指示體檢測裝置和指示體檢測方法

專利名稱：指示體檢測裝置和指示體檢測方法
技術領域：
本發明涉及一種指示體檢測裝置和指示體檢測方法，更詳細而言涉及通過靜電耦 合方式檢測指示體的位置的指示體檢測裝置和指示體檢測方法。
背景技術：
以往，在觸摸屏等中使用的手指、專用筆等指示體的位置檢測方式中，例如提出了 電阻膜方式、靜電耦合方式(靜電電容方式)等各種方式。其中，近年來積極進行了靜電耦 合方式的指示體檢測裝置的開發。靜電耦合方式大致有表面型(Surface Capacitive Type)和投影型(Projected Capacitive Type)的兩種方式。表面型例如應用于 ATM (Automated Teller Machine 自 動柜員機)等，投影型例如應用于移動電話等中。其中，兩種方式都是檢測導電膜和指示體 (例如手指、靜電筆等)之間的靜電耦合狀態的變化，檢測指示體的位置。投影型靜電耦合方式的指示體檢測裝置，例如在透明基板、透明薄膜上以預定的 圖形形成有電極，其檢測指示體靠近時的指示體與電極之間的靜電耦合狀態的變化。以往， 關于這種方式的指示體檢測裝置，提出了用于優化其結構的各種技術(例如參照專利文獻 1 至 11)。在這里，參照附圖簡單說明從投影型靜電耦合方式發展而來的交叉點型靜電耦合 方式的指示體檢測裝置的動作。圖62A及圖62B表示交叉點型靜電耦合方式的指示體檢測 裝置的感測部的簡要結構和位置檢測原理。通常，感測部300包括由多個發送導體304構成的發送導體組303和由多個接收 導體302構成的接收導體組301。其中，在發送導體組303和接收導體組301之間形成有絕 緣層。發送導體304是向預定方向(圖62A中的X方向)延伸的導體，多個發送導體304 相互分離預定間隔而并列配置。并且，接收導體302是向與發送導體304的延伸方向交叉 的方向(圖62A中的Y方向)延伸的線狀的導體，多個接收導體302相互分離預定間隔而 并列配置。在這種結構的感測部300中，向預定的發送導體304供給預定的信號，在各交叉點 檢測在該預定的發送導體304和接收導體302的交叉點流動的電路的變化。通常將這種檢 測方式稱為交叉點型靜電耦合方式。在放置有指示體310 (手指等)的位置，電流經由指示 體310分流，從而電流發生變化。因此，通過檢測出電流發生變化的交叉點，可檢測出指示 體310的位置。并且，在交叉點型靜電耦合方式的指示體檢測裝置中，如圖62A及圖62B所 示，由于在感測部300上設有多個交叉點，因而可進行多點檢測。進一步具體說明交叉點型靜電耦合方式的位置檢測原理。例如，現在考慮如圖62A 所示地向發送導體Y6供給預定的信號，檢測指示體310在發送導體Y6上的指示位置的例 子。在向發送導體Y6供給信號的狀態下，首先，通過差動放大器305檢測流經接收導體Xtl 及X1的電流之差。接著，預定時間之后，將接收導體切換為X1及X2，檢測兩個接收導體之間 的電流差。反復該動作直到接收導體Xm為止。
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此時，求出發送導體Y6上各交叉點的位置處的差動放大器305的輸出信號的電平 變化。圖62B表示其特性。圖62B的特性的橫軸表示從接收導體Xtl至各接收導體為止的 距離，即接收導體的位置，縱軸表示差動放大器305的輸出信號的電平(輸出值)。其中， 圖62B中的虛線所示的特性實際上為差動放大器305的輸出信號的電平變化，實線的特性 是差動放大器305的輸出信號的積分值。在圖62A及圖62B所示的例子中，由于在發送導體Y6與接收導體X4及XM_5的交叉 點附近放置有指示體310，因而流經該交叉點附近的電流發生變化。因此，在圖62B所示的 例子中，在發送導體Y6上的與接收導體X4及XM_5的交叉點附近所對應的位置上，差動放大 器305的輸出信號發生變化，其積分值變低(成為負值)。根據該積分值的變化，可檢測指 示體310的位置。在以往的指示體檢測裝置中，對各發送導體進行切換而進行如上所述的 檢測。專利文獻1 日本特開平5-224818號公報專利文獻2 日本特開平6-004213號公報專利文獻3 日本特開平7-141088號公報專利文獻4 日本特開平8-087369號公報專利文獻5 日本特開平8-179871號公報專利文獻6 日本特開平8-190453號公報專利文獻7 日本特開平8-241161號公報專利文獻8 日本特開平9-045184號公報專利文獻9 日本特開2000-076014號公報專利文獻10 日本特開2000-105645號公報專利文獻11 日本特開2000-112642號公報專利文獻12 日本特開平10-161795號公報在如上所述的現有交叉點型靜電耦合方式的指示體檢測裝置中，由于每隔預定時 間對交叉點逐個進行位置檢測處理，因而存在全部交叉點的檢測時間變長的問題。例如， 在具有64個發送導體和128個接收導體的感測部中，若各交叉點的檢測處理時間例如為 256 μ sec，則全部交叉點(8192個)花約2sec的檢測時間，不實用。

發明內容
鑒于上述問題，本發明的目的在于在通過靜電耦合方式檢測指示體的位置時，能 夠高速地進行位置檢測。為了解決上述問題，本發明的一種指示體檢測裝置，包括導體圖形，由配置于第 一方向上的多個導體和配置于與所述第一方向交叉的第二方向上的多個導體構成；多頻信 號生成電路，用于生成多個頻率的信號；第一導體選擇電路，對配置于所述第一方向上的多 個導體中相互之間配置有預定數量N的導體的各導體，選擇性地供給由所述多頻信號生成 電路生成的預定頻率的信號，其中N為> 0的整數；第二導體選擇電路，用于選擇性地切換 配置于與所述第一方向交叉的第二方向上的多個導體；和信號檢測電路，用于檢測與由所 述多頻信號生成電路生成的頻率的信號對應的各頻率的信號，該各頻率的信號是從所述第 二導體選擇電路供給的表示所述導體圖形中的所述第一方向上的導體和所述第二方向上
8的導體的交叉點處的耦合狀態的信號。并且，本發明的一種指示體檢測方法，以如下所述的步驟進行。首先，執行生成多個頻率的信號的第一步驟。接著，執行下述的第二步驟對由配置于第一方向上的多個導體和配置于與所述 第一方向交叉的第二方向上的多個導體構成的導體圖形中的、配置于所述第一方向上的多 個導體中相互之間配置有預定數量0的整數)的導體的各導體，選擇性地供給所 述第一步驟中所生成的多個頻率中的預定頻率的信號。接著，執行下述的第三步驟選擇性地切換配置于與上述第一方向交叉的方向上 的多個導體。然后，執行下述的第四步驟獲得與所述第一步驟中所生成的頻率的信號對應的 各頻率的信號，該各頻率的信號是從所述第三步驟中所選擇的導體供給的表示所述導體圖 形中的所述第一方向上的導體和所述第二方向上的導體的交叉點處的耦合狀態的信號。根據如上所述構成的本發明，同時向發送側的多個導體供給頻率相互不同的信 號，在接收側檢測與該多個不同頻率的信號對應的各頻率的信號，檢測出指示體在導體圖 形上的位置。即，在發送側和接收側分別在多個導體之間并列地執行信號處理。在本發明中，同時向發送側的多個導體供給頻率相互不同的信號，從而檢測出指 示體在導體圖形上的位置。即，可對多個交叉點同時進行位置檢測處理。因而根據本發明， 在靜電耦合方式的指示體檢測裝置中，能夠更高速地進行位置檢測。


