專利名稱：具有改進的抗機械沖擊性能的盤驅動器的制作方法
技術領域：
本發明通常涉及一種用于在光存儲盤中寫信息/從光存儲盤讀信息的光盤驅動器設備。
背景技術：
如眾所周知的，光存儲盤包括至少一個以連續螺旋形式的或以多個同心圓形式的存儲空間的軌道，信息以數據模式的形式存儲在這些軌道中。光盤可以是只讀型的，其中信息是在制造期間記錄的，所述信息只能由用戶讀取。光存儲盤也可以是可寫入型的，其中信息可由用戶存儲。為了將信息寫入光存儲盤的存儲空間中，或者為了從該盤讀取信息，一方面，光盤驅動器包括用于接收和旋轉光盤的旋轉裝置，而另一方面，該光盤驅動器包括用于產生光束(典型地為激光束)并用于利用所述激光束掃描存儲軌道的光學裝置。因為通常光盤技術(在光盤中存儲信息的方式和從光盤讀取光學數據的方式)是眾所周知的，所以此處不需要詳細地描述該技術。
為了旋轉光盤，光盤驅動器典型地包括馬達，該馬達驅動與光盤的中心部分嚙合的輪轂。通常，馬達被實現為主軸馬達，并且可將馬達驅動的輪轂直接布置在馬達的主軸上。
為了以光學方式掃描旋轉盤，光盤驅動器包括光束產生器裝置(典型地為激光二極管)、用于將光束在盤上聚焦成焦點的物鏡、和用于接收從盤中反射的反射光和用于產生電檢測器輸出信號的光學檢測器。光學檢測器包括多個檢測器段，每個段提供單獨的段輸出信號。
在操作期間，光束應保持聚焦在盤上。為此，物鏡被軸向可偏移地布置，并且光盤驅動器包括用于控制物鏡的軸向位置的聚焦致動器裝置。此外，焦點應保持與軌道對齊或者應該能夠相對于新的軌道進行定位。為此，至少物鏡被徑向可偏移地安裝，并且光盤驅動器包括用于控制物鏡的徑向位置的徑向致動器裝置。
在許多盤驅動器中，物鏡被可傾斜地布置，并且這樣的光盤驅動器包括用于控制物鏡的傾斜角的傾斜致動器裝置。
為了控制這些致動器，光盤驅動器包括控制器，該控制器從光學檢測器中接收輸出信號。從該信號(此后也稱作讀取信號)，控制器導出一個或多個誤差信號(諸如聚焦誤差信號、徑向誤差信號)，并且在這些誤差信號的基礎上，控制器產生用于如此控制所述致動器以便減小或消除位置誤差的致動器控制信號。
在產生致動器控制信號的過程中，控制器顯示出一定的控制特性。這樣的控制特性是控制器的特征，該控制器的特征可被描述為控制器對檢測位置誤差的反應的方式。
實際上，位置誤差可由不同類型的干擾引起。兩種最重要的干擾類別是1)盤缺陷2)外部沖擊和(周期)振動第一種類型包括類似黑點的內部盤缺陷、類似指紋的污染、類似刮擦的損壞等等。第二種類型包括由撞擊盤驅動器的物體引起的沖擊，但沖擊和振動主要預料在便攜式盤驅動器和汽車應用中。除了來源的差別之外，一方面盤缺陷與另一方面沖擊和振動之間的重要差別為信號干擾的頻率范圍由盤缺陷引起的信號干擾典型地為高頻，而沖擊和振動典型地為低頻。
該方面的問題是除了正常的操作條件之外，適當地處理沖擊需要不同的控制特性。
傳統地，盤驅動器的控制器具有固定的控制特性，其或者特別適用于適當地處理第一類干擾(在該情況下誤差控制在第二類干擾的情況下不是最佳的)或者特別適用于適當地處理第二類干擾(在該情況下誤差控制在第一類干擾的情況下不是最佳的)，或者控制特性是折衷(在該情況下誤差控制在第一類干擾的情況下以及在第二類干擾的情況下都不是最佳的)。只要控制器應用線性控制技術，在對噪音的低頻干擾抵制和高頻靈敏度之間就總存在折衷。例如，在目前的商品中獲得充足的沖擊抗擾性的通常方式是使用在較低頻率側具有較高伺服增益的較低阻尼懸架(suspension)。然而，懸架設計不僅取決于驅動可操作的沖擊靈敏度，而且還取決于在操作、處理和運輸期間的所有環境下的懸架性能和動態范圍，以及取決于材料成本、機械設計公差等。從系統的觀點來看，降低懸架阻尼率以增加沖擊抗擾度等級是非常有限的。更進一步，通過增加伺服增益對外部沖擊的穩健性也受到系統穩定要求的限制。較低的增益也是優選的以在播放期間滿足測量噪聲抵制的設計標準或變得對某些盤缺陷更不靈敏。
在現有技術中，已經提出了切換控制技術。例如，參見美國專利4722079。當出現沖擊時，使用具有較高滯后濾波器的較高伺服環增益。當位置誤差小于某一閾值時，伺服環增益和滯后濾波器被切換回至正常的播放值。
抑制沖擊效應的切換控制技術的有效應用需要精確檢測沖擊。
為了能夠操作具有可變增益的控制器，需要精確檢測沖擊。利用沖擊傳感器是一種用于精確的沖擊檢測的直接方法，但這將增加生產成本。此外，穩定性的系統需求將限制沖擊性能改進。所述美國專利4722079描述一種系統，其中光讀取信號被處理以確定干擾類別，但該系統需要3束光學系統。
美國專利5867461也描述了一種對光讀取信號進行處理以確定干擾類別的系統。在該已知的系統中，確定高頻信號內容的包絡。這種方法的一個缺點是該方法依賴于寫到盤上的數據；在空盤的情況下是不適用的。另一個缺點是這種方法需要復雜的電路、尤其是用于檢測上峰值和下峰值的電路，用于濾波以便檢測上包絡線和下包絡線的電路，用于分析這些包絡線和用于在存儲器中存儲信號。
典型地，致動器控制器包括PID控制器。增加PID控制器的增益僅具有有限的結果。
本發明的通常目標是提高穩健性，即改進盤驅動器設備的抗沖擊性，而沒有增加設備的成本或僅有限地增加了設備成本。
具體地，本發明的目標是提供一種具有改進的沖擊控制性能的盤驅動器設備，其不需大的成本而可相對容易地實現。
