，選擇-4.5dB的交叉點會引起邊緣增益的可忽略的損失，而將網眼中心的C/I進一步改善大約3dB到20dB。按照圖4網眼邊緣的C/I只少于10dB，但是這包括波束邊緣交叉點不減輕的損失，后面將解釋，因為沒有移動臺需要定位在那里所以也不會造成損失。
如果指派到一個特定信道和波束的移動臺被選為定位在最大網眼半徑的25％之內，在該區域內所有點的C/I繪于圖26中。用-5.5dB波束交叉點設計的最差情況C/I被最大化到大約23dB，超過了給出最大邊緣增益的程度，所以實際上使用-4.5dB的交叉點，最差情況C/I為18dB。
對于N＝1的頻率復用模式，即在鄰近網眼中復用中頻頻率，重復同樣的計算，得到的結果繪于圖27中。它表示出在-4dB交叉點情況下網眼中心的C/I為14dB，但網眼邊緣C/I大約是-1.5dB。圖27中曲線的粗度是由于網眼中所有移動臺角度位置圖的疊加，與角度位置有關，在N＝1情況下比N＝3情況稍明顯一些。6個干擾的第1個6個環合起來得到圖27中的圖。
另外后面將表明，使用特定信道和波束的移動臺可限制在波束中心25％或更小的范圍內，因此在這樣的區域內最大化最差情況的C/I是感興趣的問題，如圖28所示。在這種情況下最差情況C/I通過選擇波束交叉點為-4.8dB而最大化到13dB，但是交叉點可能限制到-4.5dB，雖然C/I下降了一些到12.5dB但是防止了波束邊緣增益的損失。
圖29～34給出為一個不同孔徑激勵函數，1/2余弦波，重復上述全部處理的結果。這個孔徑激勵函數的孔徑效率稍小于一個一致分布，但給出較低的旁瓣電平(參照圖29)，得到較高C/I，特別是在3-網眼復用的情況下(20dB覆蓋整個網眼，或27dB到25％的半徑)。如圖34中所見的，到25％網眼半徑的中頻復用C/I是13.5dB，帶有實際上-4.5dB的波束邊緣交叉點。由于一致激勵它是12.5dB，對于圖28應該注意，這個值對使用的孔徑函數不是很敏感的。
誤比特率通常繪為一個Eb/No的函數，如果在一個等于比特率的帶寬中量度，它(誤比特率)等于信號功率與噪聲功率之比。后者并不意味著一些假設，即任何物理接收機濾波器帶寬必須等于比特率；它只是說“比特率”對于定義噪聲強度是一個方便的帶寬單位，通過它可以測試一切給定接收機的性能。接收機誤比特率性能當然地依賴于它的帶寬的選擇，并且在一個給定的Eb/No下，它的優化性能可能高于或低于根據使用的調制和編碼的比特率。
C/I參數，通過對比，是在物理接收機帶寬為想要的和不想要的信號功率之比。然而，如果C和I具有相同的頻譜形狀并因此受到相同的濾波器影響，這個比值是不依賴于所選的接收濾波器。做為簡化，任何通過接收濾波器的“I”在誤碼率上將有一個如等量白噪聲No B通過濾波器的相同的效果，其中B是噪聲帶寬，I的結果可以通過一個噪聲強度No增加一個Io到No+Io來等效地表達，其中，Io如下給出
I＝Io·B即Io＝I/B對于BPSK調制，最優的接收機帶寬確實等于比特率，而對QPSK調制，最優的接收機帶寬等于比特率的一半。所以在這里比特率是編碼的比特率/chip速率，而定義Eb/No的比特率是信息速率。因此B＝比特率/r，對于BPSK情況，編碼率r；B＝比特率/2r，對于QPSK情況，并且對于一般的M-ary調制；B＝比特率/rLog，(M)＝比特率/mr，這里m是每符號的比特數。
因此，總比特能量Eb對噪聲加干擾強度的比如以下給出Eb(No+Io)=[NoEb+BitrateB·IC]-1=[NoEb+mr·IC]]]>對于小于0.5dB的Eb/No衰減，由于有限的C/I要求一個給定的誤碼率，因此mr·I/C的值應該是No/Eb的十分之一。