圖1是第一實施方式的指示體檢測裝置的簡要塊結構圖。圖2是第一實施方式的指示體檢測裝置的感測部的簡要剖視圖。圖3是第一實施方式的指示體檢測裝置的多頻信號供給電路的塊結構圖。圖4是第一實施方式的指示體檢測裝置的周期信號生成部的塊結構圖。圖5是第一實施方式的指示體檢測裝置的發送導體選擇電路的簡要結構圖。圖6是用于說明第一實施方式的指示體檢測裝置的發送導體的切換動作的圖。圖7是第一實施方式的指示體檢測裝置的接收導體選擇電路及放大電路的簡要 結構圖。圖8是用于說明第一實施方式的指示體檢測裝置中的接收導體的切換動作的圖。圖9是第一實施方式的指示體檢測裝置的接收部的塊結構圖。圖10是第一實施方式的指示體檢測裝置的同步檢波電路部的塊結構圖。圖IlA是表示感測部上不存在指示體時的發送導體與接收導體之間的靜電耦合 狀態的圖，圖IlB是表示感測部上存在指示體時的發送導體及接收導體之間的靜電耦合狀 態的圖。圖12A是表示第一實施方式的指示體檢測裝置上的多點接觸的圖，圖12B是表示 對于發送導體Y6由接收導體輸出的輸出信號的波形的圖。圖12C是表示對于發送導體Y58 由接收導體輸出的輸出信號的檢波波形的圖。圖12D是表示對于發送導體Y2由接收導體 輸出的輸出信號的檢波波形的圖。圖13是表示第一實施方式的指示體檢測裝置中的位置檢測步驟的流程圖。
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圖14是第一實施方式的變形例1的感測部的簡要剖視圖。圖15A是第一實施方式的變形例2的感測部的簡要剖視圖，圖15B是變形例2的 感測部的透視圖。圖16A是第一實施方式的變形例3的感測部(第一例)的交叉點的簡要放大圖， 圖16B是變形例3的感測部的面導體部的簡要放大圖。圖17是變形例3的感測部(第二例)的簡要放大圖。圖18是第一實施方式的變形例4的感測部的簡要結構圖。圖19A是表示變形例4的感測部的上部導體圖形的圖，圖19B是表示變形例4的 感測部的下部導體圖形的圖。圖20是第一實施方式的變形例5的感測部的簡要結構圖。圖21A是第一實施方式的變形例6的放大器的簡要結構圖，圖21B是放大電路中 使用差動放大器時的放大電路及其周邊的簡要結構圖。圖22是第一實施方式的變形例7的放大器的簡要結構圖。圖23是表示第一實施方式的變形例8的周期信號供給方式的圖。圖24是表示第一實施方式的變形例9的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測 方式的圖。圖25A及圖25B是表示變形例9的周期信號的頻率輪換的例子的圖。圖26A至圖26C是表示變形例9的周期信號的頻率輪換的另一例子的圖。圖27是用于說明第一實施方式的變形例10的圖。圖28是表示變形例10的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式的圖。圖29是表示變形例10的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式的另一例的 圖。圖30是用于說明第一實施方式的變形例11的圖。圖31是表示變形例11的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式的圖。圖32是表示變形例11的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式的另一例的 圖。圖33A及圖33B是表示第一實施方式的變形例12的周期信號的供給方式及輸出 信號的檢測方式的圖。圖34是表示通常的手指檢測時的信號電平的圖。圖35是用于說明第一實施方式的變形例13、14的圖。圖36是用于說明第一實施方式的變形例14的圖。圖37是表示第一實施方式的變形例15的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測 方式的第一圖。圖38是表示變形例15的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式的第二圖。圖39是用于說明第一實施方式的變形例17的圖。圖40是表示變形例17的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式的圖。圖41是第一實施方式的變形例18的指示體檢測裝置的接收部的塊結構圖。圖42是變形例18的指示體檢測裝置的絕對值檢波電路的塊結構圖。圖43A是表示單側發送時的周期信號的供給方式的圖，圖43B是表示輸出信號的
10電平的圖。圖44A是表示變形例19的兩側發送時的周期信號的供給方式的圖，圖44B是表示 輸出信號的電平的圖。圖45A是表示輸出信號的空間分布(電平曲面)例子的示意圖，圖45B是將第一 實施方式的變形例19的電平曲面分割成多個平面的圖。圖46是用于說明在變形例20中計算電平曲面體積的方法的一例的圖表。圖47是第二實施方式的指示體檢測裝置的簡要塊結構圖。圖48是第二實施方式的發送導體選擇電路及發送導體連接模式切換電路的簡要 結構圖。圖49A及圖49B是用于說明第二實施方式的發送導體的切換動作的圖。圖50是第二實施方式的接收導體選擇電路及發送導體連接模式切換電路的簡要 結構圖。圖51是用于說明第二實施方式的接收導體的切換動作的圖。圖52A及圖52B是用于說明第三實施方式的發送導體的切換動作的例子的圖。圖53A及圖53B是用于說明第三實施方式的發送導體的切換動作的另一例子的 圖。圖54是第四實施方式的指示體檢測裝置的簡要塊結構圖。圖55是表示周期信號的初始相位的分散例子的圖。圖56是表示第四實施方式的發送信號的合成波形(無相位分散)的圖表。圖57是表示第四實施方式的發送信號的合成波形(相位分散模式0)的圖表。圖58是表示第四實施方式的發送信號的合成波形(相位分散模式1)的圖表。圖59是表示第四實施方式的發送信號的合成波形(相位分散模式2-1)的圖表。圖60是表示第四實施方式的發送信號的合成波形(相位分散模式2-2)的圖表。圖61是表示第四實施方式的發送信號的合成波形(相位分散模式3)的圖表。圖62A是現有交叉點型靜電耦合方式的指示體檢測裝置的感測部的簡要結構圖， 圖62B是用于說明現有交叉點型指示體檢測裝置的位置檢測原理的圖。
