濾波器校正和磁頭不穩定性檢測的方法和設備的制作方法

專利名稱：濾波器校正和磁頭不穩定性檢測的方法和設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及磁盤驅動器伺服系統。具體而言，本發明涉及伺服系統中的伺服讀取信號。
背景技術：
磁性存儲裝置使用產生微小磁場的寫入頭在磁性媒體上存儲數據。當寫入頭通過媒體時，它的微小磁場變更媒體上的局部磁矩。使用讀取磁頭從磁性媒體上檢索數據，該讀取磁頭檢測由這些磁矩的每一個磁矩產生的局部磁場的轉變。響應于這些轉變的每一個轉變，讀取磁頭產生電脈沖，這些電脈沖是構成讀取信號的一系列脈沖的一部分。根據磁矩轉變的方向，這些脈沖或正或負。
理論上，每個脈沖快速上升和下降為檢測提供既很尖銳又很大的波峰。可惜，電容性和電感性效應以及磁阻磁頭效應常常在緊靠波峰的前后產生肩狀凸起(shouldering)。在極端的情形下，能夠將這個肩狀凸起作為波峰檢測，并且能夠造成某些數據模糊不清。此外，讀取通道中的噪聲常常干擾正常的波峰檢測。
現有技術系統試圖用固定濾波器從脈沖中去除噪聲和肩狀凸起，將這些固定濾波器設計成對于全系列的磁性存儲裝置提供最佳平均脈沖。然而，這些固定濾波器無法適應脈沖的特有性狀(idiosyncrasy)，這是在一系列的數據存儲裝置中可以發現的各個數據存儲裝置的脈沖的特有性狀。此外，在磁盤驅動器中，這些固定濾波器無法適應所出現的脈沖形狀的改變，因為磁頭已經沿磁盤移至不同的徑向位置。
此外，讀取磁頭應當對于磁矩的每個轉變產生形狀相同的脈沖。一般，這些脈沖應當關于它們的波峰對稱，并且在磁頭的整個壽命期間具有相同的一般外形。然而，不適當制造的磁頭或者已經遭受損壞的磁頭可以產生過度不對稱的脈沖，可以在一段時間內產生不同的脈沖形狀，或者可以產生不一致的脈沖形狀。
有時把產生過度不對稱脈沖的新磁頭或者開始產生不同的或不一致的脈沖形狀的已有磁頭稱為不穩定磁頭。由于不穩定磁頭更可能失效或“毀壞”(crash)，即使它還有功能，也是不合需要的。事實上，許多穩定的磁頭在毀壞之前的一段時間內變得不穩定。
由于當磁頭毀壞時會丟失數據，因此希望在磁頭毀壞之前識別出不穩定磁頭。然而，現有技術不曾提供檢測不穩定但還有功能的磁頭的方法。
本發明著手解決這些和另外的問題，并且提供優于現有技術的其他好處。
發明概要一種檢測在數據存儲裝置的讀取信號中的脈沖不對稱性的方法和設備。讀取信號通過與解調(rectification)信號相乘而被解調(rectify)，并產生乘積信號。對乘積信號積分，以產生指出脈沖不對稱性的被積式。在本發明的一些實施例中，把被積式與基線值作比較，以確定在數據存儲裝置中的讀取磁頭的性能特征。在另一些實施例中，使用被積式來調節濾波器參數，試圖將脈沖不對稱性減至最小。
附圖概述

圖1是磁盤驅動器存儲系統的平面圖。
圖2是圖1的磁盤驅動器100的伺服環路的方框圖。
圖3是圖2的解調器160的擴展的方框圖。
圖4(1)是來自圖2的AGC 156的帶有噪聲的讀取信號的時序圖。
圖4(2)是圖3的濾波器172調節之前的濾波器輸入174的時序圖。
圖4(3)是濾波器172調節之前的限定器(qualifier)輸出182的時序圖。
圖4(4)是濾波器172調節之前的經延遲的信號190的時序圖。
圖4(5)是濾波器172調節之前的時鐘信號194的時序圖。
圖4(6)是濾波器172調節之前的乘積信號196的時序圖。
圖5(1)是在延遲校正期間在濾波器輸入174處使用的固定時鐘信號的時序圖。
圖5(2)是在延遲校正之前的濾波器輸出176的時序圖。
圖5(3)是在延遲校正之前的限定器輸出182的時序圖。
圖5(4)是在延遲校正之前的經延遲的信號190的時序圖。
圖5(5)是在延遲校正之前的時鐘信號194的時序圖。
圖5(6)是在延遲校正之前的乘積信號196的時序圖。
圖6(1)是在延遲校正之后d濾波器輸入174處的固定時鐘信號的時序圖。
圖6(2)是在延遲校正之后的濾波器輸出176的時序圖。
圖6(3)是在延遲校正之后的限定器輸出182的時序圖。
圖6(4)是在延遲校正之后的經延遲的信號190的時序圖。