本發明的進一步的目標是提供一種對沖擊具有改進的響應特性的盤驅動器設備。
發明概述根據本發明的重要方面，致動器控制器包括滑動模式控制器。有利地，本發明以軟件來實現。
根據本發明的特定方面，在狀態估計器的輸出信號的基礎上檢測沖擊。重要的優點是這樣的事實狀態估計器能夠提早檢測到沖擊，使得響應時間能夠得以減少。
附圖的簡略說明本發明的這些和其它方面、特征和優點將通過下面參照附圖的說明作進一步的解釋，其中相同的參考標記表示相同或相似的部分，并且其中
圖1A示意性地表示光盤驅動器設備的有關部件；圖1B表示光學檢測器；圖2為示意性地表示控制電路的方框圖；圖3為示意性地表示狀態估計器的優選實施例的方框圖；圖4為示意性地表示干擾估計器的實施例的方框圖；圖5為示意性地表示SMC控制器的實施例的方框圖；圖6為示意性地表示沖擊檢測器的實施例的方框圖；圖7為示出實驗模擬中徑向致動器的波特圖的曲線圖；圖8為示出在沖擊的情況下徑向誤差信號偏離軌道值的模擬結果的曲線圖；圖9為示出用于闡釋SMC控制器的效果的徑向誤差信號的曲線圖。
發明詳述在下面，將特別針對光盤、尤其是DVD的徑向控制來解釋本發明，但其不會趨于限制本發明的范圍，因為本發明可類似地用于聚焦控制和傾斜控制。
圖1A示意性地表示適于在光盤2、典型地為DVD或CD上存儲信息或從光盤2、典型地為DVD或CD讀取信息的光盤驅動器設備1。為了旋轉盤2，盤驅動器設備1包括固定至框架(為了簡化的目的而沒有示出)的馬達4，該馬達4定義旋轉軸5。
盤驅動器設備1進一步包括用于通過光束掃描盤2的軌道(未示出)的光學系統30。更準確地說，在圖1A中所示的示例性布置中，光學系統30包括光束產生裝置31(典型地為諸如激光二極管的激光器)，其被布置用于產生光束32。在下面，遵循光路39的光束32的不同部分將由添加到參考標記32的字符a、b、c等指明。
光束32通過分束器33、準直透鏡37和物鏡34以到達(光束32b)盤2。物鏡34被設計來將光束32b在盤的記錄層(為了簡化的目的而沒有示出)上聚焦為焦點F。光束32b從盤2反射(反射的光束32c)并通過物鏡34、準直透鏡37和分束器33以到達(光束32d)光學檢測器35。在所示的情況中，諸如棱鏡的光學元件38被插入在分束器33和光學檢測器35之間。
盤驅動器設備1進一步包括致動器系統50，該致動器系統50包括徑向致動器51，用于相對于盤2徑向偏移物鏡34。由于徑向致動器本身是已知的，同時本發明并不涉及這樣的徑向致動器的設計和運行，所以此處不需要詳細討論徑向致動器的設計和運行。
為了精確地在盤2的期望位置上獲得和保持正確的聚焦，所述物鏡34被軸向可偏移地安裝，同時致動器系統50還進一步包括布置用于相對于盤2軸向偏移物鏡34的聚焦致動器52。由于聚焦致動器本身是已知的，同時進而這樣的聚焦致動器的設計和操作不是本發明的主題，所以此處不需要詳細討論這樣的聚焦致動器的設計和操作。注意主要沿徑向執行查找動作的徑向定位系統通常被設計為兩級或滑架致動器伺服系統，其包括用于沿徑向大幅度偏移激光點(粗定位)的滑架。可替換地，可使用擺臂。光拾取單元可移動地安裝在定位裝置上，使得其能夠由聚焦和徑向致動器(騎在滑架上)控制以進行精確定位。關于此方面，可參見1998年Kluwer Academic Publishers出版的由Sorin G.S tan著的“The CD-ROM Drive-A Brief SystemDescription”。徑向和聚焦環路之間的動態交互作用相對較低。在實際的應用中通常獨立設計和研究徑向和聚焦環路。對于精確偏移，聚焦和徑向致動器通常由兩個獨立的PID控制器控制，從而產生兩個獨立的SISO(單輸入和單輸出)系統。
為了獲得和保持物鏡34的正確傾斜位置，物鏡34被可在樞軸上轉動地安裝；在這種情況下，如圖所示，致動器系統50還包括布置用于相對于盤2在樞軸上轉動物鏡34的傾斜致動器53。由于傾斜致動器本身是已知的，同時這樣的傾斜致動器的設計和操作不是本發明的主題，所以此處不需要詳細討論這樣的傾斜致動器的設計和操作。
進一步注意，用于相對于設備框架支撐物鏡的裝置、和用于軸向和徑向偏移物鏡的裝置、以及用于在樞軸上轉動物鏡的裝置本身通常是已知的。因為這樣的支撐和偏移裝置的設計和操作不是本發明的主題，所以此處不需要詳細討論它們的設計和操作。
進一步注意，徑向致動器51、聚焦致動器52和傾斜致動器53可被實現為一個集成的致動器。
盤驅動器設備1進一步包括控制電路90，其具有與馬達4的控制輸入連接的第一輸出92，具有與徑向致動器51的控制輸入相耦合的第二輸出93，具有與聚焦致動器52的控制輸入相耦合的第三輸出94，和具有與傾斜致動器53的控制輸入相耦合的第四輸出95。控制電路90被設計來在其第一輸出92產生用于控制馬達4的控制信號SCM，在其第二控制輸出93產生用于控制徑向致動器51的控制信號SCR，在其第三輸出94產生用于控制聚焦致動器52的控制信號SCF，和在其第四輸出95產生用于控制傾斜致動器53的控制信號SCT。
控制電路90進一步具有用于從光學檢測器35接收讀取信號SR的讀取信號輸入91。