具體實施例方式下面參照附圖對用于實施本發明的方式進行說明。以下述項目的順序進行說明。1.第一實施方式(頻率多路傳輸(Multiplexing)時的組內掃描的例子)2.第二實施方式(頻率多路傳輸時的塊單位切換掃描的例子)3.第三實施方式(頻率多路傳輸時的全部導體對象掃描的例子)4.第四實施方式(頻率多路傳輸時將多頻信號的初始相位分散的例子)(1.第一實施方式)在第一實施方式中，對本發明的指示體檢測裝置及指示體檢測方法的基本結構例 進行說明。在本實施方式中，將感測部的發送導體組和接收導體組分別分割成多個組，同時 供給(多路發送)對應每組而不同的頻率的信號(周期信號)。下面，將本實施方式的信號 供給方式稱作“頻率多路傳輸方式”，將所供給的多個周期信號統稱為“多頻信號”。其中，本發明的位置檢測方式是根據感測部的發送導體和接收導體之間的靜電耦合狀態的變化 來檢測指示體的位置的靜電耦合方式。(指示體檢測裝置的結構)圖1表示第一實施方式的指示體檢測裝置的簡要結構圖。指示體檢測裝置100主要包括感測部10、發送部20、接收部30、控制發送部20及 接收部30的動作的控制電路40。下面對各部分的結構進行說明。首先，參照圖1及圖2對感測部10的結構進行說明。其中，圖2是感測部10的簡 要剖視圖，是從圖1中的Y方向觀察的剖視圖。如該圖2所示，感測部10包括第一玻璃基 板15、由多個接收導體12構成的接收導體組11、墊片16、由多個發送導體14構成的發送導 體組13和第二玻璃基板17。并且，發送導體組13、墊片16、接收導體組11及第二玻璃基板 17，依次形成于第一玻璃基板15上。并且，在該第一實施方式中，在第二玻璃基板17—側(該第二玻璃基板17與第一 玻璃基板15相對的面的相反側)使用手指、靜電筆等指示體。并且，在該第一實施方式中， 代替第一玻璃基板15及第二玻璃基板17，也可以使用由合成樹脂等構成的薄片狀(薄膜 狀)基材。發送導體14及接收導體12，例如通過由ITO(Indium Tin Oxide，銦錫氧化物)膜 構成的透明電極膜、銅箔等形成。發送導體14的電極圖形例如可如下所述地形成。首先，例 如通過濺射法、蒸鍍法、涂敷法等，在第一玻璃基板15上形成由上述材料等形成的電極膜。 接著對所形成的電極膜進行蝕刻，形成預定的電極圖形。可同樣地在第二玻璃基板17上形 成接收導體12的電極圖形。其中，在利用銅箔形成發送導體14及接收導體12的情況下，還 可以利用噴墨打印機，以預定的電極圖形向玻璃板等上噴涂包含銅粒子的墨而進行制作。墊片16 例如由 PVB (Polyvinyl Butyral，聚乙烯醇縮丁醛)、EVA (Ethylene Vinyl Acetate,乙烯醋酸乙烯酯)、丙烯酸類樹脂等合成樹脂形成。并且，墊片16也可由高折射率 (高電介質)的硅橡膠構成。在由合成樹脂構成墊片16的情況下，例如如下所述地形成。首先，將合成樹脂薄 片夾入發送導體14及接收導體12之間。接著，對導體之間進行抽真空并加壓及加熱而形 成墊片16。并且，例如也可以使液體狀的合成樹脂流入發送導體14及接收導體12之間，然 后通過使合成樹脂固化來形成墊片16。如圖1所示，發送導體組13由在預定方向(圖1中的X方向)上延伸的多個發送 導體14構成，多個發送導體14相互分隔預定間距而并列配置。并且，接收導體組11由在 與發送導體14的延伸方向交叉的方向(圖1中的Y方向)上延伸的多個接收導體12構 成，多個接收導體12相互分隔預定間距而并列配置。發送導體14及接收導體12都由直線 狀(板狀)或預定形狀的導體形成。在該第一實施方式中，表示以直線狀形成的例子。在 該圖1中，表示發送導體14和接收導體12正交，但也可以是正交以外的角度，例如為發送 導體14和接收導體12傾斜交叉的結構。并且，從電特性看來，優選接收導體的寬度小于發 送導體的寬度。這是因為，通過減少浮動電容，可減少混入接收導體的噪聲。另外，在該第一實施方式中，將發送導體14的個數設為64個，將接收導體12的個 數設為128個。并且，在該第一實施方式中，發送導體14和接收導體12的配置間隔(間 距)都是3. 2mm。其中，本發明不限于此，發送導體14及接收導體12的個數以及間距，可根據感測部10的尺寸、所需的檢測精度等適當設定。并且，在該第一實施方式中，在發送導體組13中，從靠近接收部30 —側的發送導 體14設其索引(index)n為“0” “63”，在下面將與各索引η對應的發送導體14適當地記 為發送導體Υη。并且，在本實施方式中，在發送導體組11中，從遠離發送部20—側的接收 導體12設其索引m為“0” “127”，在下面將與各索引m對應的接收導體12適當地記為發 送導體Xm。并且，在該第一實施方式中，將發送導體組13及接收導體組11分別分割成16個 組(塊)。即，在以下說明中，將發送導體組13的組分別記為發送塊，將接收導體組11的組 記為檢測塊。該發送塊由4個發送導體14構成。各發送塊由相鄰的(索引η連續的)4個發 送導體14構成。更具體而言，在本實施方式中，將發送導體組13分割成檢測塊(Ytl Υ3}、 {Υ4 Y7I、…、(Y56 Y59I 以及(Y60 Y63I。同樣，檢測塊由8個接收導體12構成。各檢測塊由相鄰的(索引m連續的)8個發 送導體12構成。更具體而言，在本實施方式中，將接收導體組11分割成檢測塊 X7}、
{X8 X1J、…、(X112 X119I 以及(X120 X127I。其中，本發明不限于此，一組內的導體的數量、組數、組的方式(屬于同組的導體 的位置關系等)，可根據感測部10的尺寸、所需的檢測速度等適當設定，詳情在后面說明。如圖1所示，發送部20包括發送導體選擇電路22、多頻信號供給電路21和時鐘產 生電路23。發送導體選擇電路22、多頻信號供給電路21和時鐘產生電路23，依次從感測部 10 一側進行配置。多頻信號供給電路21與時鐘產生電路23相連接，其通過從時鐘產生電 路23輸出的時鐘信號進行控制。圖3表示多頻信號供給電路21的簡要結構的一例。該第一實施方式的多頻信號供給電路21由與發送導體組11的發送塊的數量相同 數量(16個)的周期信號生成部24構成。多個周期信號生成部24根據控制電路40的控 制，分別產生一定周期的周期信號。另外，在該第一實施方式中，關于由多個周期信號生成 部24產生的周期信號，從靠近接收部30 —側的周期信號生成部24產生的周期信號起，依 次將索引i設為“0” “15”。該16個周期信號是例如IOOkHz 250kHz為止以IOkHz為 跨度的16個頻率的信號。圖4表示周期信號生成部24的簡要結構。周期信號生成部24主要包括加法器241、選擇器242、D型觸發器(以下稱作 “D-FF” ) 243、矩形波R0M244、D-FF245。下面對各部分的結構進行說明。加法器241具有兩個輸入端子，具有一個輸出運算結果的輸出端子。在加法器241 的一個輸入端子上，從寄存器(圖示省略)輸入頻率數據(跳過數指定信號(Skipping over number designation signal))。該頻率數據是例如在IOOkHz 250kHz的期間表示一個 頻率的數字信號，通過控制電路40對每個周期信號生成部24進行設定。