圖6(5)是在延遲校正之后的時鐘信號194的時序圖。
圖6(6)是在延遲校正之后的乘積信號196的時序圖。
圖7(1)是在延遲校正之后但在濾波器調節之前在濾波器輸入174處的讀取信號158的時序圖。
圖7(2)是在延遲校正之后但在濾波器調節之前的濾波器輸出176的時序圖。
圖7(3)是在延遲校正之后但在濾波器調節之前的限定器輸出182的時序圖。
圖7(4)是在延遲校正之后但在濾波器調節之前的經延遲的信號190的時序圖。
圖7(5)是在延遲校正之后但在濾波器調節之前的時鐘信號194的時序圖。
圖7(6)是在延遲校正之后但在濾波器調節之前的乘積信號196的時序圖。
圖8是示出由兩個濾波器參數確定的雙變量面的三維圖形。
圖9(1)是在濾波器輸入174處的讀取信號158的時序圖。
圖9(2)是濾波器調節之后的濾波器輸出176的時序圖。
圖9(3)是濾波器調節之后的限定器輸出182的時序圖。
圖9(4)是濾波器調節之后的經延遲的信號190的時序圖。
圖9(5)是濾波器調節之后的時鐘信號194的時序圖。
圖9(6)是濾波器調節之后的乘積信號196的時序圖。
圖10是確定脈沖不對稱性和磁頭不穩定性的流程圖。
圖11是為使脈沖不對稱性減至最小而調節濾波器參數的流程圖。
較佳實施例的詳細描述圖1是按照本發明的磁盤驅動器100的平面圖。磁盤驅動器100包括帶有底板102和頂蓋104的外殼(為看得清楚起見，去除了頂蓋的一些部分)。磁盤驅動器100還包括磁盤組106，它安裝在主軸電動機(未示出)上。磁盤組106可以包括多個單獨的磁盤，把它們安裝得能夠繞一根中心軸共同旋轉。每個盤面具有相關的磁頭萬向架組件(HGA)112，它固定在磁盤驅動器100上，以與磁盤表面溝通。每個HGA 112包括一個萬向架和一個滑塊，它裝有一個或多個讀出和寫入磁頭。這些HGA112由懸架118支承，而懸架118又與致動器組件122的磁道存取臂120相連。致動器組件122最好是具有多個存取臂的E塊組件。致動器組件122通過致動器124繞軸126旋轉，致動器124由伺服控制電路128控制，以將磁頭定位在磁盤的所需的數據磁道上。HGA 112沿在磁盤內直徑132和磁盤外直徑134之間的一條曲線路徑130移動。
圖2示出伺服環路138的方框圖，伺服環路138包括伺服電路128、磁頭113、致動器124和電流驅動器140。伺服電路128包括數字信號處理器(DSP)142，該數字信號處理器接收來自沿數據總線144的遠地處理器(未示出)的定位請求。定位請求包括磁頭113所需的位置。數字信號處理器142在電流驅動器中存儲驅動器字146，該驅動器字代表數字信號處理器142要移動磁頭113的距離和方向。電流驅動器140根據驅動器字146產生電流148，該電流通過致動器124，使得致動器124移動磁頭113。
在其新位置處，磁頭113讀取存儲在磁盤上的伺服信息，該信息包括(但不限于)磁道識別代碼以及位置誤差信號。位置誤差信號一般采取磁盤磁矩反復轉變的形式。磁頭113讀取這個伺服信息，并且把伺服讀取信號150提供給伺服電路128。
特別，把伺服讀取信號150提供給伺服電路128的放大器152。放大器152把伺服讀取信號150放大，并且把經放大的信號154提供給自動增益控制(AGC)156。自動增益控制156調節平均峰值電平，從而平均峰值電平趨向所需的電平。
自動增益控制156將讀取信號158提供給解調器160。該解調器260包括鎖相環路，該鎖相環路產生頻率與讀取信號158的頻率相同的時鐘信號。解調器160根據讀取信號158，恢復數字數據字段、磁道識別值、圓柱識別值以及位置誤差值。
解調器160把位置信息沿雙向串行端口162傳送給數字信號處理器142。數字信號處理器142使用這個信息來確定磁頭的當前位置，并且根據這個確定的位置和在數據總線144上發現的請求的位置產生驅動器字146。
圖2的伺服環路148能夠用于磁道搜索操作或能夠用于磁道跟蹤操作，在磁道搜索操作中，數字信號處理器142正試圖移動磁頭113至一條特定的磁道，而在磁道跟蹤操作中，數字信號處理器142正試圖把磁頭113保持在磁盤上的一條磁道內。