例如，如果希望沒有3dB的干擾的比率Eb/No，那么操作在3.5dB Eb/No，C/I就一定是10mr·Eb/No。對于BPSK或QPSK以及不同的編碼率，對示范編碼率，要求的C/I如下給出
以上是用于一個靜態的信道并且沒有考慮對于同一誤碼率，較低的Eb/No需要較低速率的碼。
Clark和Cain所著的“用于數字通信的糾錯編碼”給出了對于0.1％BER，約束長度為6，卷積編碼率為1、3/4、2/3、1/2和1/3所要求的Eb/No如下
通過推斷，可以估計，后來的1/4編碼率將要求減小返回的2.3dB。使用這些Eb/No數字，對于小于一個給定的衰減所要求的C/I計算為對0.5dB要求的C/I1.0dB損耗3.0dB損耗BPSKQPSKBPSK QPSKBPSK QPSK編碼率1(無)17.2dB 20.2dB 13.7 16.79.712.73/413.216.210.9 13.96.99.92/312.215.28.711.74.77.71/210.513.57.010.03.06.01/38.3 11.34.87.8 0.83.81/46.8 9.8 3.36.3-0.712.31/55.7 8.7 2.25.2-1.81.2dB
因此，對于一個給定的誤碼率級，當Eb/No由于增加編碼超出時，要求的C/I由于帶寬持續的增加而持續的減小。這等同于編碼增益用于Eb/No和處理增益的分離概念(用于C/I)。編碼增益被香農極限限制，而處理增益如在一個CDMA系統中，隨帶寬持續地增加。
以上對于靜態信道的結果對于一個衰落的信道則是悲觀的。當Rician或Rayleigh衰落出現，平均的Eb/No能增加到大于靜態的Eb/No要求以維持相同的誤碼率。而在衛星下行鏈路，C/I并不表現為衰落，這是因為I和C都精確地通過同一信道到達指定的移動站并且有精確等量的衰落。因此，當Eb/No衰落10dB時，C/I并不減少10dB，而是保持原值。
在衰落信道中，既然在平均Eb/No上的誤碼率相當大地小于目標值，并且當它衰落到靜態的Eb/No值時仍僅是等于目標值，很明顯，只有通過衰落低于靜態Eb/No值，誤碼率只能達到目標值。實際上，可以看出從瞬時Eb/No區域出現的錯誤遠低于靜態Eb/No值，相同的C/I導致少的衰落。可以假定，與所需用于衰落的較高Eb/No相結合，較低的C/I值可被忍受。
因此，中頻復用和到25％波束半徑獲得的12.5～13.5dB C/I值對于編碼率1/2到1/3并使用QPSK是可以接受的。增加復用圖樣到N＝3將在每一網眼中產生少于3倍的帶寬。要求去掉全部的編碼并考慮比QPSK更高階的調制，以獲得相同的帶寬效率，但需要高很多的功率作為相伴的代價(例如，7.7dB到10.7dB的Eb/No用于獲得3網眼復用圖樣的C/I。因此，使用N＝3或更高的復用圖樣代替N＝1，在帶寬效率上沒有增益，而只有一個很大的代價，如果保持編碼的話，或者是在功率效率的付出(用于維持去掉編碼的相同的帶寬效率，如在AMSC系統中)，或者以帶寬效率為代價。
為了使用以上的結果，下面解釋波束的作用如何被移動站定位限制，例如，只到25％的波束半徑或更小。
一個上至2∶1的容量增益，可以通過一種如我們所知的“復用分區”頻率方案在蜂窩系統中獲得。在一種簡單形式的復用分區中，在一個網眼中可用的信道被分區為3個集合，優先地用于a)在全部網眼區域內部1/3的移動站；b)在網眼區域1/3和2/3之間的移動站，以及c)在網眼區域外部1/3的移動站。假設在網眼內部移動站的一致區域分布，這種分區實現對于每一個信道集合相等的要求。給相等區域環的信道分配就根據一個3-網眼復用圖樣在相鄰的網眼中交換，結果是沒有兩個相鄰的網眼使用相同的信道到它們共同的邊界，隨之發生的是無容量損耗的C/I增加。全部獲得一個給定的C/I的復用圖樣可能隨后被收縮到獲得一個容量上的增加。基于先前的原則，復用分區和編碼能根據現在將被描述的當前發明的示范實施例被最恰當地合并。
