專利名稱：用于優化rfid標簽設計和實現的方法
技術領域：
本發明一般的涉及射頻標識系統的領域，以及更具體地，涉及用于優化RFID標簽的設計和實現的方法。
背景技術：
無源RFID標簽是主要被利用于流水線物流和制造過程的高可靠的無電池的電子裝置。無源RFID標簽可以附著到遠程或移動中的物理物體，以及提供幾十比特的唯一的可糾錯的標識。較高性能的RFID標簽還包括可重寫的電子存儲器和環境轉換。例如，工業輪胎中的壓力RFID標簽自動中繼簡檔到觸發維護的中央服務器，因此改進性能、可靠性、和減小替換成本。較簡單的標識RFID標簽發射與在運輸中的物體(例如一貨架貨物或一盒昂貴的花卉)相關聯的唯一的標識。
在典型的RFID系統中，RFID標簽(也稱為轉發器)位于要被跟蹤的物體上。RFID讀取器(也稱為詢問器)典型地包含射頻(RF)收發機，當它被觸發時向RFID標簽發射射頻信號(詢問)。在典型的實施例中，RF信號(也稱為載波信號)開始時提供電壓到RFID標簽的天線線圈。接收的電壓在RFID標簽中被整流，用來給RFID標簽供電。在示例性實施例中，RFID讀取器使用幅度調制(或AM調制)來調制載波信號，以發射數據(諸如對于RFID標簽請求其提供諸如RFID標簽的識別號那樣的信息)到RFID標簽。RFID標簽通過調制載波信號和把調制的信號散射回RFID讀取器而作為應答。
標簽可以或者是可連續地或周期地發射的有源標簽，或者是響應于詢問發射的無源標簽。有源標簽典型地由電源供電。無源標簽典型地通過由讀取器生成的電場或機械場不接觸地被供電。
當使用RFID系統時，可以對于給定的用途考慮選擇RFID標簽。典型地，RFID標簽的用戶試圖優化諸如標簽的范圍(在可進行通信的RFID讀取器與RFID標簽之間的最大距離)、標簽的數據速率和標簽的成本那樣的RFID標簽的特性。然而，在這些參數與要被優化的其它參數之間有復雜的關系。
作為例子，圖1顯示在優化框架內參數的依賴性。在這個例子中，數據速率102、范圍104和成本106是要被優化的和出現在優化三角形的頂點處的參數。正如在圖1上可以看到的，這些參數依賴于其它因素。例如，范圍104依賴于帶寬、邊帶構成、發射功率、所使用的波長、天線增益、失諧靈敏度、邏輯功率(logic power)、標簽中穩壓器和整流器的效率。這些參數的某些參數被規定所約束。例如，不同的國家允許RFID系統工作在不同的頻率范圍和不同的功率電平。某些參數取決于所使用的半導體制造技術。例如，工作電壓取決于半導體制造技術，正如RFID標簽的集成電路的電容值和門密度。類似地，成本106和數據速率102也受不同的參數影響，如圖1所示，這些參數又受規定、工作環境和半導體制造技術影響。
所以，希望研制一種用于無源RFID標簽的、使關鍵參數依賴性相聯系的工作模型和研制一種用于優化RFID標簽的設計和實現的方法。
發明內容
在本發明的一個實施例中，提供了一種優化用于在RFID系統中與RFID讀取器一起使用的RFID標簽的設計參數的方法。在該方法中，選擇RFID標簽將要使用的期望的頻段。另外，選擇對于RFID標簽的最大可按受的成本、對于RFID標簽的最大可接受的數據范圍、和對于RFID標簽的最小工作電壓。對于給定的成本，通過改變由RFID讀取器生成的詢問信號的載波調制周期和RFID標簽的天線電容而計算最佳數據速率。接著，通過使用最佳數據速率計算對于給定的工作電壓的最佳的范圍。
此后結合以下的附圖描述本發明，其中相同的標號表示相同的單元，以及圖1顯示RFID標簽的參數及其依賴性；圖2顯示列出在示例性公式中使用的變量的表；圖3顯示示例性RFID標簽；圖4顯示說明按照本發明的教導的RFID標簽的貯存電容的能量積累的曲線圖；圖5a顯示說明在最小工作電壓與范圍之間的關系的曲線圖；圖5b顯示說明在IC成本與范圍之間的關系的曲線圖；圖6顯示說明對于不同的IC設計和不同的確定的速率，數據和范圍之間的關系的曲線圖；圖7顯示說明在集成電路功率要求與電源電壓要求之間的關系的曲線圖；圖8顯示說明在RFID標簽的范圍與載波調制和閾值電壓之間的關系的曲線圖；圖9顯示優化過程的曲線圖；圖10顯示說明按照本發明的實施例的、用于優化RFID標簽設計的示例性方法的流程圖；以及圖11顯示說明用于計算最佳數據速率的示例性方法的流程圖。
具體實施例方式
本發明的以下的詳細說明事實上僅僅是示例性的，不打算用來限制本發明或本發明的應用和使用。而且，不打算受本發明的前面的背景中給出的理論或本發明以下的詳細說明限制。
在一個示例性實施例中，本發明一種用于優化RFID標簽的選擇的方法。為了優化RFID標簽的選擇，一系列推導的公式中給出RFID標簽參數之間的關系。各種不同的公式說明在優化某些參數時進行的折衷。重要的參數和變量，以及在以下的公式的推導中使用的某些變量的示例性數值被列在圖2的表中。雖然以下的圖和例子討論無源RFID標簽的優化，但這些概念可應用于半無源標簽和有源標簽以及其它模擬傳感器。這些關系可以在以下的公式中被說明。