圖3是圖2的解調器160的擴展的方框圖。在圖3中，把在解調器160和數字信號處理器142之間的串行端口連接162作為數個單獨的連接示出。熟悉本領域技術的人將理解，雖然示出多個連接，但數字信號處理器142只通過單個的串行端口連接至解調器160。示出多個連接只是為了幫助理解本發明。
讀取信號158通過開關170進入解調器160。讀取濾波器172在濾波器輸入174處連至開關170。濾波器輸入174也連接至開關208，它有一個連至時鐘206的第二端子。由數字信號處理器142通過開關170和208的有關的控制輸入來控制這些開關。兩個開關總是處于相反的狀態，如用在連至開關170的控制輸入處的倒相器210所作的符號表示那樣。讀取濾波器172對濾波器輸入174處的信號濾波，以產生濾波器輸出176，該信號輸入至脈沖限定器178和模擬乘法器180。脈沖限定器178產生對于在濾波器輸出176中的每個峰值產生一個單沖(one-shot)脈沖，以產生限定器輸出182。
把限定器輸出182提供給可變延遲184，該可變延遲還接收來自控制邏輯188的延遲控制186。可變延遲184根據延遲控制186而延遲限定器輸出182，以產生經過延遲的信號190，把經過延遲的信號提供給鎖相環(PLL)192。鎖相環192產生方波時鐘信號194，該信號具有經過延遲的信號190中的脈沖頻率之半。把時鐘信號194連同濾波器輸出176輸入至模擬乘法器180。
模擬乘法器180把濾波器輸出176與與時鐘信號194相乘，以得出乘積信號196。把乘積信號196輸入至積分器198，積分器198對乘積信號196積分，以得出被積式信號200，把該信號輸入至模-數轉換器202。模-數轉換器202把模擬被積式信號200轉換成數字被積式信號204，把該信號提供給控制邏輯188。能夠將被積式值用作時鐘信號194與濾波器輸出176之間對準的指示，或者用作濾波器輸出176的脈沖對稱性的指示。根據被積式值，控制邏輯188產生延遲控制186，把延遲控制提供給可變延遲184，其方式在下文還要討論。還把數字被積式204提供給數字信號處理器142，該數字信號處理器使用這些值來控制濾波器172以及控制邏輯188，其方式在下文還要討論。
本發明提供了測量脈沖不對稱性的一種方法。通過一系列的時序圖(它們示出在解調器160中的信號)描述本發明的較佳實施例。圖4(1)至4(6)示出在校正解調器160以檢測脈沖不對稱性之前的這些信號。圖5(1)至5(6)示出在校正解調器的第一階段從而它可以檢測脈沖不對稱性時的這些信號。圖6(1)至6(6)示出在校正解調器160的最后階段期間的這些信號。圖7(1)至7(6)示出在脈沖不對稱性檢測期間的這些信號。圖9(1)至9(6)示出在脈沖不對稱性修正之后的這些信號。
圖4(1)至4(6)示出在校正解調器160以檢測脈沖不對稱性之前時在解調器160中的信號。具體而言，圖4(1)、4(2)、4(3)、4(4)、4(5)和4(6)分別示出在濾波器輸入174、濾波器輸出176、限定器輸出182、經延遲的信號190、時鐘信號194和乘積信號196上的信號。圖4(1)至4(6)具有共同的水平時間軸，從而沿垂直方向對準的信號的部分在同一時刻出現。對于每個信號的垂直軸以伏為單位測量。
圖4(1)是一示例讀取信號158的曲線圖，當開關170閉合而開關208打開時，該信號出現在濾波器174的輸入處。圖4(1)的信號具有波峰220、肩狀凸起222和高頻噪聲224。理論上，不應存在肩狀凸起222和噪聲224。注意，讀取信號158只是可能的讀取信號的一例。熟悉本領域技術的人將理解，不同的磁頭將造成不同的脈沖不對稱性。例如，某些磁頭將在波峰之后，而不是如圖4(1)所示在波峰之前，具有肩狀凸起。
在調節濾波器之前，把濾波器172設定在它的截止頻率的最大值處。這樣，濾波器172提供濾波量的最小值，這將導致減小在濾波器輸入174的肩狀凸起處的一些噪聲，但是對肩狀凸起本身減小得很少。這種最小濾波的結果是示于圖4(2)的濾波器輸出176。
