再生信號處理電路、再生信號處理方法以及光盤驅動器的制作方法

專利名稱：再生信號處理電路、再生信號處理方法以及光盤驅動器的制作方法
技術領域：
本發明涉及光盤驅動器或磁盤驅動器等讀取通道。
背景技術：
基于DVD或Blu - ray Disc (以下稱為BD )等標準的光盤裝置以及盤的 一個顯著特征是記錄介質可以更換，可在相互不同的機種間交換盤進行記錄以 及再生。但現實中有時會出現在已記錄的盤表面上有劃痕或污垢，導致再生極 為困難的狀況。此外，本發明的適用范圍不限定于BD， ^f旦在以下說明中以BD 作為前提，另外，術語也以在BD中使用的術語為基礎。
在圖2中表示非常基本的讀取通道的結構例子。此外，在本說明書中包括 模擬均衡器(equalizer)及PLL (phase locked loop )等，把到由模擬再生信號 譯碼為位串為止的再生信號處理系統稱為讀取通道。另外，在本說明書中以對 模擬再生信號進行AD (analog to digital)轉換之后進行信號處理的維特比 (Viterbi)譯碼系統作為前提。由此，在本說明書中，主要將AD轉換后的數 字信號稱為再生信號。如果是本領域技術人員，則不會混淆AD轉換前的模擬 信號和數字信號，因此為了簡潔在上下文清楚的情況下都只稱為再生信號。
模擬再生信號在用模擬均衡器1均衡后用AD轉換器2向數字信號進行轉 換。此時的采樣定時由通道時鐘決定。之后，用相位比較器6進行與通道時鐘 的相位比較。相位誤差信號用環路濾波器9進行平滑，并由DA轉換器11轉 換為模擬信號，然后作為VCO ( voltage controlled oscillator) 10的控制電壓信 號輸入。VCO通過該輸入電壓信號所指示的頻率進行振蕩，并將其作為通道 時鐘使用。即，成為以AD轉換器為開始的、相位比較器、環路濾波器、DA 轉換器、維特比譯碼器7各要素的驅動時鐘。該閉環構成PLL，關于存在使通 道時鐘與再生信號的時鐘同步的動作以及該動作的詳細內容，對于本領域技術 人員來說是公知的，所以不再詳細敘述。另外關于維特比譯碼器因為其動作的 詳細內容與本發明沒有直接關系，所以在此不詳細敘述。圖3是說明相位比較的原理的圖。使用沿(再生信號在0電平交叉的位置), 即與標記和間隔的界限對應的點來進行相位比較。通道時鐘與沿同步。另一方
面，AD轉換的定時從以沿為基準的時鐘定時挪動了 T/2 (T:通道時鐘周期)。 以下，為了簡單把在通道時鐘時刻nT (n:整數)的T/2后采樣的再生信號記 為x (n)。在圖3中用虛線和白空圓來分別表示通道時鐘與沿相位完全同步時 的沿和采樣點。沿位于時刻nT。將隔著此時的沿的2個采樣點的值分別設為 x(n-l)、 x(n)。另外，在沿附近再生信號假定為直線。此時，x(n) =-x (n-1)。另一方面，用實線和黑實圓分別表示相同的沿針對通道時鐘相位延 遲AT的情況。設沿位于通道時鐘時刻(n- 1 ) T和nT之間，將上述時刻的 采樣點的值設為x (n-1 )、 x(n)。顯然x(n) x(n-l)。當假定沿的線 性時，處于公式(1)的關系是顯而易見的。 [公式1]
△rax (n) —x (n—l) ( 1 )
即，可以用通道時鐘來對再生信號進行采樣并判斷沿，根據隔著沿的2 點的再生信號電平的差檢測相位誤差。
在如此根據信號的電平求相位誤差時，當在再生信號中重疊有不需要的直 流成分時無法正確地求出相位誤差。采用圖4來說明其情況。用虛線和白空圓 來分別表示沒有不需要的直流成分，并且再生信號與通道時鐘的相位完全同步 時的沿與采樣點。另一方面，用實線和黑實圓來分別表示在再生信號與通道時 鐘的相位同步的狀態下重疊了 Ax的直流成分的狀態的沿與采樣點。當在取得 了再生信號與通道時鐘的同步的狀態下重疊了直流成分時，如果根據公式(1 ) 的定義進行相位比較，則輸出錯誤的相位誤差值。因此，在向相位比較器進行 輸入之前，使用高通濾波器去除再生信號的直流成分。可是，即使在該狀態下 在再生信號中還殘留有依存于圖形(pattern)的直流成分變動等。依存于圖形 的直流成分變動在使用在一定以上的區間進行了積分時"0"和"1"的出現概 率相等的調制碼來調制在光盤中記錄的位串的情況下，使用DFB (duty feedback)限制器來去除。DFB限制器對于本領域的技術人員來說屬于公知 技術，所以不再詳細敘述。