一開始，注意到由天線子系統在遠場的接收的功率Pr被給出為Pr=(λ4π)21r2Psψr]]>公式(1)其中λ是載波信號的波長，r是在載波信號源與天線子系統之間的距離，ψr是接收天線的增益以及Ps是發射功率。發射功率Ps包括發射天線的功率增益。接收天線功率增益是接收天線方向性與功率傳送電路的阻抗匹配效率的乘積。匹配電路效率γr是從天線阻抗匹配電路的電壓駐波比(VSWR)得出的，其中γr=4(VSWR)[(VSWR)+1]2]]>公式(2)以上是基于自由空間遠區RF傳播的相對簡單的模型。以上的遠區模型沒有考慮由關于RF傳輸的不同的國家和地區設置的各種不同的規定要求。這種模型也沒有考慮半導體制造參數，諸如在半導體設計中固有的限制。所以，需要更加嚴格的模型來說明用于滿足性能和成本目標的各種不同的設計參數的折衷和優化。
為了開始更加嚴格的模型的推導，在圖3上顯示典型的無源RFID標簽的功率獲取和調節電路300的示例性模型。電路300包括被耦合到匹配電路304的RFID天線302，匹配電路304包括諧振電路306。匹配電路304被耦合到IC 308，IC 308包括整流電路310、調節電路312、和邏輯電路314。整流電路310包括貯存電容器Cp和箝位二極管316。電路300的各種不同的部件和設計對于本領域技術人員是已知的，以及是在市面上可買到的。
在運行時，由RFID標簽的天線302獲取的功率被轉換成電流Iant，該電流流過天線302的有效輻射電阻、寄生電阻、和電抗分量。匹配電路304變換源阻抗，以便與負載阻抗匹配達到最大功率傳送。天線阻抗和阻抗匹配電路的組合可以建模為集中式并聯RLC諧振電路306，如圖3所示。RLC諧振電路306具有帶通濾波器響應。無損耗電抗元件可以忽略以及功耗元件被表征為每個載頻的單個電阻分量Rm。對于在合成的帶通響應中的每個窄帶諧振槽，電阻分量Rm直接涉及到它的相關的合成Q因子。Q因子，或品質因子，規定諧振電路在它的諧振頻帶中對功率吸收得如何好。
接收的功率被傳送到IC 308。能量貯存電容器Cp經由整流電路310接收來自匹配電路302的功率。開關311和二極管313代表整流電路310的整流結。整流電路310具有功率整流效率ηr。功率整流效率ηr反映偏離理想整流的程度，它不是整流的功率效率。例如，該效率反映全波對半波整流，但不包括在整流結上的動態功耗損失。對于全波整流，開關311閉合以及電流流過二極管313進到電荷貯存電容器Cp，每個載波周期兩次。
標簽的電壓調整器310把平均功率Pa以效率ηC傳遞到微芯片Pc＝Pa/ηc公式(3)其中Pc是由集成電路邏輯塊和調整器310消耗的平均功率。一旦電荷貯存電容器Cp達到預定的上限閾值電壓Vp，調整器310和IC邏輯308就成為活動的，并且消耗能量。到貯存電容器Cp的能流在詢問器AM調制期間減少。另外，到貯存電容器Cp的能流在RFID標簽后向散射調制載波信號時天線失諧期間停止。在正向或反向通信鏈路中，RFID標簽在任何比特調制期間必須能夠持續運行。
圖4顯示在由詢問器(RFID讀取器)對標簽進行詢問期間貯存電容器Cp的能量積累。能量分布401的曲線圖400顯示于圖4。當詢問器開始詢問時，發送射頻信號。在接收到RF信號后，由天線302和匹配電路304組成的RFID標簽的前端諧振電路產生信號斜坡。在貯存電容器Cp兩端的電壓從零伏斜坡上升到它的最終值Vp。這被顯示為圖4的區域402。電壓被箝位二極管316保持箝位到該值(區域404)，直至貯存電容器Cp在AM調制期間(區域406)放電為止。電路300被設計成使得AM調制的最大持續時間總是小于對于貯存電容器放電到較低的工作閾值電壓VL所花費的最小時間。在AM調制后，有第二斜坡上升，在此期間在貯存電容器上的電壓回到Vp。這被稱為AM恢復周期，并被顯示為區域408。RFID用后向散射信號回答詢問。在這個回答周期期間，當RF載波信號被調制時(信號被后向散射到詢問器或RFID讀取器)，電壓下降，以及當RF載波存在時電壓通過增加而被恢復。這可以區域410看到。在詢問和回答結束后，電容器上的電壓由于泄漏將降低，如在區域412看到的。
最大詢問比特速率tbit由AM調制周期tAM和在AM恢復階段的電荷恢復周期trec的和限制。AM恢復周期取決于RFID標簽的能量收集的速率、RFID標簽的RF前端的Q因子、和調整器滯后窗口的尺寸δw(滯后窗口是最終的電壓Vp與閾值電壓VL之間的差值)。能量收集的速率被假設為在單個詢問周期期間大致恒定。也就是，假設RFID標簽在詢問周期期間至多只移動可忽略的距離。只要輸入電源電壓保持在規定的滯后窗口δw內，調整器310就傳遞恒定的電壓到數字邏輯。足夠大的滯后窗口有助于通過提供相對較低的閾值電壓VL而防止RFID標簽在詢問周期期間過早地關閉。