圖4(3)描繪限定器輸出182，它包括一系列的脈沖226。對于由脈沖限定器178檢測到的每個波峰，限定器輸出182包括一個脈沖226。由于脈沖限定器178的結構，在濾波器輸出176中，脈沖226相對于它們各自的波峰有延遲。
圖4(4)描繪由可變延遲184產生的經延遲的信號190。在校正之前，可變延遲184對限定器輸出182不作延遲。這樣，圖4(4)的經延遲的信號190與限定器輸出182相同。
圖4(5)描繪時鐘信號194，由鎖相環192根據經延遲的信號190產生該時鐘信號。特別，時鐘信號194的頻率是經延遲的信號190的脈沖的平均頻率之半。于是，經延遲的信號190中的每個脈沖與時鐘信號194的正跳變或負跳變相關聯。對時鐘信號194作直流偏置，從而該信號以地電平為中心。
圖4(6)示出乘積信號196，該信號是由圖4(5)的時鐘信號194乘以圖4(2)的濾波器輸出176產生的。由于時鐘信號194與濾波器輸出176的頻率相同，因此，它們的乘積(乘積信號196)以它們共有頻率的兩倍振蕩。此外，由于肩狀凸起224的緣故，乘積信號196在大部分時間是正的。
為了去除肩狀凸起222和高頻噪聲224，本發明首先校正解調器160，從而它能夠檢測脈沖不對稱性。這種校正包括調節可變延遲184，從而使時鐘信號194中的跳變與濾波器輸出176的波峰對準。如下文所示，這種對準將允許檢測濾波器輸出176中的脈沖的不對稱性。
為了校正可變延遲184，把開關170打開，而把開關208閉合，從而濾波器輸入174攜帶由時鐘206產生的時鐘信號。時鐘信號是經濾波的方波，為了使時鐘信號194與濾波器輸出176對準，該經濾波的方波提供了較好的數據樣本。由時鐘206產生的時鐘信號最好與所希望的伺服頻率匹配。
圖5(1)至5(6)示出在校正延遲184之前的解調器160的信號，和在濾波器輸入174處提供的來自時鐘206的時鐘信號。每個時序圖共享共有的水平時間軸。圖5(1)描繪濾波器輸入174處的時鐘信號，其中心約在0處。
圖5(2)示出濾波器輸出176，它是來自時鐘206的時鐘信號的經濾波的形式。在圖5(1)至5(6)中，尚未調節濾波器172，因此，該濾波器以初始的截止頻率執行低通濾波功能。在模擬中，把這個初始的截止頻率最大化至位置誤差信號的基頻的大約3.2倍。然而，能夠調節初始的截止頻率，以適應在下文描述的調節濾波器172的方法的改變。在任何情形中，濾波器172濾除來自時鐘206的時鐘信號，在濾波器輸出176處產生正弦信號。
圖5(3)示出限定器輸出182，對于在濾波器輸出176中的每個波峰，它提供單個脈沖。由于在脈沖限定器178中出現的延遲，這些脈沖沒有與濾波器輸出176中的波峰對準。
圖5(4)示出經延遲的信號190，在校正可變延遲184之前，該信號與圖5(3)的限定器輸出182相同。經延遲的信號190使鎖相環192產生圖5(5)的時鐘信號194。對于在經延遲的信號190中的每個正向跳變，時鐘信號194具有一個跳變。時鐘信號194最好以零為中心。
圖5(6)示出乘積信號196，通過圖5(5)的時鐘信號194與圖5(2)的濾波器輸出176相乘而產生該乘積信號。由于由脈沖限定器178產生的延遲，因此乘積信號196是不對稱的，它的較小部分在零之上，而較大部分在零之下。
圖2的積分器198對圖5(6)的乘積信號積分，以產生被積式信號200，該信號被模一數轉換器202取樣。由于乘積信號196的形狀不對稱，被積式信號200將是一個大的負值。于是，由模-數轉換器202產生的數字被積式204將包含一系列大的負值。
數字被積式204的負值使得控制邏輯188通過延遲控制186來調節可變延遲184的延遲。繼續這個調節，直至數字被積式204的值等于零。
圖6(1)至6(6)描繪當已調節可變延遲184，從而數字被積式等于零時的解調器160的信號。具體而言，圖6(1)、6(2)和6(3)描繪在濾波器輸入174、濾波器輸出176和限定器輸出182處的信號，它們分別與圖5(1)、5(2)和5(3)所示的信號相同。
圖6(4)示出在調節可變延遲184之后的經延遲的信號190，從而在經延遲的信號190中的向上跳變出現在濾波器輸出176的正波峰和負波峰的中心處。根據經延遲的信號190，鎖相環192產生時鐘信號194，它示于圖6(5)，該信號的跳變與圖6(2)的濾波器輸出176的波峰對準。