然后，對JFB (jitter feedback)直流補償器進行說明。在直流成分為0，且PLL完全鎖定的狀態下，相位誤差為0，即，沿的中點與0電平一致，相反 在PLL鎖定的狀態下在再生信號中產生了直流變動時，沿的中點偏離0電平。 因此，可以通過對沿的中點電平進行積分來得到直流電平。在該方式中，為了 檢測直流成分而使用沿，所以以PLL鎖定為前提。
PRML (partial response most - likely)譯碼法一邊對連續的多個時刻的再 生信號和目標信號進行比較， 一邊譯碼為最可能的位串。作為ML (most-likely) 譯碼法之一的維特比譯碼法因為可大幅削減電路規;漠所以被廣泛應用 。 為了應對高速化、大容量化，作為光盤的再生方法還使用了 PRML法。目標 信號以沒有不需要的直流成分為前提，所以在將再生信號與目標信號進行比較 時，當在再生信號中重疊有直流成分時，導致譯碼性能惡化。
在進行再生時，即使是存在缺陷或污垢等狀態較差的盤，也采取措施極力 避免讀取^"誤。例如，當在盤面上存在幾乎遮蔽了再生信號的污垢時，通過采 用專利文獻l中記載的缺陷檢測技術，可以將其影響限制在最小。在光盤中一 般采用同樣的方法，這對于本領域的技術人員來說屬于公知常識。其主要是一 種如圖5所示監視再生信號的頂包絡線(top envelope),并在其振幅在一定時 間以上為閾值以下時，輸出缺陷檢測信號的電路。并且，在輸出缺陷檢測信號 的期間，保持跟蹤、聚焦等控制，并且還進行保持再生信號處理系統的PLL 等其他動作來防止由于這些缺陷所引起的不理想的動作，由此將其影響限制在最小。
除了盤上的缺陷等局部因素之外，還存在如雙層盤的層間干擾那樣，由盤 的構造引起的在盤上極廣的范圍使再生信號惡化的現象。圖6表示由于層間干 擾而被擾亂的再生信號的例子。這是對可擦寫的雙層Blu-ray盤的Ll層，即 接近表面一側的層進行了再生時的例子。可以得知由于層間干擾，原來應該是 幾乎平坦的上下包絡線共同受到很大的干擾。LI層再生時在該層上聚焦再生 光。再生光的一部分透過L1層由L0層進行反射，該一部分到達光頭的光4企 測器。由于來自L0、 LI兩層的光同時到達光4全測器，所以產生兩種光的干涉。 并且， 一般L0層與LI層的間隔在盤的每個位置上稍有不同。當在這樣的狀 況下對盤進行再生時，光檢測器上的、來自L0、 LI兩層的光產生的干涉圖形 隨時間而變化。其結果是產生如圖6所示的再生信號的擾亂。當存在如圖6所示的信號的擾亂時，與缺陷的情況相同無法正確對在該部位記錄的信號進行 譯碼，成為猝發錯誤。在圖6所示的例中，成為數百字節長度的猝發錯誤。這
是根據Blu-ray Disc系統的錯誤修正碼的能力在再生中沒有完全引起故障的 長度。但是在對在盤的切線方向上層間隔變化較大的區域進行再生時，與光檢 測器上的干涉狀況相比更急劇地變化，所以出現圖6所示的信號擾亂的頻度變 高，在1個recording unit block (RUB )中多次出現。在這樣的狀況下，不能 忽略引起讀取錯誤的概率。此外，作為產生同樣的再生信號干擾的主要原因， 存在指紋、磁道偏移等。:特開2003 - 30850號公才艮:特開平11 - 296987號公報:特開2006 -糾65號公報

發明內容
由于雙層盤的層間干擾等被擾亂的再生信號的特征是伴隨局部直流成分 的變動。此時的特征是直流成分變動的區間在DB1X的情況下時間縮短為 數十微妙(jis)左右。當如上所述在再生信號中重疊有直流成分時，使PLL 以及維特比i,碼器的性能惡化。作為從再生信號中去除不需要的直流成分的單 元，如上所述具有DFB限制器。但是，DFB限制器用于"0"和"1"出現概 率相等的情況，所以為了排除統計上的波動需要足夠長的積分時間。即，通過 DFB限制器無法應對由層間千擾導致的直流成分變動。