從該加法器241 的輸出端子輸出的運算結果，經由選擇器242輸入到D-FF243，D-FF243的輸出由輸入到加 法器241的另一個輸入端子。選擇器242是具有兩個輸入端子，具有一個輸出運算結果的輸出端子的選擇器 (selector)。向該選擇器242的一個輸入端子輸入來自上述加法器241的運算結果，從寄存器(圖示省略)向另一個輸入端子輸入初始相位數據。該選擇器242選擇并輸出所輸入 的運算結果或初始相位數據中的任一個。該初始相位數據例如是表示22. 5°、45°、90° 等的數字信號，通過控制電路40對每個周期信號生成部24進行設定。其中，在本實施方式 中，初始相位是0°。D-FF243用于暫時保存從選擇器242輸入的數據。并且，向該D-FF243輸入由時 鐘產生電路23產生的時鐘。并且，D-FF243在從時鐘產生電路23輸入的時鐘的邊緣的定 時，存儲從選擇器242輸入的數據。D-FF243的輸出向矩形波R0M244輸入，并且還向加法器 241輸入。矩形波R0M244例如是存儲8位X 256采樣的偽矩形波(Pseudorectangular wave)的數據的ROM (Read Only Memory，只讀存貯器)。周期信號生成部24，根據從時鐘產 生電路23供給的時鐘，與從D-FF243向控制電路40或專用讀取部輸入的信號對應地，指定 該矩形波R0M244的地址，讀取數據。如來自寄存器的頻率數據和初始相位數據發生變化， 則所讀取的地址也會變更，從矩形波R0M244讀取的矩形波數據的頻率、初始相位的數據發 生變化。但是，該周期信號生成部24，為了產生多個頻率，從矩形波R0M244指定地址并讀 取數據時，指定跳過地址的數。在根本不進行地址跳過，例如根據2. 56MHz時鐘讀取矩形波 R0M244的數據的情況下，被讀取的矩形波的頻率為2. 56MHz^256 = IOkHz0另一方面，地 址的跳過僅進行一次，例如根據2. 56MHz時鐘讀取矩形波R0M244的數據的情況下，被讀取 的矩形波的頻率為2. 56MHz+(256 + 2) = 20kHz。即，如跳過的地址數增加，則頻率上升。 其中，該數值例是用于說明的一例，不限于此。D-FF245用于暫時保存從矩形波R0M244輸入的矩形波數據。該D-FF245根據從時 鐘產生電路23供給的時鐘，將暫時保存的矩形波數據向發送導體選擇電路22輸出。下面，對周期信號生成部24的動作進行說明。如上所述構成的周期信號生成部 24，首先輸入從控制電路40向選擇器242輸出的復位信號時，由選擇器242選擇初始相位。 緊接著，由選擇器242選擇的表示初始相位的信號向D-FF243輸入而設定初始相位。前者 的處理進行至時鐘上升為止，后者的處理在時鐘上升后進行。接著，D-FF243根據由時鐘產生電路23產生的時鐘，向加法器241輸入表示初始相 位的信號。加法器241進行在從D-FF243輸入的表示初始相位的信號上加上頻率數據(跳 過數指定信號)的處理。緊接著，該加法器241將其運算結果經由選擇器242向D-FF243 輸出。在D-FF243上設定該運算結果即初始相位的信號加上頻率數據得到的值(相加值)。 該相加值從D-FF243供給給矩形波R0M244。并根據由時鐘產生電路23產生的時鐘，指定與 相加值對應的相應地址。與該指定的地址對應地，從矩形波R0M244讀取數據。該讀取的數 據經由D-FF245向發送導體選擇電路22輸出。其后，從D-FF243至加法器241的循環處理 反復進行與頻率數據的數相應的次數，進行加法處理。通過反復進行上述一系列的動作，可 得到目標頻率、初始相位的矩形波數據。另外，在該第一實施方式中，例示了向發送導體供給的周期信號的波形為矩形波 (在0伏特電位基準的上下方向振動的脈沖)的情況，但只要是具有一定周期的周期信號， 就不限于該例。例如也可以是將矩形波R0M244替換成正弦波ROM或脈沖波ROM，產生正弦 波或脈沖波(也可以是在O-Vcc之間振動的矩形波、反轉極性的負信號)的構成。上述矩形波，也可看作是以脈沖波的電位Vcc —半的電位作為基準而上下振動的矩形波。其中，周 期信號生成部24當然也能以不使用上述各種ROM的結構來實現。并且，在該第一實施方式中，將周期信號的初始相位設為0°，并且初始相位和頻 率設定一次后不變化，但周期信號生成部24產生的周期信號的頻率及初始相位不限于該 例。并且，周期信號生成部24在某個定時輸出周期信號，但輸出周期信號的周期信號生成 部24不限于該例。關于其他例子在后文進行說明。供給周期信號的發送導體14，根據控制電路40的控制由發送導體選擇電路22進 行切換。該第一實施方式中的發送導體選擇電路22由與發送導體組13的分割組數(16個) 相同數量的開關構成。圖5表示發送導體選擇電路22的內部結構。發送導體選擇電路22由用于選擇性地供給從頻率信號供給電路21供給的周期信 號的多個開關22a構成。該開關22a在各發送塊25上分別設有一個。各開關22a的輸出 側的四個端子22b，分別連接在對應的發送導體14上。并且，各開關22a的輸入側的一個 端子22c，分別與圖3所示多頻信號供給電路21的對應的周期信號生成部24的輸出端子 相連接。該開關22a形成下述結構以預定時間間隔，連接所選擇的發送導體14和輸出對 應的預定頻率fk(k = 0 15)的周期信號的周期信號生成部24的端子。并且，該開關22a 的切換動作通過控制電路40進行控制。圖6表示第一實施方式中的發送導體14的切換動作的一例。在該例中，首先，各發送塊25中最大索引的發送導體14即發送導體Y3、Y7、…、Y59 及Y63經由開關22a分別與對應的周期信號生成部24的輸出端子相連接(圖5的狀態)。接著，從多頻信號供給電路21的各周期信號生成部24輸出的、頻率相互不同的周 期信號，同時向由各發送塊25的開關22a選擇的16個發送導體14供給。在該狀態下，預 定時間期間進行指示體的位置檢測。接著，經過了預定時間時，開關22a將發送導體14切 換成位于索引η減少的方向上的相鄰的發送導體14，即發送導體Y2、Y6、…、Y58及Υ62。進 行切換后，向該16個發送導體14同時供給從多頻信號供給電路21的各周期信號生成部24 輸出的頻率相互不同的周期信號，進行位置檢測。反復進行上述動作并進行指示體的位置 檢測。然后，各發送塊25內的最小索引的發送導體14即發送導體U、…、Y56及Y6tl被 開關22a選擇，進行指示體的位置檢測后，各發送塊25內的最大索引的發送導體14再被開 關22a選擇，在各組內反復上述動作。此時優選的是，沒有被開關22a選擇的發送導體14與 任意的基準電位或地電位連接。如此，通過使沒有被開關22a選擇的發送導體與任意的基 準電位或地電位連接，可防止與沒有被選擇的發送導體重疊的噪聲，從而可提高耐噪性。其 中，發送導體14的切換動作順序不限于圖6的例子。關于其變形例在后面進行詳細說明。如上所述，在發送部20中，多個發送導體14劃分為各組由預定數量M(M為彡2的 整數，在圖5的例子中為M = 4)的導體組成的多個組。然后，將由多頻信號供給電路21產 生的各頻率的信號(周期信號)供給給構成各組的預定的發送導體14，并且在各組內依次 切換供給該周期信號的導體。通過如此構成，可同時向多個發送導體14供給用于進行位置 檢測的周期信號。在該例中，由于同時利用16個頻率，因而可將發送用于進行位置檢測的 信號花費的時間縮短為以往的1/16。