圖6(6)的乘積信號196是時鐘信號194和濾波器輸出176的乘積。由于時鐘信號194中的跳變出現在濾波器輸出176的脈沖的波峰處，因此乘積信號196的正數部分和負數部分彼此對稱，于是乘積信號196積分至趨近于零的值。
當時鐘信號194中的跳變與濾波器輸出176中的波峰的中心正確地對準時，由可變延遲184產生的延遲量對于檢測讀取信號158的脈沖中的不對稱是理想的。為了在不對稱檢測期間保持這個延遲，數字信號處理器142禁止控制邏輯188的調節功能，從而使延遲保持固定。數字信號處理器142還斷開開關208，以從濾波器輸入174去除時鐘206的時鐘信號，然后閉合開關170，允許讀取信號158通過濾波器174。
圖7(1)至7(6)示出解調器160的各個信號的曲線圖，其可變延遲184的延遲固定在圖6(4)所示的延遲，而讀取信號158在濾波器輸入174處。在這種狀態下，解調器160能夠檢測出脈沖不對稱性，如下文所述。
圖7(1)描繪了在濾波器174處的讀取信號，該信號具有一般存在于讀取信號中存在的肩狀凸起和高頻噪聲。在讀取信號中的每個脈沖都與脈沖230相似，其波峰232位于兩個過零點234和236之間。
此刻，未曾調節濾波器172，而它以其初始的截止頻率保持其初始的低通結構。用這種結構，濾波器172從濾波器輸入174的肩狀凸起去除了某些噪聲，導致圖7(2)的濾波器輸出176。
圖7(3)示出限定器輸出182，對于圖7(2)的濾波器輸出176中的每個波峰，該信號具有正向跳變。圖7(4)的經延遲的信號190是限定器輸出182的經延遲的樣式，而在經延遲的信號190中的正向跳變與濾波器輸出176的波峰對準。圖7(5)示出響應于圖7(4)的經延遲的信號190，由鎖相環192產生的時鐘信號194。時鐘信號194的跳變與濾波器輸出176的波峰對準，而時鐘信號194以零為中心。
圖7(6)示出乘積信號196，該信號是時鐘信號194與濾波器輸出176相乘的結果。由于時鐘信號194的跳變與濾波器輸出176的波峰對準，因此乘積信號196具有周期的性質，從其最負值至其最正值有突然的跳變。由于這種對準，在跳變之間，乘積信號196包括濾波器輸出176中的一個波峰的第二個一半和下一個相繼的波峰的第一個一半。此外，跨過乘積信號196，這些波峰之半具有相反的極性，從而相同的波峰之半(第一個一半或第二個一半)在每個跳變之間是正的，而另一個一半在每個跳變之間是負的。
由于這些波峰之半具有相反的極性，因此波峰之半之間的不對稱性使得數字被積式204具有非零值。特別相對于圖7(6)乘積信號196，如果在波峰的第一個一半之下的面積一般大于在波峰的第二個一半之下的面積，則數字被積式204將是負的。如果在波峰的第二個一半之下的面積一般大于在第一個一半之下的面積，則數字被積式204將是正的。
由于每個脈沖一般具有相同的形狀，一個脈沖的第二個一半和另一個脈沖的第一個一半之間的不對稱性與單個脈沖的兩半之間的不對稱性相同。于是，通過估算數字被積式204，有可能確定讀取信號的脈沖形狀的不對稱性。能夠用不對稱量作為磁頭不穩定性的一個量度，這是因為不對稱性一般隨磁頭不穩定性而增大。
具體而言，在本發明中，把數字被積式204的值與基線值作比較，以確定它們是否在對磁盤驅動器規定的范圍之內。在規定范圍之外的被積式指出讀取磁頭是不穩定的，應予以替換。基線值可以對于一系列磁盤驅動器中的所有的磁盤驅動器進行設定，也可以根據在初始的驅動器測試期間由每個單獨的驅動器產生的被積式建立。對于由整系列的驅動器導出基線值的驅動器而言，能夠在初始的老化(burn-in)時對讀取磁頭進行評估，并且如果它們不能產生足夠對稱的脈沖，就將它們剔除。
在讀取磁頭有關的驅動器的使用壽命內，可以多次確定該讀取磁頭的性能。如果其有關的被積式不在基線值的規定的范圍內，或者如果被積式的當前組與被積式的先前組有很大的差異，就可以認為該磁頭是不穩定的。判定磁頭是否穩定最好由圖3的DSP 12來進行。