JFB直流補償器如專利文獻3中記載的那樣，在PLL鎖定的狀態下在再 生信號中產生了直流變動時，利用沿的中點從0電平偏離的情況對沿的中點電 平進行積分，由此得到直流電平。在該方式中，為了沖全測直流成分而采用沿， 所以PLL鎖定成為前提。因此，單獨通過本方式進行直流成分變動補償是困 難的。此外，在重疊的直流成分的振幅非常大時具有如下問題隔著0電平的 2點從原來的沿位置偏離所以得到錯誤的結果。如上所述，本發明中特別作為 對象的雙層盤的盤間干擾等引起的直流成分變動與DFB限制器的動作速度相 比為較快的現象，并且其振幅也是再生信號振幅的百分之幾十，所以容易陷入 對偽沿進行檢測的狀況。
另一方面，維特比譯碼器也按照再生信號的電平，使維特比譯碼器的目標信號電平(目標電平)自適應地跟蹤于再生信號的電平，由此可以應對再生信 號的直流成分變動。關于此技術記載在專利文獻2中。在該技術中使進行維特 比譯碼時使用的目標電平跟蹤于再生信號，所以必須不易受到通過缺陷檢測機 構無法檢測出的較短的缺陷等影響。因此，決定目標的跟蹤速度的積分器的積 分時間需要設為對微小的缺陷等不過度反應的長度。由此，自適應維特比譯碼 器也不適合于應對層間干擾這樣的局部直流成分變動。
本發明要解決的課題在于提供一種讀取通道，其降低在再生信號中重疊的
層間干擾這樣的局部直流成分變動，并且可以抑制PLL以及維特比譯碼器的 性能惡化。
本發明的再生通道具有檢測局部直流成分的單元。另外，根據再生信號的 微分系數來識別再生信號的沿位置，對某個區間長中出現的沿數進行計數，并 使用其計算平均直流振幅。具有在根據再生信號的微分系數來識別沿位置時， 用長標記或者間隔信號來防止對偽沿進行檢測的單元。另外，具有觀測PLL 狀態的單元，根據PLL狀態來控制直流成分檢測器的動作。另外，根據直流 成分振幅的大小來控制再生通道中各要素的動作。
根據本發明，可以提供一種針對由雙層盤的層間干擾或盤表面上的指紋等 引起的再生信號的局部直流成分變動降低性能的惡化、再生可靠性更高的光盤 驅動器。


圖l表示基于本發明的讀取通道的結構例子。
圖2表示再生通道的結構。
圖3說明相位比較的原理。
圖4說明在再生信號中重疊的直流成分對相位比較給予的影響。
圖5說明缺陷檢測器的動作。
圖6表示受到層間干擾影響的再生信號。
圖7表示瞬時直流振幅的斥企測原理。
圖8表示直流成分^r測器的結構例。
圖9表示降低碼間干擾使沿判別率提高的讀取通道的結構例。 圖10表示用于降低碼間干擾的均衡器的振幅頻率特性。圖11表示本發明的效果。
圖12表示以反饋方式進行直流成分補償的結構。
圖13表示長標記以及間隔中央部的波形失真的例子。
圖14表示避免長標記或間隔中的沿誤判別的直流成分檢測器的結構例。
圖15表示附加了特定條件下的抑制功能時的結構例。
圖16是采用了基于本發明的讀取通道的光盤驅動器的結構圖。
圖17是讀取通道數字部的結構圖。
圖18是采用了基于本發明的讀取通道的光盤驅動器的結構圖。 圖19是通過采用外插器來消除了直流成分沖企測延遲的直流成分檢測器的 結構例子。
符號說明
1:模擬均衡器；2: AD轉換器；3: DFB限制器；4: 1T延遲器；5:減 法器；6:相位比較器；7:維特比譯碼器；8:直流成分才企測器；9:環路濾波 器；10: VCO; 11: DA轉換器；12:高通濾波器；14:加法器；15:乘法器； 16:判定器；17:移動平均器；18:計數器；19:極大極小判定器；20: FIR 均衡器；21:自適應均衡器；22: DFB電路；23: PLL鎖監視器；24:絕對 值比較器；25:"與，，電路；101:盤；102:拾波器；103:模擬前端IC; 104: DSP; 105:讀取通道數字部；106: ECC譯碼器；107:接口電路；108:固件； 109:具有監^L器的讀取通道數字部；210:外插器；
具體實施例方式
以下，對本發明的實施方式進行說明。本實施方式以光盤驅動器為對象。 可是為了簡單，附圖以及說明僅限于以本發明作為直接對象的部分，其它部分 省略。
在圖1中表示本發明的一實施例。圖l是將模擬再生信號譯碼到位串的光 盤驅動器的再生信號處理系統的概括圖。另外，以BD為前提。