由于標簽的數字邏輯在它工作周期期間消耗功率Pa，貯存電容器電壓Vp將以取決于純貯存速率的速率改變。例如，當RFID標簽非常靠近詢問器時，RFID標簽將以比起邏輯塊消耗功率快得多的速率獲取能量。所以，貯存電容器電壓將相對較快地上升，但由于箝位二極管316，它將保持箝位到接近上部閾值電壓Vp。箝位電壓可防止集成電路308接收太大的電壓。相反，如果載波周期性地中止，諸如，例如在AM調制期間，在貯存電容器上存儲的電荷必須足夠大，以及截止閾值VL必須足夠低，以便在載波周期性地中止時(諸如在調制周期tAM期間)的整個時間內保持運行。
在RFID標簽后向散射時的時間間隔期間，RF前端反射能量，所以，貯存電容器必須提供保留的能量到數字邏輯。由于后向散射的信令生成反射而不是發源的電磁發射，可以服從規定，而不用限制后向散射的信號的數據速率。所以，后向散射的數據速率通常大于詢問數據速率。因此，后向散射的比特調制周期大大地短于載波AM調制周期。所以，在后向散射的信令期間，貯存電容器Cp很可能不放電到最小的工作電壓。這可以在圖4的部分410中看到。能量分布曲線401在RFID標簽后向散射調制期間不下降到下部閾值電壓。
一旦詢問器接收到來自RFID標簽的最終回答，詢問器就關斷載波信號。RFID標簽的數字邏輯將繼續保持在電源導通狀態，直至貯存電容器上的電荷泄漏而降低到低于最小工作電壓閾值VL。
正如前面討論的，在載波AM調制或RFID標簽后向散射調制期間，RFID標簽利用存儲的能量。在調制恢復期間，載波必須補充消耗的能量以及傳遞足夠的功率，以便在剩余的比特周期內保持運行。這意味著，平均來說，RF載波必須以高于在AM調制期間RFID標簽消耗的平均速率的速率傳遞能量。典型的設計技術規范需要比起詢問器載波調制速率(正向鏈路)更快速的RFID標簽后向散射調制速率(反向鏈路)。這個約束條件通常被加上，因為對于無源后向散射系統的規定依從性僅僅是基于詢問器輸出功率和RF載波調制周期，而不是基于RFID標簽的后向散射特性。由于詢問器的輸出功率和RF載波調制周期是非限制因素，載波調制周期將長于后向散射調制周期。所以，假設載波調制周期是能量貯存將停止的最長的持續時間，可以確定最小電荷傳遞速率。
為了給電荷傳遞速率(也就是，電荷被傳遞到貯存電容器Cp的速率)建模，應當指出，在比特周期內消耗的能量必須等于在RF載波信號可使用來傳遞能量到電荷貯存電容器的最小時間間隔期間傳遞的能量。每個比特周期消耗的能量如下∫0tbiticdt=Cp∫VLVpdvp⇒∫0tbitvpicdt=Cp∫VLVpvpdvp⇒Pctbit=12Cp(Vp2-VL2)]]>公式(4)功率調整系統引入滯后，即，上部閾值電壓與下部閾值電壓之間的差別。一旦在貯存電容器Cp兩端的電壓達到上部閾值Vp，調整器312就開始提供功率到IC邏輯，當電壓下降到低于第二閾值VL時中止調整。包括來自公式3的調整器效率和重新整理公式4，來求解電荷貯存電容器Cp的大小，得到Cp=2Patbitηc(Vp2-VL2)]]>公式(5)把滯后窗口尺寸δw(δw＝Vp-VL)代入這個關系式產生Cp=2Patbitηc(VL2+2VLδw+δw2-VL2)=2Patbitηcδw(2VL+δw)]]>公式(6)流過電容器的電流是ic=Cpdvpdt]]>公式(7)在AM恢復周期期間RF載波必須傳遞足夠的能量，以保持在載波恢復周期內邏輯功耗并且積累足夠的電荷以在RF載波中止時的下一個周期期間保持AM調制。所以，整流器310必須傳遞平均電流IC，將充電規定的貯存電容器Cp，從下部閾值電壓VL到它的最終工作電壓Vp。平均電流可以通過積分公式7的兩邊而得到。
∫tAMtbiticdt=Cp∫VLVpdvp]]>公式(8)在估計積分和代入用于電容值的表示式(公式5)后，結果是Ic=Cp(Vp-VL)tbit-tAM-2Paηctbittrec1(Vp+VL)]]>公式(9)一旦RF載波返回充電能量貯存電容器，這個平均電流就被建立、并且需要在半導體整流結兩端的平均偏壓VdVd=nVTln(IcIo)]]>公式(10)所以，在每個比特周期結束時，RFID標簽的天線302將提供在IC 308兩端的最終電壓Vb＝Vd+Vp公式(11)應當指出，雖然電壓和電流是RMS電壓和電流，整流器310產生RF載波的每四分之一周期的正弦電壓斜坡和不連續的電流波形。RMS電壓和電流優于瞬時值，因為它們簡化分析和提供對于RFID標簽的總的運行的相同的了解。