也可以在調節濾波器時監視脈沖不對稱性，以得到可能最好的對稱性。在這種濾波器調節期間，數字信號處理器142調節濾波器172的濾波器參數，以將數字被積式204減至最小。經調節的濾波器參數包括截止頻率FC、放大(boost)α以及群延遲β。截止頻率是濾波器的增益從其直流值下跌3分貝處的頻率。放大和群延遲是描述濾波器172的傳遞函數的系數。特別，放大α以及群延遲β可以在下述的廣義傳遞函數中出現-αs2-βs+c(f(s))]]>式(1)這里s是頻率(jw)，而f(s)是頻率函數，它依賴于所用的特殊的濾波器。放大α緊靠濾波器的截止頻率之前產生濾波器增益的幅值的一個峰值。群延遲β對于一定的頻率組產生相移。
在較佳的實施例中，數字信號處理器142通過寫至3個分開的寄存器而改變濾波器172的濾波器參數，每個寄存器專用于下述濾波器參數之一截止頻率、群延遲或放大。在較佳實施例中，每個寄存器都是一個4位寄存器，它能夠容納16個不同的值。每個寄存器的16個值中的每個值與其有關的濾波器參數的不同的值相關聯。
響應于數字指令，數字信號處理器142調節濾波器參數，數字指令可以是制造代碼的一部分，只有當對磁盤驅動器進行老化期間才由數字信號處理器142使用該制造代碼，而在發運給用戶之前加以清除。另一種做法是，可以將代碼保存在磁盤驅動器中，如果磁頭失效或者如果磁頭看來似乎失效而需要作現場診斷時，在恢復過程期間使用該代碼。
有數種方法使數字被積式204減至最小。最直接的方法是嘗試在濾波器172中的截止頻率、放大和群延遲的各種可能的組合，并且確定哪種組合提供最低的被積式值。另一種做法是，可以選擇濾波器參數的一個初始的組合，并且從該初始組合出發，每次改變一個濾波器參數，以確定圍繞第一選擇點的被積式值。然后選擇產生最低的鄰近被積式值的的參數，并且重復該過程，直至找到被積式值的最小值。
第三種可供選擇的方案(有時稱為最速下降法或梯度法)由選擇濾波器參數的一個初始組開始，然后通過分別改變每個參數而再產生一組鄰近的被積式值。使用產生被積式值最大下降的濾波器參數來建立改變參數值的方向。然后根據該方向改變參數值。由初始選擇點和后續的選擇點之間被積式值的改變量來產生參數改變量的大小。
此第三種技術示于圖8，該圖示出數字被積式204的曲線圖298，它是截止頻率FC和群延遲β的函數，前者沿軸300，后者沿軸302。對于三維曲線圖298而言，放大是一個常數。雖然在曲線圖298中放大是常數，但熟悉本領域技術的人將理解，曲線圖298僅僅是為了說明此方法而用的，該方法把所有三個濾波器參數作為變量，但因為沒有四維圖形的表示方法故無法示出所有三個變量對于被積式值的影響，而只能示出曲線圖298。
在三維曲線圖298中，數字被積式204沿表面304存在，在其上選擇一個初始點306。接近點306的一組被積式值包括點310、312、314、316、318、320、322和324。由于點320提供從點306算起的數字被積204的最大下降，因此濾波器參數的改變方向將是從點306至點320的方向。此外，根據從點306至點320的改變的陡度，選擇諸如點326那樣的點作為下一個測試濾波器參數組合。在點326處，重復這一過程，直至達到最小值。
一旦找到了最小點，就記錄下達到該最小值的濾波器參數。本發明的一個方面允許當磁頭在磁盤上的不同的徑向位置時使用不同的濾波器參數。這就允許本發明能夠適應當磁頭在磁盤上移動到不同的徑向位置時的脈沖不對稱性的改變。在本發明的這種形式下，確定一組濾波器參數，并且對于在磁盤上的每個所需的徑向位置距離加以記錄。
本發明的另一個方面是，如果有一個以上的磁頭，則對于在磁盤驅動器中的不同的磁頭可可以記錄和使用不同的濾波器參數。這就允許本發明能夠適應由于在生產某些類型的磁頭時的制造公差而造成的脈沖不對稱性的差異，以及由于不同類型的磁頭的物理結構的差異而產生的脈沖不對稱性的差異。
當定出數字被積式值的最小值時，解調器160包含了示于圖9(1)至9(6)的信號。具體而言，示于圖9(1)的并在濾波器輸入174處的讀取信號158由濾波器172濾波，以產生示于圖9(2)的濾波器輸出176。如圖9(2)所示，由濾波器172減小或消除讀取信號158的大部分的大的肩狀凸起和高頻噪聲。由于調節了濾波器172的濾波器參數，才減小了肩狀凸起和高頻噪聲。