圖35給出一個3信道或信道組(可能是頻率、時隙、碼或這些的組合)情況下的簡化的例子的形式。由黑、紅和綠色指示的在每一個波束中都是可用的。在設計的交叉點(例如-4.5dB)的波束邊緣由圖35的較大的著色的圓示出。
大的黑色相切的圓代表用“黑色”信道的波束并且切于從峰值增益下降-4.5dB處。大的紅色相切的圓代表紅色信道的波束圖樣。這些是相對于“黑色”波束被替換的，并且這些固定替換的例子是通過修改一個“紅色”信道相對于“黑色”信道的相位數組中的相位獲得的。它也可以通過使用一個多饋電拋物線反射器獲得，其中沒修改的波束圖樣被用于“黑色”信道，但是其中3個相鄰饋電的每一個被指向一個“紅色”網眼的能量的1/3所激勵。由于相干疊加，在“紅色”網眼中央的增益將是一個在該點的“黑色”波束增益的3倍，有效的“洞中填充”。“綠色”波束的形成與“綠色”頻率或時隙的方法精確的相同。這是通過使用指向信號的適當組合的地面硬件來實現的，通過直接與每個饋電源相關聯的轉發器信道。
在圖35中，較小的圓所示使用一個特定的信道進入其中的區域，在它之外，一個不同的信道對于一個更為中心地指向的波束是可用的。這個區域已被填充為在這種情況下的黑色，用于協助確定它。這個區域從一個波束的中心向外擴展到波束半徑除以 那就是“網眼”區域僅是“波束”區域的1/3，并且在“網眼”中的移動站只使用“波束”到稍多于波束半徑的50％。
在實際中，當然，每個波束有超過3個很多的信道是可用的，所以可能計劃只有1/M的波束的一小片區域的風眼，其中M是可用的信道數。M＝7的例子，波束僅使用到它們半徑的 如圖36所說明。在實際中，M至少是100，所以網眼半徑可以是波束半徑的1/10，因此波束配置的增益和C/I性能僅對于波束一小片覆蓋那一部分是重要的。這并不意味著縮小那一小片以獲得更多的增益是可能的，正如不可能那么容易地“洞中填充”。對于大量的偏移波束，期待物理饋電整相以在任何地點都產生峰值增益，并且如圖24和圖30所指示的。獲得增益(通過只將兩個饋電一起整相)最困難的位置是在兩個點的中間，并且通過選擇波束邊緣交叉點使那種情況下的增益最大，如圖24和圖30所指導示。兩個波束間的增益是波束邊緣增益的2倍，而三個波束間的增益是該點上一個波束增益的3倍。(例如高3dB)。這解釋了比較那3點增益的圖24和30中的標度。
因此，速率在1/2和1/3之間的糾錯編碼，在任何情況下，期待于功率效率的原因，也能提在每一個波束的中頻復用中獲得的C/I容限，如果采用了上述的復用分區技術。復用分區技術實現了這個，不需重排序到空設置或干擾抵消，即全部天線自由度用于使增益最大化。干擾抵消或建立在相鄰網眼中央為空的圖樣的技術，可以做為進一步的好處以減小相鄰波束的C/I到可以忽略的比例。
一個可以用于實施這個當前發明的示范實施例的示范編碼計劃是基于1/4或1/5編碼率的收縮卷積編碼，但是其中每一個未編碼的語聲比特的編碼根據它的感覺的意義被調整到，例如，編碼率1/2和編碼率1/5間的一個中間級。雖然BPSK允許低于QPSK 3dB的C/I，但是似乎沒有道理遭受2∶1的帶寬效率損失。事實上，帶有兩倍編碼的QPSK的C/I容限優于帶有一半那么多編碼的BPSK，因此，一個正交調制至少可以用于下行鏈路。