另外，在上述實施方式中，例如頻率在&至f 15較大的情況下，向與接收部30的距 離較遠一側的發送導體供給較低的頻率(例如，向與接收部30的距離較近一側的發送 導體供給較高的頻率(例如f15)時，接收靈敏度變好。另一方面，如圖1所示，接收部30由接收導體選擇電路31、放大電路32、A/ D (Analog to Digital，模擬到數字)轉換電路33、信號檢測電路34、位置計算電路35構 成。接收導體選擇電路31、放大電路32、A/D轉換電路33、信號檢測電路34、位置計算電路 35從感測部10 —側依次配置。該第一實施方式中的接收導體選擇電路31由與接收導體組11的檢測塊(16個) 相同數量的開關構成。圖7表示接收導體選擇電路31周邊的簡要結構。接收導體選擇電路31由多個開關31a構成。該開關31a在各檢測塊36上各設置 一個。各開關31a的輸入側的8個端子31b分別與對應的接收導體12連接。并且，各開關 31a輸出側的端子31c與對應的一個后述I/V轉換電路32a的輸入端子連接。并且，各開關 31a形成以預定時間間隔切換與I/V轉換電路32a連接的接收導體12的結構。I/V轉換電 路32a的輸出向切換開關32d輸出。切換開關32d是在每個預定時間依次切換與A/D轉換電路33連接的I/V轉換電 路32a而將電壓信號分時輸出到A/D轉換電路33的電路。形成這種結構的情況下，在接收 部30內，A/D轉換電路33以及在其后段配置的后述的電路組(同步檢波電路37等)只要 設置1個系統即可，從而接收部30的電路結構簡單。另外，該切換開關32d可設在放大電 路32內或A/D轉換電路33內的任意一個中。圖8表示通過開關31a切換接收導體12的切換動作。各開關31a的切換動作由控制電路40進行控制。在圖8的例子中，首先，設各檢 測塊36為在最小索引的接收導體12即接收導體\、\、…、X112及X12tl連接有開關31a的 狀態(圖7的狀態)。在該狀態下，預定時間的期間，在被選擇的多個接收導體12中同時進 行指示體的位置檢測，得到各組的輸出信號Sc^Sp -,S150接著，經過了預定時間時，開關31a將接收導體12切換而連接到位于索引m增加 的方向上的相鄰的接收導體12即接收導體Xp X9、…、X113及X121。進行該切換后，得到從 與開關31a連接的接收導體Xp X9、…、X113及X121輸出的輸出信號即各組的輸出信號； S1, -,S150之后，開關31a反復這種動作并進行指示體的位置檢測。然后，各檢測塊36內的最大索引的接收導體12即接收導體X7、X15、…、X119及X127 與開關31a連接，通過該多個接收導體12同時進行指示體的位置檢測。然后，開關31a與 各檢測塊36內的最小索引的接收導體12連接，在各塊內反復進行上述動作。此時優選的 是，沒有被開關31a選擇的接收導體12與任意的基準電位或地電位連接。如此，通過使沒 有被開關31a選擇的接收導體與任意的基準電位或地電位連接，可防止沒有被選擇的接收 導體受噪聲影響，從而可提高耐噪性。其中，接收導體12的切換動作順序不限于圖8的例 子。關于其變形例在后面進行詳細說明。如上所述，在接收部30中，多個接收導體14劃分為各組由預定數量的導體組成的 多個組，分別選擇構成各組的至少一個導體，并且依次切換構成各組的各導體。通過如此構 成，可同時從接收導體組11檢測用于進行位置檢測的輸出信號。在該第一實施方式中，由
16于將接收導體組11分割成16組，因而可將接收用于位置檢測的信號花費的時間縮短為以 往的1/16。放大電路32取得從接收導體12輸出的電流信號，將該電流信號變化成電壓信號 并進行放大。如圖7所示，該放大電路32包括與接收導體組11的檢測塊數量(16個)相 同數量的I/V轉換電路32a和切換開關32d，在一個檢測塊36上連接有一個I/V轉換電 路32a。在本實施方式中，I/V轉換電路32a由一輸入一輸出的放大器32b(運算放大器 Operational Amplifier)和與其連接的電容器32c構成。實際上，為了調整直流偏壓，與電 容器32c并列設置電阻元件、晶體管等，但在這里省略記載。A/D轉換電路33與放大電路32連接，將從放大電路32輸出的模擬信號轉換成數 字信號。該A/D轉換電路33與放大電路32連接。其中，在A/D轉換電路33上可采用公知 的A/D轉換器。如圖1所示，信號檢測電路34與A/D轉換電路33連接，從來自A/D轉換電路33 的輸出信號，從在多頻信號供給電路21產生的多個頻率的信號檢測目標頻率的信號。更具 體而言，該信號檢測電路34求出來自A/D轉換電路33的交叉點和該交叉點上的檢測信號 的電平。然后，信號檢測電路34在相鄰的交叉點之間連接該檢測信號的電平，計算出指示 體碰觸的交叉點[Xm、Yn]上成為頂點(或頂峰)的山形狀的電平曲面，作為位圖數據而輸出 到位置計算電路35。如圖9所示，該信號檢測電路34與周期信號生成部24對應地由具有與周期信號 數量(16個)相同數量的同步檢波電路37的信號檢測部34a構成。信號檢測部34a的輸 入端子與A/D轉換電路33的輸出端子連接。另外，在圖7中，說明了將發揮分時選擇電路 作用的切換開關32d設在I/V轉換電路32a的輸出側上的例子，但代替該切換開關32d，可 設置與檢測塊36相同數量的A/D轉換電路。圖9表示構成放大電路32的I/V轉換電路32a、A/D轉換電路33以及構成信號 檢測電路34的信號檢測部34a的連接關系、和信號檢測部34a的內部結構。I/V轉換電路 32a、A/D轉換電路33以及信號檢測部34a依次從接收導體12 —側被串聯連接。從接收導體12輸出的電流信號，由I/V轉換電路32a被轉換成電壓信號并被放 大。接著，其放大信號輸入到A/D轉換電路33，通過該A/D轉換電路33轉換成數字信號。 接著，被轉換的該數字信號輸入到信號檢測部34a。并且，在信號檢測部34a中檢測出與從 多頻信號供給電路21內的對應的周期信號生成部24輸出的周期信號相同頻率的信號而輸 出上述數字信號。信號檢測部34a主要由多個同步檢波電路37和與該同步檢波電路37連接的多個 寄存器38構成。寄存器38被劃分為4個區域38a 38d。寄存器38與發送導體選擇電 路22的發送塊25對應，并且寄存器38內的區域38a 38d的各區域與發送塊25內的發 送導體對應。例如，來自與供給到發送導體Y63 Y6tl的周期信號對應的接收導體12的輸 出信號被DFT15檢波而得到的數據，分別存儲在與該DFT15連接的寄存器38的區域38a 38d中。