由拾波器輸出的模擬再生信號通過高通濾波器12幾乎除去含在拾波器輸 出中的直流成分。之后，在通過模擬均衡器l進行了波形均衡后用AD轉換器 2轉換為數字信號。此時的采樣與通道時鐘同步地進行。然后，用DFB限制 器3來除去再生信號的不對稱影響以及依存于數據圖形而變動的直流成分。DFB限制器的輸出向直流成分檢測器8輸入。直流成分檢測器檢測殘留在再
生信號中的直流成分的振幅。其結構與動作在后面進行敘述。檢測出的直流成
分采用減法器5從再生信號中減去。由此，如果直流成分檢測器的動作足夠迅 速，則從相位比較以及譯碼前的再生信號中除去直流變動成分。除去了直流成 分的再生信號被輸入到相位比較器6，與通道時鐘信號比較相位。相位比較器 的輸出通過環路濾波器9輸入到DA轉換器11。用DA轉換器由數字信號轉換 為模擬電壓信號。該信號為針對VCO10的頻率指示信號。VCO通過該頻率指 示信號所指定的頻率進行振蕩。另外，除去了直流成分的再生信號還向維特比 譯碼器7輸入，并譯碼為位串。
然后，對直流成分4企測器進行說明。直流成分4企測在直流成分為0且PLL 鎖定的狀態下相位誤差為0,即，沿的中點與0電平一致，相反，當在PLL鎖 定的狀態下再生信號中產生了局部的直流變動時，采用沿的中點從0電平偏離 的情況來進行。為了檢測直流成分而使用沿，所以需要可以始終判別沿。通常， 根據再生信號的連續的2個點的值的符號互相不同的情況，判別為沿。可是， 在重疊的直流成分的振幅較大時，隔著原來的沿的2個點都成為相同的符號， 另外，出現不是原來沿的相鄰的2個點的符號不同的狀況。正是在這樣的情況 下，對相位比較以及維特比譯碼造成的不良影響很大。
因此，在本實施例中，為了即使在這樣的情況下判別原來沿的位置，采用 微分沿判別方式。該方式用于再生信號的時間微分系數在沿成為極大或極小的 情況。圖7是說明本方式的圖。如上所述，用x(n)表示再生信號。另外， 用公式(2)所示的y (n)來表示x (n)的離散時間微分。此外，在以下中只 要不特別地指出，所謂再生信號的微分信號僅指y (n)。<formula>formula see original document page 12</formula> (2)
如圖7中的例子，當設為在x (i- 1 )和x (i)之間存在沿時，y (i)成 為極大或者極小。即使在再生信號中重疊了直流變動成分時，如果其時間變化 率與通道時鐘相比足夠慢，則顯然可以為了進行時間微分判別原來沿的位置。 該沿中的直流成分的瞬時值d (n)如公式3所示，成為隔著沿的兩點的平均 值。<formula>formula see original document page 13</formula>為了判別y (n)是否為極大或者極小，需要比較連續的3個時刻的y (n -1 )、 y (n)、 y (n+ 1)的值。
即使通過微分沿判斷來判別沿，并得到了直流成分的瞬時值，但在從再生
信號原封不動地減去該值時仍然可能發生問題。即，在再生信號和通道時鐘之
間產生了相位差時，直流成分的瞬時值取有限的值，所以從再生信號減去該值
并不正確。為了避免該問題，在本實施例中求出瞬時直流成分的移動平均，并 將其從再生信號中減去。
在圖8中表示基于以上原理的直流成分檢測器的結構。因為圖8中的信號 時刻記為進行時刻i的^t分沿判定和瞬時直流成分^r測的瞬間，所以當考慮需 要的延遲時直流成分檢測器的輸入記載為x(i+l)。 DFB限制器的輸出為輸 入信號。這里，將其筒單稱為再生信號。再生信號首先被分支為2個系統。第 1系統運算直流成分的振幅，用兩個1T延遲器4求出x (i)以及x (i-1), 并使用加法器14和乘法器15求出他們的平均值，即直流成分振幅候補c(i)。 記為候補是因為只要不本來地判定為沿，就不作為振幅值使用。