圖1B表示光學檢測器35可以包括多個檢測器段。在圖1B中所示的情況下，光學檢測器35包括六個檢測器段35a、35b、35c、35d、35e、35f，它們能分別提供單獨的檢測器信號A、B、C、D、S1、S2，這些信號分別表示入射到六個檢測器段中的每一個上的光量。也被表示為中央孔徑檢測器段的四個檢測器段35a、35b、35c、35d以四象限結構進行布置。將第一和第四段35a和35d從第二和第三段35b和35c分隔開的中心線36具有對應于軌道方向的方向。也被表示為衛星檢測器段并且其本身可被再分成子段的兩個檢測器段35e、35f在中心檢測器象限附近被對稱布置在所述中心線36的兩側。因為這樣的六段檢測器本身是公知的，所以此處不需要給出其設計和運行的更詳細的說明。
注意對光學檢測器35進行不同的設計也是可能的。例如，如本身已知的，將衛星段省略。
圖1B還表示控制電路90的讀取信號輸入91實際包括多個用于接收所有單獨的檢測器信號的輸入。因此，在所示的六象限檢測器的情況下，控制電路90的讀取信號輸入91實際包括六個輸入91a、91b、91c、91d、91e、91f，分別用于接收所述單獨的檢測器信號A、B、C、D、S1、S2。本領域技術人員應該清楚，控制電路90被設計來處理所述單獨的檢測器信號A、B、C、D、S1、S2，以便導出數據信號和一個或多個誤差信號。此后簡單地指定為RE的徑向誤差信號表示軌道和焦點F之間的徑向距離。此后簡單地指定為FE的聚焦誤差信號表示存儲層和焦點F之間的軸向距離。注意，根據光學檢測器的設計，對于誤差信號計算可使用不同的公式。一般來說，這樣的誤差信號的每個都是檢測器35上的中心光斑的某種不對稱的量度，因此這種誤差信號對于光掃描點相對于盤的偏移是敏感的。
在下面的說明中，在當前時刻的信號值將被表示為信號(k)；在下一時刻的信號值將被表示為信號(k+1)；在前一個時刻的信號值將被表示為信號(k-1)。此外，信號x的實際值將由沒有附加物的字母x表示，這個信號x的預測值將由 表示；該信號x的估計值將由x表示。
圖2為示意性地更詳細示出控制電路90的方框圖。控制電路90包括從OPU30接收光學讀取信號SR并輸出單獨的二極管信號D1～D5的信號預處理塊111。注意二極管信號的數量取決于檢測器35的段的數量。
控制電路90進一步包括A/D信號處理塊112，其從信號預處理塊111接收輸出信號D1～D5，并輸出徑向誤差信號RES(也表示為e(k))。
控制電路90進一步包括誤差信號處理塊120，其具有從A/D信號處理塊112接收徑向誤差信號e(k)的第一輸入121。誤差信號處理塊120被設計以從徑向誤差信號e(k)中計算導出的信號，并具有用于輸出第一導出信號σ1的第一輸出123、用于輸出第二導出信號σ2的第二輸出124和用于輸出第三導出信號σ3的第三輸出125。
控制電路90進一步包括沖擊檢測器塊130，其具有從誤差信號處理塊120接收第一導出信號σ1的輸入131，并具有用于輸出沖擊指示信號SIS的輸出132。沖擊檢測器塊130被設計來關于預定的條件分析來自誤差信號處理塊120的第一導出信號σ1，并產生沖擊指示信號SIS，該信號指示如果這樣的預定條件得到滿足沖擊就出現。
控制電路90進一步包括致動器控制信號發生器塊190，其具有從誤差信號處理塊120中接收第二導出信號σ2的第一輸入192，并具有從沖擊檢測器塊130中接收沖擊指示信號SIS的第二輸入193。
控制電路90進一步包括干擾估計器塊140，其具有從誤差信號處理塊120中接收第三導出信號σ3的第一輸入141。干擾估計器塊140具有用于提供所估計的干擾信號d(k)的輸出143。致動器控制信號發生器塊190具有接收這個所估計的干擾信號d(k)的第三輸入194。
致動器控制信號發生器塊190被設計來在其如所提及的輸入信號的基礎上計算數字徑向致動器信號RAD(也表示為u(k))，在第一輸出191和第二輸出195處提供該數字徑向致動器信號RAD。
致動器控制信號發生器塊190進一步被設計來在其如所提及的輸入信號的基礎上計算先前時刻的數字徑向致動器信號u(k-1)，該數字徑向致動器信號u(k-1)被提供在第三輸出191a處。干擾估計器塊140具有接收該數字徑向致動器信號u(k-1)的第二輸入142。
控制電路90進一步包括D/A信號處理塊196，其從致動器控制信號發生器塊190接收數字徑向致動器信號RAD，并輸出模擬徑向致動器信號RAA(也表示為u(s))。
控制電路90進一步可包括噪音濾波器塊197，其從D/A信號處理塊196接收模擬徑向致動器信號u(s)，并輸出經濾波的致動器信號SAF。
控制電路90進一步包括致動器驅動器塊198，其從噪音濾波器塊197接收經濾波的致動器信號SAF，并輸出針對徑向致動器51的致動器驅動信號SAD。
致動器控制信號發生器塊190被設計來在如從誤差信號處理塊120中接收到的第二輸出信號σ2的基礎上計算其數字徑向致動器輸出信號RAD。在這種計算中，致動器控制信號發生器塊190顯示出可變的特性、典型地為可變增益，并且致動器控制信號發生器塊190被設計來在如從沖擊檢測器塊130中接收到的沖擊指示信號SIS的基礎上設置所述可變特性(即，增益)。更特別地，如果如從沖擊檢測器塊130接收到的沖擊指示信號SIS指示出現了沖擊，則致動器控制信號發生器塊190將把其可變特性設置為更適于在沖擊的情況下進行操作的值(即，增加所述增益)；并且如果如從沖擊檢測器塊130中接收到的沖擊指示信號SIS指示沖擊結束了，則致動器控制信號發生器塊190將把其可變特性設置為更適于正常操作的值(即，降低所述增益)。原則上可以任何適當的方式產生沖擊指示信號SIS；例如，沖擊檢測器塊130可包括機械沖擊檢測器。然而，優選地，誤差信號處理塊120被實現為狀態估計器，并且沖擊檢測器塊130處理來自狀態估計器120的輸出信號以產生沖擊指示信號SIS。以下說明將針對該例子。