對于濾波器輸出176的每個波峰，示于圖9(3)的限定器輸出182具有一個脈沖，而由于脈沖限定器178的緣故，每個脈沖被延遲。圖9(4)的經延遲的信號190是限定器輸出182的經延遲的樣式，并且其正向跳變與濾波器輸出176的波峰對準。根據經延遲的信號190，鎖相環192產生圖9(5)的時鐘信號194，其跳變與濾波器輸出176的波峰對準。在圖9(6)中示出乘積信號196，它是由圖9(5)的時鐘信號194與圖9(2)的濾波器輸出相乘而產生的。乘積信號196具有從其最負點至最正點的跳變，并且在每一對跳變之間，乘積信號的一個周期包括濾波器輸出的一個脈沖的第二個一半和下一個后續脈沖的第一個一半。雖然脈沖的兩個一半不完全對稱，因而它們最終的被積式值不為零，但它們比在濾波器輸入174處的脈沖更加對稱，噪聲也更小。
圖10示出用于確定脈沖不對稱性和磁頭不穩定性的方法的步驟348至368。該方法在步驟348處開始，并且進行至步驟350。在步驟350中，將時鐘信號施加至濾波器172的濾波器輸入174。在步驟352中，調節可變延遲184的延遲。如果由模-數轉換器202產生的被積式值在判定框354中未減至最小，就再調節可變延遲。如果被積式值減至最小，則在步驟356中停止對可變延遲184的調節，從而在被積式值減至最小的點處設定延遲量。在步驟358中，去除時鐘信號，并且把讀取信號施加至濾波器172。在步驟360中，數字信號處理器142通過把被積式值與基線值作比較而確定讀取信號中的脈沖不對稱性的大小。如果在判定框362中，被積式值與基線值相差懸殊，則在步驟364中把該磁頭標記為不穩定的。如果在判定框362中，被積式值與基線值相差不懸殊，或者在步驟364把磁頭標記為不穩定的之后，就在步驟366中存儲被積式，用于以后的比較。該方法在步驟368處結束。
圖11示出用于調節濾波器172的濾波器參數的方法的步驟380至400。該方法在步驟380處開始，并且進行至步驟382。在步驟382中，把時鐘信號施加至濾波器172的濾波器輸入174。在步驟384中，調節可變延遲184的延遲。如果在判定框386處由模-數轉換器202產生的被積式值未減至最小，就再次調節可變延遲。如果被積式值減至最小，則在步驟388處停止調節可變延遲184，從而在被積式值減至最小的點處設定延遲量。在步驟390中，去除時鐘信號，并且把讀取信號施加至濾波器172。在步驟392中，數字信號處理器142調節濾波器參數。如果在判定框394中，被積式值未曾減至最小，就在步驟392中再調節濾波器參數。如果在判定框394中，被積式值已減至最小，則在步驟396中停止濾波器調節，并且在步驟398中再啟動延遲調節。該方法在步驟400處結束。
總起來說，本發明包括確定產生讀取信號158的磁頭性能的方法。在該方法中，把讀取信號158與時變信號194相乘，以產生乘積信號196。對于乘積信號196積分，以產生測試被積式204，把它與基線值作比較，以確定磁頭性能。
本發明還包括對讀取信號158進行濾波的方法，該讀取信號具有脈沖230，而每個脈沖具有波峰232。在該方法中，使讀取信號158通過可調節的濾波器172，以產生經濾波的信號176。確定形狀值204，該值表示在經濾波的信號176的各個脈沖內，對于各自波峰的形狀不對稱性。在可調節的濾波器172中，至少對一個濾波器特性300、302進行調節，以將形狀值204減至最小。
應該明白，即使在上面的描述中提出了本發明的各種實施例的許多特性和優點，以及本發明的各種實施例的結構和功能的細節，但這種揭示僅僅是說明性的，而可以在本發明的原理的最大可能的范圍之內改變細節，尤其是結構和安排方面的情形，這由所附的權利要求書中所用的術語的上位概念來指明。例如，不偏離本發明的范圍和精神，可以根據特殊應用來改變濾波系統的特殊元件，同時實質上保持相同的功能。此外，雖然這里描述的較佳實施例是針對數據存儲系統的伺服環路的，但熟悉本領域技術的人將理解，不偏離本發明的范圍和精神，能夠將本發明的原理應用于其他系統(例如衛星或電信系統)。
權利要求