另一個系統進行4效分沿判定。首先使用減法器5根據x (i+ 1)和在直流 振幅運算時使用的x(i)求出再生信號的微分信號y (i+l)。以其為基礎，采 用1T延遲器4得到y (i)、 y (i-l)。 y (i+l)、 y (i)、 y (i-1)被輸入給 極大極小判定器19,判定y (i)是否為極大或極小。y(i)極大極小的判定結 果p (i)在y (i)是極大或者極小時為真。y (i)極大極小的判定結果p (i) 與直流成分振動候補c (i) 一起輸入給判定部16，在p (i)為真時判定部16 將該沿的瞬時直流成分d向移動平均器17輸出。由移動平均器17進行的移動 平均運算在通常的移動平均中是不適合的。這是因為沿的出現頻率為通道時鐘 數的倒數，并且不等間隔地出現。因此，用計數器18對由L指定的平均的時 長內出現的沿數進行計數，使該區間內的各沿的瞬時直流4^幅的和除以沿出現 #tN,由此求出平均直流振幅。
當再生信號與通道時鐘產生了相位差時，其對直流成分檢測造成的影響為 ;波此相鄰的沿其符號不同。因此，如上述那樣取平均，由此即使在再生信號中產生了與通道時鐘的相位差時，也可以抑制對直流成分檢測的影響。
平均區間長L的長度越長越不易受到雜音等影響。可是如果L過長，則
在從DFB限制器輸出中減去直流成分時產生如下的副作用產生與DFB限制 器輸出的延遲差過大所導致的運算誤差。當在BD中以層間干擾作為對象時， L的長度理想為100至IOOOT。
此外，在圖1中，將減去了直流成分的結果直接向維特比譯碼器輸入，但 顯而易見，通過在維特比譯碼器之前插入自適應均衡器可以提高譯碼性能。
在BD中，在最短碼的2T碼與4T以上碼相鄰的位置，由于碼間干護G的 影響，微分沿判定的錯誤率變高。為了將其降低，在微分沿判定之前進行減輕 碼間干擾這樣的均;街即可。在圖9中表示實現了上述時的結構。在DFB限制 器前面插入FIR (finite impulse response)均衡器20來進行均衡，使碼間干擾 變少。在圖10中表示此時的FIR均衡器的均衡特性。另外，在該例中，通過 在維特比譯碼器7的前面插入自適應均衡器21來提高譯碼性能。
在圖11中表示圖9所示結構的效果。使用的盤是1面記錄容量為25千兆 字節的BD雙層盤。圖11表示通過信號處理模擬器對該盤上出現了層間干擾 的影響的位置的再生信號波形進行了處理的結果。上側(a)的波形是現有通 道的結果，在從時刻A附近到D附近之間再生信號被干擾。即，在時刻A至 B存在振幅急劇減小，并且重疊了較大的正的直流成分，上側包絡線超越了處 理范圍的期間。從時刻B到時刻C,本次重疊了負的直流成分，該振幅為再生 信號振幅的約20%。從時刻C附近到時刻D附近雖然較小，但再次重疊了正 的直流成分。圖11下側(b)的波形是用圖9所示的系統進行了處理的情況。 此外，為全部波形一起向自適應均衡器輸入之前的情況。另外，該信號處理模 擬器具有解讀錯誤訂正碼，顯示錯位部位的功能。因為用連續線顯示錯位部位， 所以在猝發錯誤部位，如(b)的時刻A至B那樣涂布進行顯示。在(a)沒 有顯示錯誤是因為層間干擾的影響顯著，并引起了讀取錯誤，所以無法取得在 錯誤訂正處理時應該得到的錯誤部位的信息。
當比較(a)以及(b)的時刻B至C的區間時，明顯在(b)中幾乎消除 了 (a)中所見的負的直流成分，錯誤也沒有發生。關于時刻C至D的區間也 相同。關于區間A-B,由于振幅減小和重疊了超過處理范圍的直流成分，所以沒有取得改善效果。
另外，即使是用反饋方式從再生信號中減去檢測出的直流成分的結構，也
可以得到同樣的效果。在圖12所示的例子中，為了從AD轉換器2的輸出減 去直流成分檢測器8以及DFB電路22的輸出，構成與DFB限制器的環路并 聯的反饋環路。這里，所謂DFB電路是指構成DFB限制器的要素中的加法器 (減法器)以外的全部電路部分。
如圖13所示，再生信號中的長間隔或者標記各自的中央部分有時凹陷或 凸出。有時根據盤上的標記形狀、均衡條件而出現。當存在這樣的形狀時，再 生信號的微分信號在標記或間隔的中央附近表示極大或者極小，所以有時誤判 定為沿。其中，這些凹陷等其形狀平緩所以微分系數的絕對值小。因此，通過 忽略絕對值小的極大以及極小可以避免沿的誤判定。在圖14中表示實現了這 些的直流成分4企測器的結構。
該結構為在圖8所示的直流成分4企測器中附加了上述功能的結構。即，預 先規定從沿判定中除去的極大以及極小值，并將其絕對值h預先設定在絕對值 比較器24中。在絕對值比較器24的另一輸入端輸入成為沿判定對象的點的再 生信號的微分y( i )。絕對值比較器24的輸出是邏輯信號，比較兩者的絕對值， 在y(i)大于h時輸出"真"。將該輸出輸入給"與"電路25的一端子。對"與" 電路25的另一個端子輸入極大極小判定器19的輸出。"與"電路25的輸出是 沿的判定結果。其它動作與圖8的例子相同。