把來自公式9和公式10的公式代入公式11得到Vb=Vp+nVTln(2PaηcIotbittrec1(Vp+VL))]]>公式(12)在充電周期結束時，整流和能量貯存電路將消耗功率Pd=VbIcηr]]>公式(13)把來自公式9和公式12的對于Vb和Ic的公式代入公式13產生IC 308在充電周期結束時消耗的最大功率(這是僅僅由IC 308消耗的功率并且不包括天線和匹配電路)Pd=PIC=2Paηrηctbittrec1(Vp+VL)[Vp+nVTln(2PaηcIotbittrec1(Vp+VL))]]]>公式(14)把滯后窗口尺寸δw(δw＝Vp-VL)引入到這個表示式，得到Pd=PIC=2Paηrηctbittrec1(2VL+δw)[VL+δw+nVTln(2PaηcIotbittrec1(2VL+δw))]]]>公式(15)這是用下部閾值電壓VL和滯后窗口尺寸δw表示，因為這些是獨立的參數。另外，從公式15可以看到，隨著下部閾值電壓VL或滯后窗口尺寸δw增加，IC功耗降低(應當指出，VL和δw是在公式15的分母中，所以VL或δw的增加將減小公式15的右邊)。取閾值電壓VL或滯后窗口尺寸δw的增加為極限，等價于把貯存電容值Cp設置為零。這樣做時，可以看到，功率將以邏輯消耗功率的速率被傳遞，它受效率因子和載波占空比節制。也就是，PIC|limVL→∞=Paηrηctbittrec=Paηrηc1τD=Paηrηc11-RbittAM=Pco]]>公式(16)其中Pc0是最小需要的能量貯存速率，并且詢問比特速率Rbit(也稱為數據速率)可被定義為
Rbit=1tbit]]>公式(17)這個關系式允許比特速率Rbit作為在將來的公式中的獨立的變量。
如果RF載波不調制或替換地，占空比是單位一，則IC以與由邏輯電路消耗功率的完全一致的速率消耗功率，它受整流器和調整器效率因子節制。簡化用于集成電路功耗的表示式得到PIC=2Pco(VL+δw)(2VL+δw)+2Pco(2VL+δw)nVTln(ηrIo2Pco(2VL+δw))]]>公式(18)從這個表示式，可以識別兩個功耗分量。第一項是電荷貯存速率以及第二項是在非線性整流器上的功耗。
對于窄頻帶系統，天線和相關聯的阻抗匹配子系統可被建模為如圖3所示的集中參數并聯RLC網絡306。這個網絡具有Q因子Q=RmCa/La]]>公式(19)其中功耗元件可被集中為等效電阻Rm，天線電感La和天線電容Ca。在這個天線和匹配網絡中消耗的功率Pm僅僅是由于電阻部分，這樣Pm=Vb2Rm=Vb2QLa/Ca]]>公式(20)所以，具有較高的Q因子的系統將消耗較小的能量。對于較高的帶寬系統，功耗元件可被集中為等效電阻Rm。代替來自公式12的IC電源電壓Vb得到Pm=[VL+δw+nVTln(ηrIo2Pco(2VL+δw))]2QLa/Ca]]>公式(21)對于可靠地發射持續時間等于比特調制周期的脈沖所需要的帶寬BW是BW=1tAM=foQ]]>公式(22)
其中f0是RF載波的頻率。
所以，根據獨立的變量tAM(比特調制周期)的Q因子是Q=fotAM]]>公式(23)天線阻抗La與電容Ca的比值可被重寫為Ca/La=2πfoCa]]>公式(24)所以，QLa/Ca=fotAMCa/La=fotAM2πfoCa=tAM2πCa]]>公式(25)把公式25代入公式21，得到Pm=[VL+δw+nVTln(ηrIo2Pco(2VL+δw))]22πCatAM]]>公式(26)不像IC功耗PIC，在天線302和匹配電路304中的功耗(PM)隨工作電壓增加。這個現象表明存在最優激活閾值。上部和下部工作電壓閾值通常是用于給定的特定的半導體工藝的電路設計參數。
公式26也顯示在天線功耗與失諧靈敏度之間的折衷。優選的，集中參數天線電容Ca比起由于天線靠近環境中的其它物體造成的寄生電容耦合的電容大得多。當寄生耦合距離減小時，這種寄生耦合將限制天線的諧振頻率變化。然而，增加天線電容Ca將增加天線的功耗Pm以及隨后減小詢問距離。為了補償，可以增加比特調制周期tAM。從公式16，增加比特調制而不減小比特速率將增加需要的能量傳遞速率Pc0，從而也減小詢問距離。然而，在天線中將消耗較少的功率，并且功率轉移效率將提高。因此，不像有源RFID標簽，以較低的而不是較高的比特速率的無源RFID標簽操作將是更魯棒的。通過增加天線集中參數電容和增加比特調制周期同時降低比特速率會減小失諧靈敏度，而不失去范圍。
被傳遞到整流和電荷貯存電路的功率Pd等于從天線302收集的功率，少于在匹配電路304中損失的功率。也就是，Pd＝Pr-Pm式(27)把對于來自公式15的Pd，來自公式1的Pr，和來自公式26的Pm的表示式代入公式27，并對于范圍r求解，得到rmax=λ4πPrψr(2Pco(VL+δw)(2VL+δw)+2Pco(2VL+δw)nVTln(ηrIo2Pco(2VL+δw))+[VL+δw+nVTln(ηrIo2Pco(2VL+δw))]2tAM/2πCa)12]]>公式(28)因此，供電距離取決于在諸如IC邏輯、非線性電壓整流器、天線、和它的相關的匹配電路的各種電路子系統中的功耗。此外，在每個子系統中的功耗也隨所需要的能量積累速率而變化。這被預期為，例如隨著貯存電流增加，非線性整流電路將消耗更多的功率。