以上的討論是基于相干解調性能的，它可以在使用非常寬帶的TDM衛星到移動站信道中獲得但不能在窄帶的FDM中獲得。下行鏈路方法的標準是將被解調和解碼的信息比特數在時間上較大，在此過程中信道的衰落成分可以看成固定的，也就是在2.5GHz，大約200μs并且車載臺速度為100km/Hr。因此，信息速率需要是高于5kb/s兩個量級，并且帶有如1/3的平均編碼率，發射比特率需要大于1.5Mb/s，它將使用正交調制通過1MHz帶寬信道。基于前述技術的系統提供的容量是使用一個4kb/s聲碼器，100Erlangs每MHz每點區域的數量級或使用一個2.4kb/s聲碼器，166Erlangs每MHz每點。
一個實施上述本發明的復用方案的示范技術是用地面的波束形式，如以前在這個詳細說明中描述的。這包括提供饋電鏈路承載從中心地面站的每一個天線饋元到衛星的信號，以保持信號間相對相位和振幅的差異。使用這樣一個相干轉發器，每天線饋電點在衛星上只需要一個轉發器信道。
一個實施本發明用于所揭示的固定的波束情況的替代裝置，在下面提出，它避免了在衛星上花費更多的硬件用于相干饋電鏈路。如果它是固定的并且是不變的使用在板上的波束形成是最簡單的，這可能更適用于一個激勵固定區域的靜止衛星。對于一個非靜止衛星，本發明的這個示范實施例仍然是可用的，但就不那么容易得到有規律地適應波束形成以補償衛星運動的優勢，使得波束激勵固定區域。
在FDMA情況下，固定波束形成轉發器實現的實施如圖37所示，即全部可用帶寬被分為N個子帶，每一個用于根據一個如圖15所示的網眼復用圖樣激勵地面上的區域。三個子帶指定為黑、紅和綠的情況如圖35中的每一個用來說明。
一組轉發器信道37接收從一個相應饋電鏈路組來的信號并下變頻它們到合適的中頻用于放大和濾波。3710的輸出I.F.用于I.F.波束形成網絡3720，它形成I.F.信號的加權和。“黑色”信道被任意選做直接對應于未調制的天線圖樣。即黑色信號1將被直接地輻射并且只通過天線饋電號1；黑色信號2將只通過天線饋電號2被輻射等等。波束形成網絡因而連接帶有統一權重的黑色信道到對應于指定天線饋電的求和網絡。
而紅色和綠色信道將輻射一個在3個黑色波束中間的波束圖樣。位于黑色波束1、2和3中間的紅色波束因而通過 的電壓/電流權重( 的功率權重)連接到它們相聯系的三個求和網絡。三分之一的“紅色”能量因此通過環繞想要的“紅色”中心的三個饋電的每一個輻射。同樣地，位于黑色波束2、3和4中間的綠色波束通過 的權重連接到聯系于饋電2、3和4的加法器。上面所引用的權重是用于說明的目的的示范和簡化。既然I.F.波束形成網絡原則上可以用一個主要包括簡單的阻性元件的網絡來實現，更復雜的權重裝置可以使用，帶有可接受的復雜效果。例如，一個波束可以通過多于3個的鄰近的饋電元饋電形成，并且負的權重可以用于在想要的位置形成空的輻射圖樣或降低旁瓣電平以增加C/I。
形成一個阻性I.F.波束形成網絡的一種方法是使用一個阻性材料的連續的薄板或膠片放置在一個絕緣的基片上。這個薄板可以被概念性地看作對應于被波束照射的兩維表面。對應于“黑色”波束信號的信號電流被注入薄板上處于對應于“黑色”網眼中心的點，而“紅色”和“綠色”信號電流被注入到位于黑色信號注入點中間的多組中間點的每一個，如每個圖35。圖38通過標記“I”說明這些注入點。
對應于想要的黑、紅和綠信號的組合的信號電流從阻性平面通過接觸處理黑、紅和綠注入點之間的中間部分。這些電流抽出點在圖38中用‘I’指示出。這種技術和前面的對黑色波束有簡單的權重1、對紅和綠波束有 的3相等權重的例子比較，對黑、紅和綠色波束提供同樣的權重分布。抽出的電流被饋電到“虛擬地面”放大器輸入端或低輸入阻抗放大器如基于地面的二極管。被這種技術實現的這組權重可以通過選擇注入和發散出所聯系的地面的電流的形狀和大小來適應。沒有簡單的規則建議確定大小和形狀-一個建議必須簡化，通過在阻性薄板上流動和潛在存在的電流的二維有限元計算機分析作出檢驗。