其中，也可以不是像上述例子一樣將寄存器38分割成四個區域38a 38d，而是相 對于一個DFT設置四個獨立的寄存器。同步檢波電路37從所輸入的信號檢測出目標頻率的信號。該同步檢波電路37僅 設有與周期信號相同數量(16個)，所述多個同步檢波電路37并列連接。關于多個同步檢波電路37中的哪個同步檢波電路37輸出什么頻率的信號，根據從控制電路40輸入的定時信 號，與多頻信號供給電路21的周期信號的產生和發送導體選擇電路22的發送導體14的切 換連動地進行控制。另外，在圖9的例子中，在多個同步檢波電路37中，從離A/D轉換電路 33較遠一側的同步檢波電路37起將其索引j設為“0” “15”，在下面，將與各索引j對應 的同步檢波電路37適當地記為DCTp第1段 第15段的同步檢波電路37 00； DCT15) 的輸入端子與A/D轉換電路33的輸出端子連接。其中，DCT (Discrete Cosine Transform) 表示離散余弦變換。圖10表示同步檢波電路37的簡要結構。同步檢波電路37主要由輸入端子370、產生檢測對象的頻率fk的周期信號的信號 源371、乘法器373、積分器374構成。從接收導體12經由A/D轉換電路33向同步檢波電 路37輸入檢測信號(輸出信號)時，該檢測信號經由輸入端子370向同步檢波電路37的 乘法器373供給。在這里，從信號源371向乘法器373輸入頻率fk的周期信號，檢測信號 與頻率fk的周期信號相乘而對目標信號進行檢波。然后，檢波信號向積分器374輸入，按 時間積分后輸出。如此，通過適當地設定在信號源371產生的周期信號的頻率fk，能對目標頻率的信 號(信號成分)進行檢波。噪聲信號具有對一定時間的輸出進行積分時與頻率fk不同的 成分被顯著抑制的特性。因此，通過利用積分器374對包含在輸出信號中的信號成分和噪 聲成分進行一定時間的積分，信號成分被放大，噪聲成分相互抵消而被壓縮。另外，通過利用π/2移相器，將相位從檢測信號偏移π/2而進行檢波，可對相 位與包含在檢測信號中的信號成分偏移η/2的頻率fk的周期信號進行檢波。S卩，形成 DFT(Discrete Fourier Transform 離散傅里葉變換)的構成，這在可檢測的相位范圍變大 的方面看來，適用于使用靜電筆的指示體檢測裝置中。返回圖9的說明。寄存器38與同步檢波電路37同樣設有與發送導體14(Ytl Y63) 相同的數量，其分別與各同步檢波電路37 (DCTciNDCT15)連接。各寄存器38 (寄存器38a 38d)保存由對應的同步檢波電路37檢測出的信號，根據來自控制電路40的定時信號，由位 置計算電路35讀取保存在該寄存器38中的信號。位置計算電路35從由同步檢波電路37的各寄存器(寄存器38a 38d)發送的 信號，檢測輸出了信號電平減少的信號的接收導體12及其頻率。然后，根據由從寄存器38 讀取的信號確定的接收導體12的索引m(0 127)和供給相應周期信號的發送導體14的 索引n(0 63)，計算出指示體的位置。與由多頻信號供給電路21產生周期信號并由發送 導體選擇電路22切換發送導體14的動作連動地，對接收導體組11整體進行上述的同步檢 波電路37的一系列的動作。其中，位置計算電路35不僅輸出放置指示體的交叉點的位置 (坐標)，還輸出放置有指示體的感測部10表面的面積、從指示體接受的壓力等信息。(位置檢測的原理)接著，參照

本實施方式的指示體檢測裝置中的指示體的位置檢測原理。 如上所述，本實施方式的檢測方式是交叉點型靜電耦合方式，根據感測部的發送導體及接 收導體之間的靜電耦合狀態的變化來檢測指示體的位置。首先，參照圖1IA及圖1IB說明在感測部10上存在和不存在指示體時發送導體14 及接收導體12之間的靜電耦合狀態的變化。其中，圖IlA是表示在感測部10上不存在指示體時的發送導體14及接收導體12之間的靜電耦合狀態的圖，圖IlB是表示在感測部10 上存在指示體時的發送導體14及接收導體12之間的靜電耦合狀態的圖。在感測部10上不存在指示體時(圖IlA的情況)，發送導體14及接收導體12之 間經由墊片16電容耦合，從發送導體14輸出的電場在接收導體12收斂。其結果，在發送 導體14及接收導體12之間流著預定值的電流。但是，在感測部10上作為指示體例如存在手指19時(圖IlB的情況)，接收導體 12處于不僅與發送導體14電容耦合，還經由手指19與大地電容耦合的狀態。在這種狀態 下，從發送導體14輸出的電場的一部分在手指19收斂，流經發送導體14及接收導體12之 間的電流的一部分經由手指19分流到大地。其結果，流入接收導體12的電流值變小。在 靜電耦合方式中，由接收部30檢測從該接收導體12輸出的電流值的變化而檢測指示體的 位置。接著，參照圖12A 圖12D說明手指19同時置于感測部10的多個交叉點上時的 位置檢測。圖12A表示手指19置于感測部10上的某個發送導體及接收導體的交叉點(Grid: 柵格)上時的指示體檢測裝置100。在這里，作為一例，著眼于發送導體Y6和接收導體X4以 及發送導體Y6和接收導體X122的交叉點。圖12B表示與發送導體Y6對應的接收導體X4及 接收導體X122的輸出信號。圖12C是表示與發送導體Y58對應的接收導體X7的輸出信號的 檢波波形的圖。圖12D是表示來自與發送導體Y2對應的接收導體X7的輸出信號的檢波波 形的圖。如上所述，在手指19不存在于感測部10上時，來自接收導體12的輸出電流為預 定值。但是，在手指19置于發送導體Y6和接收導體X4以及發送導體Y6和接收導體X122的 交叉點附近時，如參照圖IlA及圖IlB進行的說明，發送導體Y6和接收導體X4以及發送導 體Y6和接收導體X122之間的靜電耦合狀態發生變化，流入該交叉點中的接收導體X4及X122 的電流發生變化。此時，從接收導體X4及接收導體X122輸出的電流的頻率與向發送導體 Y6供給的周期信號的頻率對應。接收導體X4在檢測塊36 (參照圖7)內的檢測順序為第5，接收導體X122在檢測塊 36內的檢測順序為第3。因此，在同步檢波電路37中，以在某個時鐘下向發送導體14供給 接收導體X122的輸出信號的周期信號相同的頻率進行檢波，2時鐘后用該頻率對接收導體X4 的輸出信號進行檢波。如此，如圖12B所示，檢測出接收導體X4及接收導體X122的輸出信號 減少，可確定手指的位置。并且，在手指19沿著感測部10的任意一個接收導體12置于多個交叉點上時也同 樣能進行檢測。下面，對手指沿著同一接收導體12置于多個交叉點上時的檢測動作進行說 明。在本例中，設想下述情況手指19沿著感測部10的接收導體X7置于發送導體Y58 和Y2上(參照圖12A)，向發送導體Y58供給頻率f14的周期信號，向發送導體Y2供給頻率& 的周期信號。在這里，發送導體Y58在發送塊25 (參照圖5)內的供給順序為第3，同樣發送 導體Y2在發送塊25內的供給順序也為第3。因此，在同步檢波電路37的DCT14及DCTtl中， 接收導體X7的輸出信號與向發送導體14供給的周期信號的頻率14、&同時被檢波。如此， 如圖12C、圖12D所示，分別檢測出與發送導體Y58對應的接收導體X7以及與發送導體Y2對