對于典型的設計參數，公式28可被簡化。整流器結在最大詢問距離上被微弱地偏置，這樣，(VL+δw)>>nVTln(ηrIo2Pco(2VL+δw))]]>公式(29)例如，在示例性實施例中，在最大詢問距離處(volts伏)，(VL+δW≈2volts 公式(30)以及nVTln(ηrIo2Pco(2VL+δw))≈75mV]]>公式(31)這個最大詢問距離對于消耗約50微瓦的典型的低成本芯片約為20英尺。這個近似導致最大范圍的約2％的誤差，但對于最大范圍的表示式可被簡化rmax≅λ4πPsψr(2Pco(VL+δw)(2VL+δw)+2πCatAM(VL+δw)2)12]]>公式(32)代替來自公式16的Pc0可以弄明白最大速率對于AM調制周期tAM的依賴性，其中
rmax≅λ4πPsψr(2Paηrηc1(1-RbittAM)(VL+δw)(2VL+δw)+2πCatAM(VL+δw)2)12]]>公式(33)可以計算在零滯后窗口、零載波調制周期、和100％整流與調整效率的理想條件下的最大可能的范圍。設置δw＝0以及效率因子為一，產生ridcal=rmax|δw→0=λ4πPsψr(Pa(1-RbittAM)+VL22πCatAM)12]]>公式(34)從公式20，當天線的功耗接近零時，天線電容Ca接近零。所以，對于無損天線，第二項可被設置為零。對于零載波調制，tAM可被設置為0，以及在理想條件下對于最大范圍的最終表示式是ridcal=rmax|tAM→0δw→0=λ4πPrPaψr]]>公式(35)最大范圍表示式(公式24和33)的推導表明，收集的功率被分布在天線和匹配電路中的損耗、功率整流器上的損耗、和電壓調整器與數字邏輯消耗的功率之間。對于典型的設計，數字估計表明，取決于數據速率，數字邏輯消耗在30％與70％之間的總的收集的功率，而天線和整流器消耗其余部分。當被利用時，作為箝位二極管，肖特基二極管將導致約5％的功耗，因為它們在特征上低的閾值電壓。
在天線和匹配電路中的功耗隨工作閾值電壓Vp或[VL+δw]增加，而整流器與電荷貯存電路的功耗減小。調整器的模擬電路設計的特定的晶體管拓撲和偏置電流確定最小工作電壓閾值。
供電范圍嚴重依賴于電阻損耗，從而依賴于阻抗匹配電路的Q因子。因此，Q的增強將提供供電距離的很大的增加，但以帶寬減小為代價。這個事實可被使用于產生無源雙頻RFID標簽，它經由窄帶UHF頻率接收遠端功率，但經由在諸如2.45GHz或5.6GHz的工業、科學和醫療(ISM)頻段內低功率有源傳輸或后向散射傳輸進行通信。使用雙頻RFID標簽提供大大地增強功率接收UHF電路的Q因子的機會，從而增加供電范圍而不犧牲RFID標簽的通信帶寬。
阻抗匹配電路的功耗直接正比于它的分布電容(集中參數模型)的和值。也就是，較小的天線電容將導致較大的詢問范圍。然而，較小的天線電容也將導致較大的失諧靈敏度，由此天線的諧振頻率從載波頻率偏移。為了減小失諧靈敏度，通過與附近物體耦合而產生的寄生電容應當是小于天線分布電容的量級。
無源RFID標簽可被激活的最大距離或供電范圍線性地依賴于載波波長。這種對于波長的強烈的依賴性是相對于諸如2.5GHz和5.8GHz的較短波長的ISM頻段，UHF頻段流行的主要原因。
當被優化時，從天線子系統傳送最大功率到集成的數字邏輯。所以，優化的設計使得在天線和整流器結上的功耗最小化和使得被傳送到數字邏輯的功率最大化。這牽涉到經由天線和負載阻抗匹配的功率傳送的最大化，以及最小化整流中的導通電壓和泄漏電流。到數字邏輯的功率傳送效率是平均邏輯功耗與在最大詢問距離處接收的功率的比值。從公式1ηlogic=(4πrmaxλ)21ψrPaPs]]>公式(36)取決于成本和數據速率選擇，對于優化的設計在最大讀取范圍，這個值典型地處在從30％到70％的范圍。然而，當標簽設計改變時效率可以增加。
取決于在該位置的接收的功率，在場中的多個RFID標簽在不同的時間初始化。一旦電荷貯存電容器積累足夠的能量，超過最小工作電壓閾值等于電壓滯后窗口δw的量時，RFID標簽就初始化。當離詢問器的距離增加時，由RFID標簽接收的功率量減小。所以，在最大讀取距離處的RFID標簽接收最小的功率量，并且是最后的要初始化的RFID標簽。最長的初始化周期可以從下式得到∫0riniticdt=Cp∫0vpdvp⇒tinit=CpVpIc]]>公式(37)由公式9替換Ic，tinit=(tbit-tAM)VpVp-VL=(1Rbit-tAM)(1+VLδw)]]>公式(38)
通過設置VL＝0，初始化周期等于AM恢復周期。也就是，VL＝0代表沒有用于建立最小工作電壓的多余電荷。