根據本發明的重要方面，致動器控制信號發生器塊190被設計來實現滑動模式控制(SMC)。注意滑動模式控制本身是已知的。關于這個方面，可參見1991年Englewood Cliffs，NJPrentice-Hall出版的由J.J.E.Slotine和W.Li著的“Applied NonlinearControl”。該技術的重要優點是其對干擾和不確定系統不敏感。
狀態估計器120被設計來基于狀態元件之一的測量結果估計光盤驅動器數字伺服的整個狀態。在所示的優選實施例中，狀態估計器120基于徑向誤差信號RES的測量結果估計徑向致動器位置和徑向速度。
更準確地說，狀態估計器120接收當前誤差信號e(k)，并計算對于當前致動器位置的估計值x(k)和對于當前致動器速度的估計值v(k)。然后在致動器控制信號發生器塊190(SMC控制器)中使用所述估計的狀態以產生數字徑向致動器信號u(k)。
圖3更詳細地示出了狀態估計器120的優選實施例。在該優選實施例中，基本上可將狀態估計器120分成兩個部分狀態觀測器210和狀態預測器230，它們之間進行密切的相互作用。狀態觀測器210在第一輸入121接收當前誤差信號e(k)，并計算當前致動器位置的估計值x(k)和當前致動器速度的估計值v(k)。
狀態預測器230在第二輸入122接收當前致動器信號u(k)，并從狀態觀測器210分別接收針對當前致動器位置和速度的所述估計值x(k)和v(k)，以及根據下列公式計算下一時刻k+1分別針對致動器位置和致動器速度的預測值 和 x^(k+1)=Ad(1,1)x-(k)+Ad(1,2)v-(k)+Bd(1)u(k)]]>v^(k+1)=Ad(2,1)x-(k)+Ad(2,2)v-(k)+Bd(2)u(k)]]>其中Ad(2×2)和Bd(2×1)分別為對于徑向致動器的離散模型的常數矩陣和常數向量。可從驅動器的致動器規范中計算它們。注意Bd(2)＝0。
所預測的致動器位置 和所預測的致動器速度 被傳送給狀態觀測器210，用于根據以下公式計算所估計的致動器位置x(k)和所估計的致動器速度v(k)
x-(k)=x^(k+1)/z+Lres(x(k)-x^(k+1)/z)]]>v-(k)=v^(k+1)/z+Lv(x(k)-x^(k+1)/z)]]>其中Lres和Lv是通過線性二次型調節器(LQR)方法決定的估計器增益。
在圖3中所示的實施例中，觀測器210包括從預測器230接收致動器的所預測的/所估計的位置 的第一單位延遲塊401，以及從預測器230接收致動器的所預測/所估計的速度 的第二單位延遲塊402。第一單位延遲塊401的輸出信號被傳送給減法器411的倒相輸入和第一加法器431的輸入。第二單位延遲塊402的輸出信號被傳送給第二加法器432的輸入。
在輸入121處接收到的誤差信號e(k)被傳送給反相器403。反相器403的輸出信號構成當前位置x(k)，并被傳送給減法器411的非反相輸入。
關于這一點，注意將誤差信號e(k)定義為e(k)＝X(k)-x(k)，其中X(k)表示所期望的位置，而x(k)表示實際位置。因為在跟蹤期間，所期望的位置X(k)＝0，所以可將實際位置x(k)計算為x(k)＝-e(k)。
減法器411的輸出信號被傳送給減法器411的反相輸入和傳送給第一放大器421以乘以增益Lres，以及傳送給第二放大器422以乘以增益Lv。第一放大器421的輸出信號被傳送給第一加法器431的第二輸入。第二放大器422的輸出信號被傳送給第二加法器432的第二輸入。在狀態估計器120的第二輸出124，第一加法器431的輸出信號被提供作為輸出信號x(k)(所估計的當前位置)并將第二加法器432的輸出信號提供作為輸出信號v(k)(所估計的當前速度)。
第一加法器431的輸出信號被傳送給第二單位延遲塊433，而第二加法器432的輸出信號被傳送給第三單位延遲塊434。在狀態估計器120的第三輸出125，第二單位延遲塊433的輸出信號被提供作為輸出信號x(k-1)(先前時刻的所估計的位置)，和第三單位延遲塊434的輸出信號被提供作為輸出信號v(k-1)(先前時刻的所估計的速度)。
第一加法器431的輸出信號(所估計的當前位置x(k)被傳送給第三放大器443以乘以增益Ad(2，1)，并傳送給第四放大器444以乘以增益Ad(1，1)。第三放大器443的輸出信號被傳送給第三加法器451的輸入。第四放大器444的輸出信號被傳送給第四加法器452的輸入。
第二加法器432的輸出信號(所估計的當前速度v(k))被傳送給第五放大器445以乘以增益Ad(2，2)，并傳送給第六放大器446以乘以增益Ad(1，2)。第五放大器445的輸出信號被傳送給第三加法器451的第二輸入。第六放大器446的輸出信號被傳送給第四加法器452的第二輸入。
在輸入122處接收到的信號u(k)被傳送給第七放大器447以乘以增益Bd(1)。第七放大器447的輸出信號被傳送給第五加法器462的輸入。第四加法器452的輸出信號被傳送給第五加法器462的第二輸入。