直流成分^r測需要PLL處于鎖定狀態。因此，需要根據PLL的鎖定狀態 自動進行直流成分檢測器的動作。另外，如圖11的例子那樣，存在重疊的直 流變動成分的振幅顯著大，沒有完全補償直流成分的情況。此時，通過暫時抑 制再生通道各要素的動作，可以減少性能惡化。
在圖15中表示附加了以下功能時的結構根據PLL的鎖定狀態自動控制 直流成分檢測器的動作，另外在檢測到大于規定值的直流成分時抑制再生通道 的一部分要素的動作。圖15以圖9所示的結構為基礎，但本實施例的內容對 于圖1以及圖12的結構也同樣可以適用。
PLL的鎖定狀態利用PLL鎖監視器23進行監視。觀測PLL鎖狀態的電路 對于本領域的技術人員來說是公知的，所以在此關于其結構以及動作不進行詳細敘述。PLL鎖監視器判定PLL是否已鎖，用其輸出來控制直流成分檢測器8 的動作。即，如果PLL處于鎖狀態則使直流成分檢測動作有效，進行才艮據再 生信號的直流成分補償，在沒有鎖的情況下抑制直流成分^r測動作，將直流成 分檢測器8的輸出設為0。
直流成分檢測器8在檢測出大于預先指定的規定值的直流成分時，在該值 超過規定值期間，輸出抑制信號。將抑制信號輸入給相位比較器6、自適應均 衡器21、維特比譯碼器7各要素。相位比較器6在接收到抑制信號的期間， 將其輸出全部設為0。由此，該期間固定VCO10的振蕩頻率。由此，由于極 端的直流成分無法充分地補償，所以避免進行錯誤的相位比較。
自適應均Hf器21在接收到抑制信號的期間，抑制自適應動作并繼續維持 接收抑制信號之前的抽頭系數。由此，可以防止異常的系數學習。另外，在該 例中，維特比譯碼器7采用自適應維特比方式，所以與自適應均衡器的情況相 同，為了防止異常的目標學習在接收到抑制信號的期間抑制自適應動作。
在圖16中表示根據本發明實現的光盤驅動器的結構概要。在圖16中僅表 示與本發明相關的必要部分，其它部分在附圖中省略。同樣，關于各部分的詳 細內容，如果是對于本領域的技術人員來說容易理解的部分則省略說明。
首先，說明動作的概要。光盤101中記錄的信息通過拾波器102光學讀出 并轉換為電信號(再生信號)。再生信號由AFE ( analog front end) - IC103放 大為一定的振幅，另外在通過內置的模擬均衡器進行均衡之后向DSP (digital signal processor) 104中的讀耳又通道數字部105輸入。如在上述實施例中說明 的那樣，再生信號在讀取通道數字部中譯碼為位串。此外，在本實施例中使用 集成了光盤驅動器的大部分模擬電路的AFE-IC和集成了大部分數字電路的 DSP這樣的兩種LSI。在光盤驅動器中普遍采用這樣組合了 LSI的結構，此時， 模擬均衡器通常集成在AFE-IC內。這里，如圖17所示，讀取通道數字部為 圖l所示的讀取通道中的、AD轉換器之后的主要由數字電路構成的部分。
譯碼后的位串通過ECC ( error correction code )譯碼器106進行碼訂正處 理，取出用戶數據。取出的用戶數據經由接口電路107向驅動器外部輸出。通 過使用可以應對再生信號的局部直流成分變動的讀取通道，來提高雙層盤和附 著了指紋的盤的再生性能。圖18是采用了圖15所示形式的讀取通道的光盤驅動器的結構概要圖。說
明動作的概要。光盤101中記錄的信息通過拾波器102光學讀出并轉換為電信 號(再生信號)。再生信號通過AFE-IC103放大為一定的振幅，另外，在由 內置的模擬均衡器進行均衡之后向DSP104中的帶有監視器的讀取通道數字部 109輸入。如在上述實施例中說明的那樣，再生信號在帶有監視器的讀取通道 數字部中被譯碼為位串。這里，如圖15所示，帶有監視器的讀取通道數字部 為圖1所示的讀取通道中的、位于AD轉換器之后的主要由數字電路構成的部 分。
譯碼后的位串通過ECC譯碼器106進行碼訂正處理，取出用戶數據。取 出的用戶數據經由接口電路107向驅動器外部輸出。