19應的接收導體X7的輸出信號的電平減少，可確定手指的位置。在如上所述地構成的交叉點型靜電耦合方式中，通過檢測供給了周期信號的發送 導體14的索引n(0 63)、和檢測到輸出信號減少的接收導體12的索引m(0 127)，可確 定手指19的位置。而在投影型靜電耦合方式中，在存在手指重疊的情況下，不能確定手指 的位置。另外，存在向發送導體14供給的周期信號的供給順序根據交叉點(發送導體)的 場所而不同的情況，在這種情況下，可由同一接收導體12檢測流入各交叉點的電流的變化 的順序發生變化。即，不限于如手指19沿著接收導體X7置于發送導體Y58及Y2時那樣同時 進行。并且，在手指19置于感測部10的連續的多個交叉點上的情況下，可通過與上述相 同的原理進行檢測。在這種情況下，被檢測出的交叉點的位置也連續，可檢測置有手指19 的區域。即，可推定置于感測部10上的手指19的形狀。因此，在本實施方式中，不僅可推定 配置于感測部10上的指示體的位置，還可推定指示體的與感測部10相對的面的形狀。例 如，在感測部10上載置手掌的情況下，不僅可推定該手的位置，還可推定手掌的形狀。(指示體檢測裝置的動作)接著，參照

本實施方式的指示體檢測裝置100的動作。圖13表示用于說 明本實施方式的指示體檢測裝置100中的指示體的檢測步驟的流程圖。首先，多頻信號供給電路21內的各周期信號生成部24設定由控制電路40分配的 頻率的周期信號(步驟Si)。接著，接收部30的接收導體選擇電路31通過開關31a在各檢測塊36內選擇預定 的接收導體12，連接該被選擇的接收導體12和對應的I/V轉換電路32a (步驟S2)。接著，發送導體選擇電路22在各發送塊25內選擇供給周期信號的預定的發送導 體14 (步驟S3)。接著，多頻信號供給電路21向各發送塊25中選擇的預定的發送導體14 分別同時供給對應的周期信號(步驟S4)。其中優選的是，在向發送導體組13供給周期信 號之前預先選擇開始進行位置檢測處理時被選擇的各檢測塊36內的預定的接收導體12。接著，接收部30同時檢測來自在步驟S2被選擇的各檢測塊36的預定接收導體12 的輸出電流(步驟S5)。具體而言，首先，放大電路32將來自被選擇的預定接收導體12 (合 計16個接收導體12)的輸出電流變化成電壓后進行放大，將該放大信號向A/D轉換電路33 輸出。此時，由與接收導體12連接的I/V轉換電路32a將輸出電流變化為電壓后進行放大。 接著，A/D轉換電路33對所輸入的電壓信號進行A/D轉換，將轉換后的數字信號向信號檢 測電路34輸出。接著，信號檢測電路34從所輸入的數字信號同步檢波各頻率成分(步驟S6)。具 體而言，由與A/D轉換電路33連接的各信號檢測部34a，對由對應的接收導體12檢測出的 信號檢波出與向發送導體14供給的頻率相同頻率的信號。并且，信號檢測電路34將對預 定的接收導體12計算出的信號存儲到各寄存器38(區域38a 38d)中(步驟S7)。接著，控制電路40判斷在由步驟S2選擇的接收導體12上全部發送導體14的位 置檢測是否結束(步驟S8)。在被選擇的接收導體12上全部發送導體14的位置檢測沒有 結束的情況下，即步驟S8判斷結果為“否(NO) ”的情況下，返回步驟S3，切換發送導體選擇 電路22內的各發送塊25的開關22a，選擇不同于上一個的發送導體14。然后，通過多頻信號供給電路21向被選擇的多個發送導體14同時供給多頻信號。其后，直到被選擇的接收 導體12上全部發送導體14的位置檢測結束為止，反復步驟S3至S7。然后，關于被選擇的 接收導體12，全部發送導體14的位置檢測結束時，由位置計算電路35讀取存儲在寄存器 38中的相應接收導體12上的所有交叉點的信號。SP，參照圖1、圖5及圖7進行說明的話，例如接收導體&、&、…、X12tl被選擇時， 向發送導體Y3、Y7、…、Y63供給周期信號，進行位置檢測。在下一個時鐘下，接收導體不變 更，向發送導體Υ2、Υ6、…、Y62供給周期信號，進行位置檢測。反復該處理，向發送導體I、 Υ4、…、Y6tl供給周期信號并進行位置檢測時，各組內的發送導體的切換進行一輪，關于接收 導體X0, \、…、X120結束全部發送導體14的位置檢測(步驟S8的“是(YES)，，的狀態)。 在如此選擇的接收導體上全部發送導體的檢測結束時，過渡到步驟S9。另一方面，關于由步驟S4選擇的接收導體12，全部發送導體14的位置檢測結束的 情況下，即步驟S8的判斷結果為“是”的情況下，控制電路40判斷全部接收導體12的位置 檢測是否結束(步驟S9)。全部接收導體12的位置檢測沒有結束的情況下，即步驟S9的 判斷結果為“否”的情況下，返回步驟S2，切換接收導體選擇電路31內各檢測塊36的開關 31a，選擇不同于上一個的多個接收導體12(相當于步驟S2的處理)。并且與接收側的切 換并行地，切換發送導體選擇電路22內各發送塊25的開關22a，選擇不同于上一個(與步 驟S3起初選擇的相同)的發送導體14。然后，通過多頻信號供給電路21同時向被選擇的 多個發送導體14供給多頻信號。如此，切換接收導體12及發送導體14而繼續進行位置檢 測。然后，直到全部接收導體12上全部發送導體14的位置檢測結束為止，反復步驟S2至 S8。即，參照圖1、圖5及圖7進行說明的話，例如在選擇接收導體H…、X12tl的狀 態下，輪換各組內的發送導體14，關于接收導體\、&、…、X12tl,進行全部發送導體的位置檢 測。接著，切換為接收導體XpX9、…、X121，輪換各組內的發送導體14。反復該處理，依次切 換接收導體12。然后，輪換的最后關于接收導體X7、X15、…、X127，全部發送導體的位置檢測 結束時，過渡到步驟S10，如沒有結束，則返回步驟S2。位置計算電路35根據從同步檢波電路37輸入的接收導體12交叉點的信號，檢測 輸出了信號電平減少的信號的接收導體12及其頻率。然后，根據由信號電平確定的接收導 體12的索引n(0 127)、和供給相應周期信號的發送導體14的索引n(0 63)，計算出指 示體的位置(步驟S10)。在本實施方式中，如上所述地進行配置于感測部10上的指示體的 位置檢測。如上所述，在該第一實施方式中，向各組的預定的發送導體14同時供給(多路發 送)頻率相互不同的信號，由預定的多個接收導體12同時檢測指示體的位置。即，對發送 導體14及接收導體12之間的多個交叉點同時進行位置檢測處理。因此，根據本實施方式， 能縮短對多個交叉點進行位置檢測所花費的時間，能夠更高速地進行位置檢測。更具體地說明的話，在第一實施方式中，將發送導體組13及接收導體組11分別分 割成16個組，并列處理各組。因此，在本實施方式中，例如與以往一樣對全部交叉點依次進 行檢測處理時的檢測時間相比，其檢測時間可縮短為1/(16X16)。其中，組數量不限于該 例，并且僅將發送導體組13或接收導體組11中任一個進行分組化，也能得到縮短檢測時間 的效果。