第三加法器451的輸出信號作為所預測的速度 被提供給觀測器210的第二單位延遲塊402。第五加法器462的輸出信號作為所預測的位置 被提供給觀測器210的第一單位延遲塊401，并作為第一輸出123處的第一輸出信號σ1。
假定類似外部沖擊和振動的干擾被限制并且大大低于SMC控制器190的部件的采樣頻率(典型地為22kHz)。然后就可關于位置、速度的歷史值和在時刻k-1處的致動器信號考慮在時刻k處的干擾估計值d(k)并可將其計算為d(k)＝x(k)-Ad(1，1)x(k-1)-Ad(1.2)v(k-1)-Bd(1)u(k-1)圖4為示出干擾估計器140的可能實施例的方框圖。在第一輸入141處接收信號x(k)、x(k-1)和v(k-1)(來自誤差信號處理塊120的第三輸出信號σ3)。
在第二輸入142處接收信號u(k-1)(來自SMC控制器190的輸出信號u(k-1))。信號x(k)被傳送給加法器/減法器147的非反相輸入。信號x(k-1)被傳送給第一放大器144以乘以增益Ad(1，1)；第一放大器144的輸出信號被傳送給加法器/減法器147的第一反相輸入。信號v(k-1)被傳送給第二放大器145以乘以增益Ad(1，2)；第二放大器145的輸出信號被傳送給加法器/減法器147的第二反相輸入。信號u(k-1)被傳送給第三放大器146以乘以增益Bd(1)；第三放大器146的輸出信號被傳送給加法器/減法器147的第三反相輸入。加法器/減法器147的輸出信號被提供作為干擾估計器140的輸出143處的輸出信號d(k)。
滑動模式控制本身是公知的技術。因此，該技術的詳細解釋在此處是不需要的。將足以論及下述。
滑動模式控制是穩健的非線性控制技術，其用等價的一階問題代替N階問題。對于徑向跟蹤，設計目標是保持x(k)＝xd(k)，用于完美跟蹤。(此處，x(k)＝[x(k)V(k)]T為徑向致動器的狀態向量。針對精細致動器控制環路的跟蹤期間的致動器/激光點的期望狀態是xd(k)＝
T。將徑向誤差信號定義為e(k)＝xd(k)-x(k)。)這等價于在表面上的剩余部分的狀態對于所有k＞0，S(k)＝gresx(k)+gvv(k)＝0；該表面被稱作滑動表面。跟蹤2維向量xd(k)的問題現在由S中的一階穩定問題代替。目標是設計控制規則以致迫使系統聚合于滑動表面S(k)并且然后呆在該表面上。對于實際實施，由于狀態的不匹配的初始條件xd(0)≠x(0)，所以存在對滑動表面的有限到達階段(reaching phase)。為了考慮模型不精確和干擾(我們不完全了解系統)，并且消除不連續控制規則，因此定義了在滑動表面附近的邊界層使得系統狀態應從任何初始條件移至滑動表面或其鄰近表面，最后聚合于所述表面或其附近。通過Lyapunov穩定性理論，對于光盤驅動器徑向跟蹤控制系統保證存在滑動表面的到達條件是S(k+1)=(1-η)S(k)-ϵsat(S(k)Φ).]]>其中η是確定到達級中的響應的正常數，并且將很可能按照致動器靈敏度來確定。Φ是正常數并被稱作邊界層厚度而且通過保持跟蹤的最大可允許徑向誤差來確定(其通常被設置為軌道間距值的1/4)。ε是SMC的控制增益。從任何初始條件操縱致動器至滑動表面的控制規則(其可從到達條件和驅動器模型中推知)是u(k)=k·[ϵsat(gresx-(k)+gvv-(k)Φ)+kk1x-(k)+kk2v-(k)+d-(k)]]]>其中，kk1和kk2以及k是通過致動器動態特性和SMC控制器增益確定的系數。
滑動表面(S(k)＝gres.x(k)+gv.v(k)＝0)是狀態空間中的時間不變表面。常數“gres”和“gv”被如此選擇，以致S(k)＝0定義了穩定的滑動表面，其中致動器期望的跟蹤位置對于干擾或動態不確定性是不變的。這意味著通過適當選擇控制力，根據可變結構系統的理論可在這個滑動表面上實現對干擾和動態不確定性的全部不變性。
邊界層指的是滑動表面周圍的環繞區域。其是在致動器的期望跟蹤位置附近的鄰近區域。它被如此定義使得將致動器從任何初始狀態或干擾狀態帶回至滑動表面的不連續的(由于sat()函數產生的)控制力更加平滑。
SMC控制器設計中的關鍵點是當操作于邊界層內時，通過對SMC控制器保持與傳統的PID控制器相同的交叉頻率，而將諸如相位余量、增益余量和傳感器噪音抵制的某些性能特性保持在線性區域內。當操作于邊界層外部時，使用了更高的SMC增益。
圖5為示出數字伺服塊中的實現SMC控制器190的模型的實施例的方框圖。在第一輸入192處接收信號x(k)和v(k)(來自誤差信號處理塊120的第二輸出信號σ2)。在第三輸入194處接收信號d(k)(來自干擾估計器140的輸出信號d(k)。信號x(k)被傳送給第一放大器301以乘以增益kk1；第一放大器301的輸出信號被傳送給加法器340的第一輸入。信號v(k)被傳送給第二放大器302以乘以增益kk1；第二放大器302的輸出信號被傳送給加法器340的第二輸入。信號d(k)被傳送給加法器340的第三輸入。
信號x(k)也被傳送給第三放大器303以乘以增益gres，和傳送給離散傳遞函數塊304的輸入，以執行函數z/(z-1)。離散傳遞函數塊304的輸出信號被傳送給第四放大器305以乘以增益gv。第三放大器303的輸出信號和第四放大器305的輸出信號被傳送給第二加法器306的相應的輸入。第二加法器306的輸出信號被傳送給飽和計算器307的輸入，以計算函數sat(ξ/Φ)，ξ表示飽和計算器307的輸入信號，而Φ是所述邊界層厚度。飽和計算器307的輸出信號被傳送給點乘計算器330的第一輸入。