抗沖突算法當前不依靠這種固有的空間分集。相反，大多數算法等待預定的時間量，以便保證在場中的所有的RFID標簽在開始詢問周期之前被初始化。這個附加的初始化時間量通常是對于典型的RFID標簽密度n的總的詢問時間的重大的部分，其中詢問時間正比于nlog(n)。所以，可以通過結合這個固有的空間分集與智能發射功率控制(TPC)算法，而改進協議速度。TPC算法在技術上是已知的，并且當前被利用于流行的無線寬域網系統，以及正出現用于要被引入到無線局域網系統的類似的機制的標準。
RFID標簽的效率也取決于半導體制造技術。半導體制造技術典型地每18個月左右有重大的改變。在某種程度，成熟的技術花費最小，較老的技術由于逐漸過時再次開始增加成本。某些以模擬為主的設計比起老得多的和更大特性尺寸的技術提供更好的性能，這是為什么它們仍舊存在服務于小的市場的原因。較新的制造技術通常由于較小的特性尺寸，因而是更加功率經濟的，但因為早期工具投資和初始的低產量，因而每個單位面積更加昂貴。所以，典型地，兩年老的技術往往是成本最經濟的，并且是廣泛地可得到的。
無源RFID標簽典型地引用相對較簡單的狀態機邏輯，它由小于2萬5千個門組成。電荷貯存電容器通常被集成在硅中，以便減小總的RFID標簽組件成本。貯存電容器典型地主要占RFID標簽的管芯(die)面積。每個RFID標簽的總的管芯面積可被計算為AD=CpDc+AGNG]]>公式(39)給定每個硅面積的平均成本ζ，總的芯片成本是(cost成本)，Cost＝ADζ 公式(40)為了設置成本為獨立的變量用于分析，根據電容值對于滯后求解公式6。對于δw求解公式6并取正的解，得到
δw=VL2+2PaηcRbitCp-VL]]>公式(41)公式39和公式40可被組合以及對于Cp進行求解。結果可被代入公式41，產生作為成本的函數的滯后電壓，δw=VL2+2PaηcRbitζDc(Cost-ζAGNG)-VL]]>公式(42)公式42允許計算作為成本的函數的最大詢問距離。圖5a的曲線表明，對于典型的設計和最小成本目標，存在有最佳(最小)工作電壓閾值。在圖5a上的每條曲線顯示對于給定的成本的范圍對最小工作電壓。在圖5b上的曲線顯示對于各種最小工作電壓的RFID標簽的范圍對標簽的成本。例如，曲線510顯示對于3伏最小值的范圍對成本。曲線512、曲線514和曲線516分別代表2、1和0.5伏時的范圍對成本。如圖5b所示，當成本超過約5美分時，范圍沒有很大的改變。
詢問距離或范圍嚴重依賴于幾乎所有的要求。這是直觀的，因為無源RFID標簽設計的主要的目的是達到最大功率傳送效率，從而達到最大距離，而同時提供最大數據速率、最小成本、和來自與環境中的物體的寄生耦合的最小失諧靈敏度的期望的組合。最大功率傳送效率或范圍常常是期望的。繁重的多徑信令和與金屬和塑料物體的電容耦合大大地妨礙能量收集。最大范圍直接轉換成最大靈敏度，這大大地改進在困難的信號傳播條件下與RFID標簽通信的機會。所以，通過選擇最小期望范圍，可以確定包括最大可達到的數據速率、最小可達到的成本、和最小可達到的失諧靈敏度的其余參數空間的邊界。
圖6a-6c顯示在范圍、成本和對于可接受的失諧靈敏度的各種不同的范圍的數據速率之間的折衷，以及在本文件的兩種最廣泛的可得到的和成本經濟的半導體制造過程之間的選擇。選擇半導體過程以使得期望的最小工作電壓閾值VL可以以最少可能的成本達到。來自圖1的參數被使用于對0.35微米和0.25微米工藝的計算。
圖6a顯示對于.28微米工藝系統(604)和.35微米工藝系統(602)對于5μs的調制周期(高失諧靈敏度)，范圍對傳輸數據速率。圖6b顯示對于.25微米工藝系統(608)和.35微米工藝系統(606)對于2μs的調制周期(中等失諧靈敏度)，范圍對傳輸數據速率。圖6c顯示對于.25微米工藝系統(612)和.35微米工藝系統(610)對于.5μs的調制周期(低失諧靈敏度)，范圍對傳輸數據速率。這些曲線圖的每個曲線圖包括多條曲線，代表對于標簽的不同的成本。正如可以看到的，對于在每個曲線圖602-612的每條曲線，對于某個給定的數據速率有峰值范圍。
從一個工藝到下一個工藝的遷移包括邏輯功率Pa，它由于最小電源電壓的改變而變化。從一個工藝到下一個工藝的遷移還導致硅設計的平均門尺寸、電容密度、和每單位面積的成本的改變。
給定期望的范圍、數據速率和成本目標后，可以在規定約束條件內調節載波調制脈沖寬度，以及可以在半導體制造約束條件內調節最小工作電壓VL，以改變最佳工作點的位置。最佳工作點是傳送到RFID標簽的數字邏輯的最大功率點。改變載波調制脈沖寬度牽涉到為了較小的失諧靈敏度而對例如范圍、數據速率、或成本的優化目標的至少一項的折衷。例如，當調制周期伸長時，RFID標簽的接收機帶寬減小，這又減小對于每個合成諧振頻率的天線的電阻損耗。這增加RFID標簽的范圍，因為更多的功率可用于數字邏輯。然而，減小的帶寬或增強的Q因子增加了對由于與附近的物體的容性耦合而失諧的天線的靈敏度。天線失諧導致顯著的范圍惡化。相反，可增加比特調制周期，而同時減小相等的量的比特速率，這樣，天線電容Ca會增加而不降低詢問范圍。