如在圖15的說明中所述的那樣，在本例中使用的讀取通道的特征為提 供判定PLL鎖狀態的信號和在檢測到一定以上的振幅的直流成分的期間由直 流成分檢測器輸出的抑制信號這2種信號。如上所述，這些信號通常用于在讀 取通道內控制M素的動作。在本例中，這些信號可以根據固件108進行參照。 由此，固件108可以得知在再生中所發生的問題。在本例中，在對某個區段進 行再生時產生了讀取錯誤時，通過監視PLL鎖狀態信號來調查在對該區段進 行再生時PLL是否已處于開鎖狀態。在相應的情況下，固件108在DSP中設 定PLL參數，暫時增減PLL的時間常數，來嘗試避免開鎖狀態。
如圖8所示，在直流成分檢測器中使用微分沿判定求出的瞬時的直流成分 的值由于再生信號中包含的雜音的影響而含有誤差。另外，還有可能由于碼間 干擾的影響導致的沿誤判定，為錯誤的值。為了減輕這些影響，在直流成分檢 測器中，對通過微分沿判定而求出的瞬時的直流成分進行移動平均和積分來求 出平均直流成分。這樣求出的平均直流成分當然針對再生信號產生延遲。為了 提高平均化的效果需要延長平均化的對象期間。但是，很顯然，即使從再生信 號中減去當該延遲量較大時求出的直流成分，也無法期待足夠的效果。
圖19表示了可以避免上述問題的直流成分檢測器的結構概要。到求出平 均的直流成分值為止的結構與圖8相同。與圖8結構的不同點在于，在圖19 中將移動平均器輸出還向外插器201輸入，直流成分4企測器的最終輸出成為外 插器的輸出。外插器以過去的值為基礎，通過外插運算來推定在輸入的最新時刻之前時刻的值。外插器廣泛應用于信號處理電路，所以其結構等在此不詳細 敘述。在當前情況下，延遲的主要原因是平均化處理，所以通過求出平均化時 間L之前的時刻的值，可以幾乎消除先前敘述的平均直流成分對于再生信號 的延遲。
本發明主要涉及在光盤驅動器中使用的讀取通道。尤其，對于再生具有2
層以上的記錄層的BD以及HD DVD介質的驅動器是有效的。除了光盤驅動 器以外，還可以應用于具有相同課題的、具有再生信號的通道的垂直磁記錄驅 動器等。
權利要求
1.一種再生信號處理電路，其特征在于，具有AD轉換器，其將模擬再生信號轉換為數字再生信號；DFB限制器，其處理所述數字再生信號；直流成分檢測器，其檢測殘留在所述DFB限制器的輸出中的直流成分；減法器，其從所述DFB限制器的輸出減去所述直流成分檢測器的輸出；相位比較器，其比較所述減法器的輸出與信道時鐘信號的相位；環路濾波器，其輸入所述相位比較器的輸出；DA轉換器，其將所述環路濾波器的輸出轉換為模擬電壓信號；VCO，其通過由所述DA轉換器提供的模擬電壓信號所指示的頻率進行振蕩，產生所述信道時鐘信號；和維特比譯碼器，其輸入所述減法器的輸出。
2. 根據權利要求1所述的再生信號處理電路，其特征在于， 所述直流成分#企測器具有利用再生信號的時間差分求出所述再生信號的微分信號的單元； 判定所述樣i分信號的極大或極小時刻的單元；求出根據所述微分信號的極大或者極小時刻判定出的所述數字再生信號 沿的所述數字再生信號的瞬時值的單元；和將所述數字再生信號沿的所述數字再生信號的瞬時值的平均值作為平均 直流成分值求出的單元，輸出所述平均直流成分值。
3. 根據權利要求1所述的再生信號處理電路，其特征在于， 所述直流成分^r測器具有利用再生信號的時間差分求出所述再生信號的微分信號的單元； 判定所述微分信號的極大或者極小時刻的單元；求出根據所述微分信號的極大或者極小時刻判定出的所述數字再生信號 沿的所述數字再生信號的瞬時值的單元；對指定時間內的所述微分信號的極大或者極小的出現次數進行計數的單3.根據所述指定時間內的所述數字再生信號沿的所述數字再生信號的瞬時 值之和與所述極大或者極小的出現次數求出平均直流成分值的單元， 輸出所述平均直流成分值。
4. 根據權利要求1所述的再生信號處理電路，其特征在于， 具有絕對值比較器，忽略絕對值小于在所述絕對值比較器中預先設定的絕對值的所述微分信號的極大或者極小。
5. 根據權利要求1所述的再生信號處理電路，其特征在于， 使所述直流成分檢測器的輸出向AD轉換器的輸出負反饋。