在第二輸入193處接收到的沖擊指示信號SIS被傳送給可控開關320的控制輸入。在第一信號輸入，開關320接收第一增益值ε1以在正常操作中使用。在第二信號輸入，開關320接收比ε1高的第二增益值ε2。可控開關320的輸出信號被傳送給點乘計算器330的第二輸入。點乘計算器330的輸出信號被傳送給加法器340的第四輸入。
加法器340的輸出信號被傳送給第五放大器341以乘以增益K。第五放大器341的輸出信號被提供作為SMC控制器190的輸出191處的輸出信號u(k)。第五放大器341的輸出信號被傳送給延遲塊342；延遲塊342的輸出信號被提供作為SMC控制器190的輸出191a處的輸出信號u(k-1)。
在正常操作期間，可控開關320輸出在其第一信號輸入處接收到的信號ε1。當沖擊指示信號SIS指示出現了沖擊時，可控開關320輸出在其第二信號輸入處接收到的更高的信號ε2。
圖6為示出沖擊檢測器130的實施例的方框圖。
沖擊檢測器130包括低通濾波器133和比較器134。在輸入131處從狀態估計器120接收到的下一時刻k+1的預測位置信號 (來自誤差信號處理塊120的第一輸出信號σ1)被傳送給(850Hz的)低通濾波器133的輸入。低通濾波器133的輸出信號被傳送給比較器134以與閾值進行比較；在該實施例中，所述閾值被設定為軌道間距的1/4。比較器134的輸出信號在沖擊檢測器130的輸出132處被提供作為沖擊指示信號SIS。
當徑向誤差信息大于軌道間距的1/4時，沖擊檢測器130將輸出具有指示沖擊出現的幅度的沖擊指示信號SIS，其將通過SMC控制器190的可控開關320進行解釋使得可控開關320對于SMC控制器190將選擇高增益ε2(所述第二增益設置)以將致動器拉回至軌道中心。當沖擊檢測器130檢測到徑向誤差信號小于軌道間距值的1/4時，那么徑向致動器控制對于SMC控制器將切換回至正常增益ε1(所述第一增益設置)。
圖6中的實現塊為基于Lyapunov穩定性理論從保證存在穩定的滑動表面的到達條件推斷出的控制規則。可將其算術表示為u(k)=(gbd)-1{ϵϵsatS-(k)Φ)+g[((1-η)I+Ad)x-(k)+d-(k)}]]>其中bd和Ad為通過致動器的動態特性確定的常數矩陣。如在下面的徑向致動器的狀態空間表達式中所表達的x(k+1)＝Adx(k)+bdu(k)+d(k)y(k)＝cdx(k)從低增益切換至高增益實際上使得控制器具有更多能量以將致動器更快速地帶回至滑動表面(所期望的跟蹤位置)。
如果系統總是使用高增益，則將存在更多的功耗，其將縮短芯片和致動器壽命。太高增益的伺服控制系統將使伺服對類似指紋的盤缺陷非常敏感。
高增益將被保持直到徑向誤差信號被降低至小于最高偏離軌道值的25％(即軌道間距的1/4)。如果激光點大于1/4軌道間距值，則HF信息信號將不再可靠。所以在SMC控制器中，將沖擊檢測器閾值設定為軌道間距的1/4或更小(即大約為最高偏離軌道值的25％或更低)并將控制器切換至高增益以及立即(一個取樣時間延遲)將徑向誤差恢復為零。
增益切換是通過基于觀測者的沖擊檢測器觸發的，所述沖擊檢測器能夠提前一個步驟的時間預測高于25％最高偏離軌道值的徑向誤差的增長趨勢并立即采取行動以在增長之前將致動器帶回至軌道上。
實例作為例子，已經在DVD播放器上實施了實驗模擬。圖7示出針對驅動的徑向致動器的波特圖。通過LQR方法來決定估計器增益的初始值，并且在極性布置上(pole placement)通過反復試驗將DVD播放器驅動徑向致動器的最終增益值確定為Lres＝1.3e4；Lv＝1.7241e6跟蹤DVD播放器驅動期間，徑向致動器的線性控制器增益為gres＝1.e2；gv＝1.6e4；ε＝600其中SMC控制器的控制增益ε被如此確定，使得當徑向誤差在邊界區域內時，整個系統分布與原始的PID控制器相同的交叉頻率，即2.2kHz。此處，使用了為1000的邊界，這與20％最高偏離軌道值(軌道間距值的1/5)的閾值對應。當系統工作在邊界層之外時，類似當經受沖擊/碰撞時，并且當徑向誤差趨于變成大于1/5軌道間距時(其在正常的PID控制器的控制范圍之外)，沖擊檢測器將提前一個采樣時間從狀態估計器立即檢測到該情況。然后SMC控制器將切換至更高的SMC控制增益并將跟蹤誤差恢復至邊界區域。
選擇半正弦的形式化的加速度分布圖來表示音頻/視頻應用中的典型的沖擊干擾。
圖8為示出在沖擊的情況下徑向誤差信號偏離軌道值的模擬結果的曲線圖。垂直軸表示偏離軌道值(％)，水平軸表示時間。原始PID控制器的最高偏離軌道值為34.6％，并且當使用SMC控制器時，該最高偏離軌道值被減小至17.7％。
圖9為示出在7gm/300ms實驗數據下具有SMC控制器(中間的曲線)和不具有SMC控制器(下部曲線)的徑向誤差信號RES的曲線圖。在1.2X DVD播放期間，所測量的徑向致動器靈敏度為約0.65μm/V。DVD盤的典型的軌道間距為0.74μm。如從該曲線圖中可以看出的那樣，不具有SMC控制器和具有SMC控制器的最高偏離軌道值被從28.1％減小至8.7％。