半導體工藝確定每個門的最小邏輯功耗、電容和門面積密度、和可接受的門工作電壓的范圍。處理技術還確定設計者的集成用于高效率調整器的高Q電感和用于高效率整流器的低泄漏低電壓閾值PN結的能力。邏輯功耗、調整器和整流器效率嚴重地約束最佳工作電壓閾值VL。圖7顯示對于最小電壓的范圍的RFID標簽的范圍。在圖7上，有三條曲線，每條曲線代表不同的邏輯功耗水平。正如可以看到的，每條曲線具有在給定的工作電壓下的峰值范圍。如圖7所示，當功耗減小時，峰值向左移動。所以，當邏輯功耗減小時，最小工作電壓減小。
一旦半導體工藝被選擇，就知道工作電壓邊界、平均邏輯功耗、調整器效率、整流器效率、和每個單位硅面積的電容。當制造技術移到更小的晶體管時，最小和最大工作電壓歷史地減小。平均邏輯功耗也以電源電壓的平方減小，Pa∝CaVs2fclk公式(43)當制造技術繼續產生較小的和更加功率有效的低電壓晶體管時，可以預期對于無源RFID標簽的重大的范圍改進。作為例子，以下的表顯示隨半導體工藝幾何尺寸而變化的預期的電源電壓。
當設計者利用諸如微電機械(MEM)結構那樣的更先進的技術來改進開關和電感的效率時，調整器效率也繼續提高。當前調整器是用肖特基二極管用作為主要的非線性整流結來實施的。肖特基二極管在特性上比起其它傳統的半導體二極管具有更低的導通電壓，但是具有更低的泄漏電流。當設計方案結合二極管連接的CMOS晶體管或MEM開關時，將達到進一步的效率改進。預期的趨勢是當氧化物厚度隨晶體管縮放減小時趨向于稍微更高的每單位硅面積的電容值。電荷貯存電容器典型地占用芯片面積的最大的部分，特別是在只讀無源RFID標簽的情形下。所以，當半導體特性尺寸收縮時，應當出現成本降低。
隨著時間推移，與RFID標簽有關的成本應當降低并且性能應當提高。然而，即使有這些改進，RFID標簽的設計者將面臨在選擇要優化的參數方面的折衷。折衷的存在顯示于圖1，以及在推導的公式中加以說明。通過使用推導的公式，可以研制一種方法，它有助于在受到最小的失諧靈敏度和半導體工作電壓的范圍約束時對諸如范圍、數據速率和成本的這樣重要的參數的優化。
圖10顯示說明按照本發明的教導的、用于RFID標簽設計優化的示例性方法的流程圖。正如本領域技術人員已知的，優化方法可以通過使用任何已知的操作系統和任何適當的計算機語言在任何通用或專用計算設備上運行。在第一步驟1002，選擇RFID標簽和RFID讀取器將在其中工作的頻段。例如，在示例性實施例中，可以選擇850-900MHz的超高頻(UHF)范圍。UHF頻率RFID系統典型地比起低頻系統可以具有更大的范圍和更高的數據速率。一旦頻率范圍被選擇，就需要對于選擇的頻段加上任何規定的約束。這些約束可幫助確定最大帶寬、最大發射功率、RF載波與邊帶比、和天線全向性。
接著，在步驟1004，選擇可接受的最小范圍、可接受的最大成本、可接受的最小數據速率、和最小工作電壓。這些數值的選擇典型地留給設計者，并且是基于應用的需要和利用可用的技術。可接受的最小范圍典型地是可接受的最小的最大范圍，或換句話說，期望的最小的最大范圍。
在步驟1006，使用可接受的固定的最小范圍作為常數，通過使用公式33和42找出接近期望的數據速率的最佳數據速率。尋找最佳數據速率的示例性過程顯示于圖11。在第一步驟1102，選擇初始的載波調制周期tAM。典型地，這將被選擇為低的載波調制周期，以使得該載波調制周期可以在將來的步驟被實施。接著，在步驟1104，對于天線電容Ca的范圍計算數據速率。所使用的天線電容的范圍是基于實際的天線電容。在這個步驟后，在某個載波調制周期和天線電容下將有多個數據速率出現。在步驟1106，載波調制周期遞增。在步驟1108，檢驗當前的載波調制數值，查明該值是否大于設計者希望考慮的最大載波調制值。如果不是的話，過程回到1104，在其中通過使用當前的調制值和改變天線電容而計算其它數據速率。如果使用最大載波調制周期，則在步驟1110，從所有的計算的數據速率中選擇最佳數據速率，它在一個實施例中是接近于期望的數據速率的數據速率。該數據速率和相關的載波調制周期tAM以及天線電容Ca然后被保存，以便在圖10的方法中使用。
回到圖10，在步驟1008，通過使用公式33和42以及來自步驟1006的載波調制周期tAM、數據速率Rbit、和天線電容Ca的數值，對于一系列最小工作電壓VL計算一系列范圍值，以便找到最大范圍。在這個步驟結束時，找出對于某個成本的最佳范圍和數據速率。
在步驟1010，對于不同的成本點和/或其它約束值重復進行步驟1006和1008。當這個步驟完成時，在步驟1012，分析所有的確定的最佳范圍、數據速率和成本，找出最好的一組值。在一個實施例中，這是通過使用對于每個識別的值計算范圍、成本、和數據速率的向量和以及然后確定哪一個向量和是離期望的范圍、成本、和數據速率有最小的總的向量距離的公知的技術完成的。