6. 根據權利要求1所述的再生信號處理電路，其特征在于， 在所述AD轉換器和所述DFB限制器之間插入了 FIR均衡器。
7. 根據權利要求1所述的再生信號處理電路，其特征在于，具有PLL鎖監視器；根據所述PLL鎖監視器的輸出控制所述直流成分檢測器 的動作的單元；和根據由所述直流成分檢測器檢測到的直流成分的值來控制該再生信號處理電路中的各要素的動作的單元。
8. 根據權利要求1所述的再生信號處理電路，其特征在于，將求出所述平均直流成分值的單元的輸出向外插器輸入，并使用所述減法 器由所述再生信號減去該外插器輸出。
9. 一種再生信號處理方法，其特征在于，具有如下步驟 將模擬再生信號轉換為數字再生信號的步驟； 通過DFB限制器來處理所述數字再生信號的步驟； ^r測殘留在所述DFB限制器的輸出中的直流成分的步驟； 由所述DFB限制器的輸出減去所述直流成分的步驟； 比較所述減法運算后的信號與信道時鐘信號的相位的步驟； 以所述相位比較結果為基礎生成所述信道時鐘信號的步驟；和 對所述減法運算后的信號進行譯碼的步驟；在檢測所述直流成分的步驟中，求出根據所述數字再生信號的微分信號為 極大或者極小的時刻判定的所述數字再生信號沿的所述數字再生信號的瞬時 值的平均值，并將其作為所述直流成分。
10. 根據權利要求9所述的再生信號處理方法，其特征在于， 忽視絕對值小于預先設定的絕對值的所述^:分信號的極大或者極小。
11. 根據權利要求9所述的再生信號處理方法，其特征在于， 監視PLL的鎖狀態，如果沒有鎖則將所述直流成分設為0。
12. 根據權利要求9所述的再生信號處理方法，其特征在于， 在所述檢測出的直流成分比預先規定的值大時，將所述減法運算后的信號與信道時鐘信號的相位差設為0，不進行所述譯碼步驟中的學習。
13. —種光盤驅動器，其特征在于，包括光學讀出在光盤中記錄的信息并轉換為再生信號的拾波器；和處理所 述再生信號的再生信號處理電路，所述再生信號處理電路具有由AD轉換器、DFB限制器、相位比較器、 環路濾波器、DA轉換器和VCO構成的數字PLL;檢測殘留在所述DFB限制 器的輸出中的直流成分的直流成分^r測器；由所述DFB限制器的輸出減去所 述直流成分檢測器的輸出的減法單元；和輸入所述減法單元的輸出的維特比i奪 碼器，所述直流成分^r測器具有利用所述再生信號的時間差分求出所迷再生信 號的微分信號的單元；判定所述微分信號的極大或者極小時刻的單元；求出根 據所述微分信號的極大或者極小時刻判定的所述再生信號的沿的所述再生信 號的瞬時值的單元；和求出所述再生信號的沿的所述再生信號的瞬時值的平均 直流成分值的單元。
14. 根據權利要求13所述的光盤驅動器，其特征在于， 所述直流成分^r測器對指定時間內的所述微分信號的極大或者極小的出現次數進行計數，并根據所述指定時間內的所述再生信號的沿的所述再生信號 的瞬時值與所述微分信號的極大或者極小的出現次數求出所述平均直流成分 值。
15. 根據權利要求13所述的光盤驅動器，其特征在于， 具有絕對值比較器，并忽視絕對值小于在所述絕對值比較器中預先設定的絕對值的所述微分信號的極大或者極小。
16. 根據權利要求13所述的光盤驅動器，其特征在于，具有設置在所述再生信號處理電路中的PLL鎖監視器；根據所述PLL鎖監視 器輸出來控制所述直流成分^r測器的動作的單元；和#>據由所述直流成分#^測 器檢測出的直流成分的值來控制所述再生信號處理電路中的各要素的動作的 單元。
全文摘要
提供一種通過采用與現有技術相比可高速動作的直流成分去除單元，可以抑制PLL以及維特比譯碼器的性能惡化的讀取通道以及驅動器。使用再生信號的微分來確定沿的位置，根據該沿的中點的電平來檢測直流成分。另外，在根據再生信號的微分系數來同定沿的位置時，限制微分系數的極大極小值的絕對值，由此防止由于長標記或者間隔信號檢測偽沿。另外，根據PLL的狀態以及直流成分的大小來控制內部的動作。
文檔編號G11B20/10GK101308685SQ20071013914
公開日2008年11月19日 申請日期2007年7月26日 優先權日2007年5月14日
發明者菊川敦, 黑川貴弘 申請人:株式會社日立制作所;日立樂金資料儲存股份有限公司