從上面關于DVD驅動器所完成的模擬和實驗結果，具有不同的補償高振動和沖擊的控制增益的基于估計器的SMC對不期望的外部干擾顯示出高等級的抗擾度。在徑向上的播放能力測試結果顯示沖擊性能規范可從4gm/300ms改進至7gm/300ms。該方法將改進激光唱片系統、尤其是那些具有對反沖擊性能的高要求的系統、例如便攜式CD/DVD播放器、汽車CD/DVD播放器等，而對于材料或工序成本沒有任何增加。
本領域技術人員應該清楚本發明不局限于上述的示例性實施例，而是在如后附的權利要求所定義的本發明的保護范圍內，可能對本發明做出若干種變化和修改。
例如，注意在伺服DSP內用于徑向跟蹤的基于估計器的SMC控制器塊運行在22kHz(伺服處理器時鐘頻率)。然而，也可以使用其它時鐘頻率。
此外，閾值也是可調的，和/或被設置為從近似20％的軌道間距至近似25％的軌道間距的范圍中的不同的值。
雖然已經借助例子對于徑向誤差處理描述和解釋了本發明，但本發明可等價地應用于聚焦和傾斜控制。在那樣的情況下，用于沖擊檢測器的閾值典型地與軌道間距將不具有關系。閾值將被設定成預定的等級，在該等級沖擊引入的偏移問題將導致驅動器的錯誤播放；這樣的閾值等級通常是通過產品的實驗測試確定的。
在上面，已經參照示出了根據本發明的設備的功能塊的方框圖解釋了本發明。應該理解，一個或多個這些功能塊可由硬件來實現，其中這種功能塊的功能是由單獨的硬件部件來執行的，但是一個或多個這些功能塊也可以由軟件來實現，使得這樣的功能塊的功能可由計算機程序或諸如微處理器、微控制器、數字信號處理器等的可編程設備的一個或多個程序行來執行。
權利要求
1.盤驅動器設備(1)，其包括-用于掃描光盤(2)的記錄軌道并用于產生讀取信號(SR)的掃描裝置(30)；-用于控制所述掃描裝置(30)的至少一個讀/寫元件(34)相對于盤(2)的定位的致動器裝置(50)；-用于接收所述讀取信號(SR)并在所述讀取信號(SR)的至少一個信號分量的基礎上產生至少一個致動器控制信號(SCR，SCF，SCT；SAD)的控制電路(90)；其中所述控制電路(90)包括-用于在所述讀取信號(SR)的基礎上計算至少一個誤差信號(RES；e(k))的裝置(111，112)；-用于接收所述至少一個誤差信號(RES；e(k))并用于輸出所導出的信號(σ1，σ2，σ3)的誤差信號處理裝置(120)；-用于產生沖擊指示信號(SIS)的沖擊檢測器裝置(130)；-具有至少一個可變控制參數的致動器控制信號發生器裝置(190)，用于從所述誤差信號處理裝置(120)接收所述導出的信號之一(σ2)并用于處理該導出的信號以產生致動器信號(RAD；u(k))；-致動器控制信號發生器裝置(190)被耦合以從沖擊檢測器裝置(130)接收沖擊指示信號(SIS)，所述致動器控制信號發生器裝置(190)被設計來在正常操作期間為所述可變控制參數設置第一值，而當所述沖擊指示信號(SIS)指示出現沖擊時為所述可變控制參數設置第二值；其中所述致動器控制信號發生器裝置(190)被設計來執行滑動模式控制(SMC)。
2.根據權利要求1所述的盤驅動器設備，其中所述致動器控制信號發生器裝置(190)被設計來根據以下公式計算其輸出信號(u(k))u(k)=k·[ϵsat(gresx‾(k)+gvv‾(k)Φ)+kk1x‾(k)+kk2v‾(k)]]]>其中，kk1和kk2以及k是通過致動器動態特性和SMC控制器增益確定的系數；其中S(k)＝gres·x(k)+gv·v(k)＝0表示狀態空間中的時間不變表面，“gres”和“gv”是常數，該常數被如此選擇，以致S(k)＝0定義了穩定的滑動表面；其中sat(gres·x(k)+gv·v(k)/Φ)定義了飽和函數；且其中ε是增益因數，其為SMC致動器控制信號發生器裝置(190)的所述可變控制參數；以及其中x(k)和v(k)是表示當前致動器位置和速度的值的信號。
3.根據權利要求2所述的盤驅動器設備，其中所述誤差信號處理裝置(120)被設計來針對當前致動器位置和速度計算估計值x(k)和v(k)；其中所述致動器控制信號發生器裝置(190)被耦合以從所述誤差信號處理裝置(120)中接收所述估計的當前致動器位置和速度信號(x(k)和v(k))；和其中所述致動器控制信號發生器裝置(190)被設計來在從所述誤差信號處理裝置(120)中接收到的估計值的基礎上計算其輸出信號(u(k))。
4.根據權利要求1所述的盤驅動器設備，其中所述控制電路(90)進一步包括-干擾估計器裝置(140)，用于從所述致動器控制信號發生器裝置(190)中接收所述致動器信號(RAD；u(k))，并用于從所述誤差信號處理裝置(120)中接收第三導出的信號(σ3)，該干擾估計器裝置(140)被設計來在所述致動器信號(RAD；u(k))和所述第三導出的信號(σ3)的基礎上產生所估計的干擾信號(d(k))；其中所述致動器控制信號發生器裝置(190)被耦合以從所述干擾估計器裝置(140)接收所述估計的干擾信號(d(k))，所述致動器控制信號發生器裝置(190)還被設計來在所述估計的干擾信號(d(k))的基礎上計算其輸出信號。