一旦組合信號被I.F.波束形成網絡產生，它們就被饋電到一組上變頻器3730，用于變頻到所要的衛星一移動站頻帶。上變頻器全部被同一個本振信號驅動以保持相對的信號相位，并且具有匹配的增益以保持相對的振幅。上變頻的信號隨后被一個矩陣功率放大器3740放大，以提高功率電平到想要的發射功率。
上面描述的發明的技術，可以被擴展以產生任何數目的，聯系于全部可用頻帶的細分的虛擬波束。在3顏色例子中，每一種“顏色”聯系于一個1/3的子帶寬。如果總共16.5MHz可用，例如，每一個轉發器信道帶寬可以是標稱的5.5MHz。如果饋電數是37，舉個例子，37個5.5MHz“黑色”波束被產生，37，5.5MHz寬紅色波束和37，5.5MHz綠色波束。因而全部用于通信的可用帶寬是37倍的16.5MHz，如只在“黑色”波束中實施全部16.5MHz的中頻復用是可能的。因此本發明提供如一個中頻復用圖樣一樣的帶寬使用效率，但是帶有一個顯著提高的C/2。
在FDMA情況下，可用的額外的容量通過增加轉發器信道的數目獲得，并且因此硬件相應地復雜。現在將要展示的是一個示范TDMA實施例在如何不增加硬件復雜性而增加容量上的比較而言的好處。
圖39說明示范TDMA實施例。在這種情況下，轉發器信道3910的數目和天線饋電數是一樣的，并且每一個信道的帶寬對于系統是全帶寬可用的。I.F.波束形成網絡3920也有前面所述的合成黑、紅和綠波束的功能，但是在同一時間只有一種顏色由于交換開關3911的作用在連接到轉發器信道組。或者(1)全部轉發器信道連接到相應數目的“黑色”波束輸入，或者(2)以通過在同一時間操作全部的開關3911，全部轉發器被連接到紅波束輸入，或者(3)，如圖39所示，到綠波束輸入。
這些開關是循環的，因此在TDMA幀周期的第一個部分(例如1/3)黑色波束被使用，時間的第二個部分的紅色波束被激發，時間的第三個部分綠色波束被激發。開關停留在每一個部分的時間周期不必相等，并且原則上根據哪一種顏色在任何網眼中有最高的瞬間容量要求來調整。其它轉發器的功能如以前在CDMA情況下描述的。
應當理解開關3911的交換是同步于來自中心地面站或站的傳輸，并且這可以通過任何一種不同的技術獲得，如提供一個在板上的時鐘，該時鐘可以從地面編程以運行開關操作的規則循環并且同步地面站傳輸到衛星，這是主時鐘。可替換的是，地面站能用獨立于業務信道的控制信道發送交換命令。用地面網絡獲得旋轉波束同步的方法對本發明的原則是不重要的。
應當理解的是，雖然在上面公開的本發明的TDMA和FDMA型式都使用固定的波束形成網絡，通過該方法的顯著擴展以使用從地面控制開關3911交換頻率或時隙到波束顏色，以保持被一個給定頻率或時隙覆蓋的地表區域盡可能的固定是可能的。當然可以通過使用更大數目的“顏色”(那是時隙或子帶)獲得更好的精度。增加子帶數在FDMA情況下導致硬性復雜，所以在這方面TDMA更好。轉換開關的整相可能因此被選擇以補償衛星運動和保持被一個特定的時隙或頻率覆蓋的區域更多或更少的恒定。本發明可應用任何數目的時隙和子帶，并且在后者一個數字設備包括轉發器信號的模數轉換，數字濾波和使用數字權重乘的數字波束形成可能有優點。
以上描述的示范實施例是企圖在各方面說明本發明而非限制本發明。因此，本發明包括許多不同細節的實施可以被一個精于技術的人從這里進行的描述中得到。所有這些不同和修改是在本發明的范圍和原理之中，如以下權利要求所定義。
權利要求