作為例子，圖8顯示該方法的使用。一開始把期望的范圍設置為至少12英尺，數據速率設置為至少每秒60千比特，以及管芯成本至多5美分。優化算法確定15.7英尺的最大范圍將出現在5.8微秒的載波調制周期和3.6伏的最小工作電壓。知道這一點，設計者然后可選擇把這些參數調節到實際的數值，以及驗證最后的范圍例如至少是12英尺。例如，可以選擇在工作電壓附近的管芯工作點。然而，具有tAM和VL的實際值的最后的設計可能在某種程度上是次最佳的。無論如何，優化曲線允許設計者確定最后的實施方案離最佳工作點有多遠。正如在圖8a上看到的，對于以上的例子，通過使用范圍公式33和42，畫出范圍對載波調制周期tAM的曲線。最大范圍15.7英尺大于需要的范圍，以及在5.84μs接入。圖8b顯示對于以上的例子的范圍對最小工作電壓。正如在圖8b上看到的，15.7英尺的范圍出現在3.59。這驗證以上討論的范圍、數據速率和最小工作電壓。
通過使用優化算法，可以確定圖9的曲線圖，它顯示對于范圍、成本、和數據速率的各種組合的需要的最小工作電壓和載波調制周期。正如在圖9上看到的，在第一象限902，畫出對于各種不同的成本的范圍對數據速率的曲線。這些曲線是從使用數據速率作為獨立的變量的范圍公式生成的。在第三象限906，畫出對于各種不同的成本的工作電壓對調制周期的曲線。在第四象限904，畫出對于各種不同的成本的調制周期對數據速率的曲線。在這個象限，數據速率被用作為確定調制周期的獨立的變量。在給定期望的成本和數據速率后，該范圍在最佳工作點{tAM，VL}的地點處接近于常數。在最佳工作點時的最大范圍對應于從天線到數字邏輯的最大功率傳送效率，如由公式36給出的。直觀地，在給定數據速率和成本目標后，最大功率傳送效率在在最佳工作點應當是相當恒定的。
優化不能保證在規定、應用環境、和半導體制造參數邊界的約束內滿足一個或所有的性能和成本目標。只能確定優化的值可以多靠近期望的性能和成本技術規范。替換地，可以決定，一個性能或成本參數可以對于其它參數進行折衷以及當條件滿足時，終結優化。
雖然在上述的本發明的詳細說明中給出至少一個示例性實施例，但應當看到，可以存在非常多個變例。還應當看到，示例性實施例僅僅是例子，而不打算由這些實施例限制本發明的范圍、可應用性、或配置。而是，上述的詳細說明將給本領域技術人員提供用于實施本發明的示例性實施例的方便的路線圖。將會看到，可以在不背離如在所附權利要求中闡述的本發明的范圍的條件下在示例性實施例中描述的單元的功能和安排方面作出各種改變。
權利要求
1.一種用于優化在RFID系統中與RFID讀取器一起使用的RFID標簽的設計參數的方法，所述方法包括以下步驟選擇所述RFID標簽將要在其中使用的期望的頻段；選擇所述RFID標簽與所述RFID讀取器之間的可接受的最小距離；選擇對于所述RFID標簽的最大可接受的成本和對于所述RFID標簽的最小可接受的數據速率；選擇對于所述RFID標簽的最小工作電壓；通過改變由所述RFID讀取器生成的詢問信號的載波調制周期和所述RFID標簽的天線電容而計算最佳數據速率；以及對于給定的工作電壓和所述計算的最佳數據速率，計算最佳距離。
2.權利要求1的方法，還包括對于所述RFID標簽的不同的成本重復進行計算最佳數據速率和計算最佳距離的步驟以確定一組最佳距離、數據范圍和成本。
3.權利要求2的方法，還包括確定數據速率、范圍和成本的最佳組合的步驟。
4.權利要求3的方法，其中所述確定最佳組合的步驟還包括計算對于每個成本的每組最佳范圍與數據速率之間的向量距離；以及確定對于每個成本的最佳范圍與數據速率組中哪一個是處在離所述可接受的最小范圍、可接受的數據速率和可接受的成本的最小總向量距離。
5.權利要求1的方法，其中所述期望的頻率是在超高頻頻段。
6.權利要求1的方法，其中所述選擇期望的頻段的步驟還包括把與期望的頻段相關聯的規定約束應用到RFID標簽的設計上。
7.權利要求1的方法，還包括將所述最佳數據范圍、數據速率和成本與實際的值比較，以確定接近于最佳值的實際的優化的值。
全文摘要
本發明提供了一種確定RFID標簽的最優范圍、成本和數據速率(1012)的方法，其中首先選擇頻率(1002)和范圍、成本、數據速率和工作電壓(1006)。基于這些選擇，計算最佳數據速率(1006)，隨后計算最佳范圍(1008)。對各個成本重復步驟(1006)和(1008)(1010)，以確定最佳范圍、成本和數據速率(1012)。
文檔編號G08C19/04GK1777895SQ200480010833
公開日2006年5月24日 申請日期2004年4月21日 優先權日2003年4月21日
發明者拉杰·布里奇拉爾 申請人:賽寶技術公司