5.根據權利要求4所述的盤驅動器設備，其中所述致動器控制信號發生器裝置(190)被設計來根據以下公式計算其輸出信號(u(k))u(k)=k·[ϵsat(gresx‾(k)+gvv‾(k)Φ)+kk1x‾(k)+kk2v‾(k)+d‾(k)]]]>其中，kk1和kk2以及k是通過致動器動態特性和SMC控制器增益確定的系數；其中S(k)＝gres·x(k)+gv·v(k)＝0表示狀態空間中的時間不變表面，“gres”和“gv”是常數，該常數被如此選擇，以致S(k)＝0定義了穩定的滑動表面；其中sat(gres·x(k)+gv·v(k)/Φ)定義了飽和函數；且其中ε是增益因數，其為SMC致動器控制信號發生器裝置(190)的所述可變控制參數；以及其中x(k)和v(k)是表示當前致動器位置和速度的值的信號。
6.根據權利要求5所述的盤驅動器設備，其中所述誤差信號處理裝置(120)被設計來為當前致動器位置和速度計算估計值x(k)和v(k)；其中所述致動器控制信號發生器裝置(190)被耦合以從所述誤差信號處理裝置(120)接收所述估計的當前致動器位置和速度信號(x(k)和v(k))；以及其中所述致動器控制信號發生器裝置(190)被設計來在從所述誤差信號處理裝置(120)中接收到的估計值的基礎上計算其輸出信號(u(k))。
7.根據權利要求6所述的盤驅動器設備，其中所述誤差信號處理裝置(120)包括狀態估計器(120)，該狀態估計器(120)被耦合以從所述致動器控制信號發生器裝置(190)接收所述致動器信號(RAD；u(k))；其中所述狀態估計器(120)被設計來根據以下公式計算所預測的位置信號 x^(k+1)=Ad(1,1)x‾(k)+Ad(1,2)v‾(k)+Bd(1)u(k)]]>其中所述狀態估計器(120)被設計來根據以下公式計算所預測的速度信號 v^(k+1)=Ad(2,1)x‾(k)+Ad(2,2)v‾(k)+Bd(2)u(k)]]>其中Ad(2×2)和Bd(2×1)為對于所述致動器的離散模型的常數矩陣和常數向量；并且其中x(k)和v(k)分別是針對致動器的當前位置和當前速度的估計值；以及其中所述狀態估計器(120)被設計來根據以下公式計算x(k)和v(k)x‾(k)=x^(k+1)/z+Lres(x(k)-x^(k+1)/z)]]>v‾(k)=v^(k+1)/z+Lv(x(k)-x^(k+1)/z)]]>其中Lres和Lv是估計器增益，優選地通過線性二次型調節器(LQR)方法來確定。
8.根據權利要求7所述的盤驅動器設備，其中所述沖擊檢測器裝置(130)被設計來在所述預測的位置信號 的基礎上產生所述沖擊指示信號(SIS)。
9.根據權利要求8所述的盤驅動器設備，其中所述沖擊檢測器裝置(130)包括-用于接收所述預測的位置信號 的低通濾波器(133)；和-用于從所述低通濾波器(133)接收輸出信號并用于提供所述沖擊指示信號(SIS)的比較器(134)。
10.根據權利要求9所述的盤驅動器設備，其中所述低通濾波器(133)具有約850Hz數量級的截止頻率。
11.根據權利要求9所述的盤驅動器設備，其中所述比較器(134)被設計來將來自所述低通濾波器(133)的輸出信號與預定的閾值進行比較，所述閾值在徑向控制的情況下對應于近似軌道間距的25％。
12.根據權利要求9所述的盤驅動器設備，其中所述比較器(134)被設計來將來自所述低通濾波器(133)的輸出信號與預定的閾值進行比較，所述閾值在徑向控制的情況下對應于近似軌道間距的20％。
13.根據權利要求1所述的盤驅動器設備，其中由所述致動器控制信號發生器裝置(190)產生的所述致動器信號為數字致動器信號(RAD；u(k))，且其中所述控制電路(90)進一步包括-D/A信號處理裝置(196)，用于從所述致動器控制信號發生器裝置(190)接收所述數字致動器信號(RAD；u(k))并用于產生模擬致動器信號(RAA；u(s))；-優選地，噪音濾波器裝置(197)，用于從所述D/A信號處理裝置(196)接收所述模擬致動器信號(RAA；u(s))并用于產生經濾波的致動器信號(SAF)；-致動器驅動器裝置(198)，用于從所述D/A信號處理裝置(196)接收所述模擬致動器信號(RAA；u(s))或者接收所述經濾波的致動器信號(SAF)，并用于產生致動器驅動信號(SAD；SCR，SCF，SCT)。
全文摘要
一種盤驅動器設備(1)包括a)用于控制掃描裝置的元件(34)的定位的致動器裝置(50)；b)用于接收讀取信號(SR)并產生至少一個誤差(RES；e(k))的誤差信號計算裝置(111，112)；c)用于接收所述誤差并用于輸出導出的信號(s1，s2，s3)的狀態估計器(120)；d)用于產生沖擊指示信號(SIS)的沖擊檢測器裝置(130)；e)被設計來執行滑動模式控制(SMC)的致動器控制信號發生器裝置(190)，其具有至少一個可變控制參數，用于在所述導出的信號的第二個信號(s2)的基礎上產生致動器控制信號(RAD；u(k))；f)所述致動器控制信號發生器裝置在正常操作期間為所述可變控制參數設置第一值，而當所述沖擊指示信號指示出現沖擊時為所述可變控制參數設置第二值。
文檔編號G11B7/09GK1729516SQ200380106642
公開日2006年2月1日 申請日期2003年12月16日 優先權日2002年12月19日
發明者Y·周 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司