1.一種分配一個通信信道用于使用第二多個發射機天線元組合發射第一多個信號之一到相應的多個接收機中之一的方法，包括估計關于從上述每一個發射機天線元組合到上述接收機的上述信號的傳播的相位和振幅的系數；處理上述系數和相似的系數-該系數為在各自的組中使用同一通信信道和不同組中不同的信道的上述多個接收機的其它的組估計-用于確定每個組的品質因數；把上面步驟中產生最高品質因數的組使用的通信信道分配給上述信號。
2.權利要求1的方法，其中如果上述信號與上述組被分配同一個通信信道，則上述一個組的品質因數和上述發射機天線元組合的總發射功率相關。
3.權利要求1的方法，其中所述的通信信道是一個時分復用發射幀的多個時隙中的一個，每個時隙被所述接收機組中的一個使用。
4.權利要求1的方法，其中所述通信信道是被上述接收機組中的一個使用的多個無線頻道中的一個。
5.權利要求1的方法，其中所述通信信道是每一個被上述接收機組中的一個使用的多個無線頻道和TDM時隙的組合中的一個。
6.一個將第一站的多個第一信號與相應的第二站的多個信號通信以及將所述的第二站的多個第二信號與所述的第一站通信的方法，包括將上述第一信號處理為代表調制無線信號的形式；使用一組組合參數將上述代表合并形成多個發射信號；使用相應的發射機和天線發射上述發射信號；在上述第二站測量接收到至少一個不想要的信號的大小相對于接收到的想要的信號的大小的關系；編碼上述測量值為上述第二信號，并把它們從上述第二站發射到上述第一站；在上述第一站接收和解碼上述編碼的測量值，并使用上述結果修改上述組合參數，使得在上述第二站接收的不想要的信號減小而想要的信號達到最大值。
7.一種從一個第一站的多個第一信號到相應的第二站的多個信號和從上述第二站的多個第二信號到上述第一站的多個信號通信的方法，包含將上述第一信號處理為代表調制無線電信號的形式；使用一組組合參數將上述代表(信號)組合成為多個發射信號；放大上述發射信號到指定的發射功率電平并使用一個相應的發射機和天線發射它們每一個；在上述第二站測量接收到至少一個不想要的信號的大小相對于接收到的想要的信號的大小的關系；編碼上述測量值為上述第二信號并把它們從上述第二站發射到上述第一站；在上述第一站接收和解碼上述編碼的測量值，并使用上述結果修改上述組合參數，使得在上述第二站接收的不想要的信號減小并且需要發射的上述第一信號的上述發射功率電平的總和最小。
8.根據權利要求6或7的方法，其中所述的第一站包括一個地面站和至少一個繞軌道運行的衛星通信。
9.根據權利要求8的方法，其中所述的相應的發射機形成一個衛星轉發器的一部分，用于通過所述的衛星從上述地面站關聯上述發射信號。
10.根據權利要求9的方法，其中所述的發射信號被一個相干轉發器中繼，以維持它們相對的相位和振幅。
11.一種在一個具有一個扇形定向天線的基站和多個使用TDMA的移動站之間的通信的方法，包括按TDMA幀速率同步地旋轉上述扇形輻射方向圖樣；以同一速率旋轉數字語音色碼的分配到反方向扇形，使得同一色碼繼續用于同一絕對方向。
12.根據權利要求11的方法，其中所述的天線方向圖樣旋轉是通過物理地旋轉天線實現的。
13.根據權利要求11的方法，其中所述的天線方向圖樣旋轉是通過相位陣列天線信號處理電子地實現的。
全文摘要
本文公開了減少同信道干擾的無線通信系統及方法。該系統和方法應用于,例如,陸地移動通信(420)、衛星通信系統(410)以及二者的混合型。使用接收和發射信號矩陣模型的信號處理用于減少干擾。
文檔編號H01Q1/28GK1345129SQ01112598
公開日2002年4月17日 申請日期2001年5月11日 優先權日1994年1月11日
發明者P·W·登特 申請人:艾利森公司