1.一種確定產生讀取信號的磁性記錄頭的性能的方法，其特征在于，所述方法包括下述步驟(a)將讀取信號與時變信號相乘，以得出乘積信號；(b)對于所述乘積信號積分，以產生測試被積式；以及(c)將所述測試被積式與基線值作比較，以確定所述磁頭的性能。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，通過下述步驟使所述時變信號的跳變與所述讀取信號的波峰對準用固定頻率的方波代替所述讀取信號；將所述固定頻率的方波與所述時變信號相乘，以產生對準乘積信號；對于所述對準乘積信號積分，以產生對準被積式；調節所述時變信號相對于所述固定頻率的方波的相位，從而使所述對準被積式減至最小；以及用所述讀取信號代替所述固定頻率的方波。
3.如權利要求1所述的方法，其特征在于，把所述測試被積式與所述基線值作比較包括從所述測試被積式減去所述基線值，以產生性能值，并且用在重復步驟(a)、(b)和(c)時的性能值的改變來表示所述磁頭的性能。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，重復步驟(a)、(b)和(c)時的所述性能值的過度改變表示所述磁頭是不穩定的。
5.一種用于實現權利要求1的方法的存儲裝置，其特征在于，所述存儲裝置包括乘法器，它能夠把讀取信號與時變信號相乘，以產生乘積信號；積分器，它耦合至所述乘法器，并且能夠對于所述乘積信號積分，以產生測試被積式；以及比較裝置，它耦合至所述積分器，用于把所述測試被積式與基線值作比較，以確定磁頭的性能。
6.一種用于對具有脈沖的讀取信號濾波的方法，每個所述脈沖具有第一過零點、第二過零點和波峰，其特征在于，所述方法包括下述步驟(a)使所述讀取信號通過可調節的濾波器，以產生經濾波的信號，該信號包括具有所述波峰的所述脈沖；(b)確定形狀值，它表示在所述經濾波的信號的各個所述脈沖內，對于有關波峰的形狀不對稱性；以及(c)調節所述可調節的濾波器的至少一個濾波器特征，以使所述形狀值減至最小。
7.如權利要求6所述的方法，其特征在于，步驟(b)包括對于由所述經濾波的信號產生的乘積信號相對于時間積分，以產生一系列的被積式，所述被積式形成所述形狀值。
8.如權利要求7所述的方法，其特征在于，通過將所述經濾波的信號與時變信號相乘，由所述經濾波的信號產生乘積信號。
9.如權利要求8所述的方法，其特征在于，使所述時變信號相移，從而當所述經濾波的信號處于波峰時，出現所述時變信號中的每個跳變，通過用時鐘信號代替所述讀取信號來設置相移，把所述時鐘信號與所述時變信號相乘，以產生相位乘積，對于所述相位乘積積分，以產生一系列的相位被積式，并且調節所述相移，直至所述相位被積式的幅值減至最小。
10.一種用于實現權利要求6的方法的存儲裝置，其特征在于，所述存儲裝置包括可調節的濾波器，將其耦合的接收讀取信號，并且能夠對所述讀取信號濾波，以產生經濾波的信號，該信號包括具有波峰的脈沖；乘法器，它耦合至所述可調節的濾波器，并且能夠把所述經濾波的信號與解調信號相乘，以產生乘積信號；積分器，它耦合至所述乘法器，用于對于所述乘積信號積分，以產生形狀值，該值表示在所述經濾波的信號的各個所述脈沖內關于各個所述波峰的形狀不對稱性；以及調節裝置，它耦合至所述積分器和所述可調節的濾波器，用于調節所述可調節的濾波器的至少一個濾波器特性，以使所述形狀值減至最小。
全文摘要
一種檢測數據存儲裝置(100)的讀取信號(174)中的脈沖不對稱性的方法和設備。通過與解調信號(194)相乘對讀取信號(174)解調,以產生乘積信號(196)。對乘積信號(196)積分,以產生表示脈沖不對稱性的被積式(200,204)。在本發明的一些實施例中,把被積式(204)與基線值作比較,以確定數據存儲裝置(100)中的讀取磁頭(113)的性能特征。在另外的實施例中,為了使脈沖不對稱性減至最小,用被積式(204)來調節濾波器參數(300,302)。
文檔編號G11B27/36GK1268241SQ98808510
公開日2000年9月27日 申請日期1998年5月13日 優先權日1997年8月28日
發明者T·F·埃利斯, A·H·薩克斯 申請人:西加特技術有限公司