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并且，在該第一實施方式中，說明了一個接收導體上全部發送導體的檢測結束后 切換成下一個接收導體而繼續進行位置檢測的情況，但不限于該例。可以在一個接收導體 上全部發送導體的檢測結束之前，切換成另一個接收導體而繼續進行位置檢測，最終感測 部10的全部交叉點的位置檢測完成即可。(變形例1)在上述第一實施方式中，如圖2所示，對在第一玻璃基板15的一個表面上夾著墊 片16形成有接收導體12和發送導體14的結構的感測部10進行了說明，但本發明不限于 此。例如可以在一張玻璃基板的雙面分別形成接收導體和發送導體。圖14表示其一例。圖14是變形例1的感測部的簡要剖視圖。該例的感測部50包括玻璃基板51、在玻璃基板51的一個表面(在圖14中為下表 面)上形成的多個發送導體52和在發送導體52上形成的第一保護層53。并且，感測部50 還包括在玻璃基板51的另一個表面(在圖14中為上表面)上形成的多個接收導體54、在 接收導體54上形成的第二保護層55和在第二保護層55上形成的保護薄片56。其中，該例 中的指示體的檢測面為保護薄片56 —側的面。該變形例1中，玻璃基板51、發送導體52及接收導體54可由與上述第一實施方式 相同的形成材料形成。并且，在該變形例1中，與第一實施方式相同地，可代替玻璃基板51， 使用由合成樹脂形成的薄片狀(薄膜狀)基材。并且，第一保護層53及第二保護層55，可 例如由SiO2膜、合成樹脂膜形成，作為保護薄片56，例如可使用由合成樹脂等形成的薄片部 件。該變形例1的感測部50與上述第一實施方式(圖2)的感測部10相比，能減少玻 璃基板的張數，因而能使感測部50的厚度變得更薄。并且，在該例的感測部50中，由于能 減少玻璃基板的張數，因而能提供更廉價的感測部。(變形例2)在變形例2中，根據圖15A及圖15B說明在玻璃基板的單側表面上形成發送導體 及接收導體時的感測部的結構例。圖15A表示變形例2的感測部的交叉點的剖視圖，圖15B 表示變形例2的感測部的透視圖。該例的感測部60包括玻璃基板61、在該玻璃基板61的單側表面上以預定圖形形 成的具有導電性的金屬部62、在金屬部62上形成的絕緣部63、多個發送導體64和多個接 收導體65。其中，省略保護層及保護薄片的記載。金屬部62例如是向與接收導體65延伸的方向交叉的方向延伸形成的大致呈線狀 的金屬。絕緣部63以覆蓋該金屬部62—部分的方式形成。在金屬部62的延伸方向的兩 端上設有發送導體64，設在該金屬部62的延伸方向兩端的各發送導體64之間通過該金屬 部62電連接。接收導體65跨越絕緣部63上方而形成，該接收導體65和金屬部62及發送 導體64電絕緣。其中，該圖15A、圖15B表示了發送導體64以覆蓋金屬部62及絕緣部63上表面 (附圖上方)一部分的方式形成的情況，但在本發明的實施中，不限于上述方式。由于只要 設在金屬部62的延伸方向兩端的各發送導體64之間通過該金屬部62電連接，就可達成設 置該金屬部62的宗旨，因而例如發送導體64不必覆蓋金屬部62的上表面。并且同樣地， 在該圖中記載了發送導體64覆蓋絕緣部63上表面的一部分，但不限于該例。只要接收導體65和發送導體64及金屬部62電絕緣即可，本發明不限于該方式。另外，在該例中，作為指示體的檢測面，可使用玻璃基板61的形成有導體的一側 的面以及與導體形成面相反的一側的面中的任一個面。在該變形例2中，接收導體65與上述第一實施方式相同地由直線形導體形成。另 一方面，發送導體64經由絕緣層63的開口部與金屬部62連接。即，供給周期信號的發送 導體64以夾著絕緣部63通過接收導體65下方的方式立體地布線。并且，在該變形例2中，玻璃基板61、發送導體64及接收導體65可由與上述第一 實施方式相同的形成材料形成。其中，在該例中，也與第一實施方式相同地，可代替玻璃基 板61，使用由合成樹脂形成的薄片狀(薄膜狀)基材。金屬部62可由具有高導電率的金屬材料例如Mo(鉬)、Al(鋁)等形成。由于金 屬部62與發送導體64的連接部分的尺寸微小，因而為了減小該連接部分的電阻，金屬部62 優選使用具有高導電率的金屬材料。并且，絕緣部62例如可由電阻等形成。該變形例2的感測部60與上述第一實施方式(圖2)的感測部10相比，能減少玻 璃基板的張數，從而能使感測部60的厚度變得更薄。并且，在該例的感測部60中，由于能 減少玻璃基板的張數，因而能提供更加低廉的感測部。并且，通過使發送導體和接收導體的 布線形成于同一層上，從而具有削減成本的效果。并且，該變形例2的感測部60與變形例1的感測部50相比，可得到如下所述的優 點。在該變形例2的感測部60中，作為指示體的檢測面使用與導體形成面相反一側的面的 情況下，玻璃基板61介于指示體與導體之間。在這種情況下，與變形例1的感測部50的情 況相比，指示體及導體之間的距離變寬，能減少來自指示體的噪聲的影響。(變形例3)在上述第一實施方式以及變形例1及2中，說明了發送導體和接收導體由在預定 方向上延伸的直線狀的一定寬度的導體形成的情況，但本發明的該發送導體及接收導體的 形狀不限于在預定方向上延伸且具有一定寬度。在這里，作為變形例3，說明發送導體的其 他結構例。圖16A表示變形例3的感測部中發送導體及接收導體之間的交叉點的放大圖，圖 16B表示面(Land)導體部73A的放大圖。在該變形例3的感測部70A中，如圖16A所示，接收導體74由直線狀一定寬度的 導體形成，發送導體71A由線狀導體部72和由寬度大于該線狀導體部72的寬度的ITO等 形成的面導體部73A構成。如圖16B所示，面導體部73A由以大致相同形狀形成的第一及第二面部73b、73c 和將該第一及第二面部73b、73c彼此電連接的大致呈直線狀的連接部73d構成。第一及第 二面部73b、73c形成具有頂部73a的大致三角形，在該頂部73a與線狀導體部72電連接。 然后，第一面部73b和第二面部73c在與頂部73a相對的底部73e通過連接部73d電連接。通過將發送導體7IA的形狀形成如上所述的形狀，可增大交叉點附近的發送導體 的面積。其結果，當指示體靠近感測部時，由于從發送導體產生的電場更多地在指示體收 斂，因而提高檢測靈敏度。并且，由于導體面部73A呈設置了通過連接部73d連接第一面部 73b和第二面部73c而形成的凹部73f的形狀(大致呈H字形)，并通過將應用本發明的指 示體檢測裝置和采用電磁感應方式(EMR=Electro MagneticResonance)的指示體檢測裝
23置重疊而設置，構成檢測指示體的區域被共用化的輸入裝置的情況下，可抑制從電磁感應 方式的位置檢測裝置產生的電場引起的發送導體上的渦電流的產生。其結果，可防止電磁 感應方式的指示體檢測裝置因上述渦電流產生的損失(渦電流損失)導致檢測靈敏度降 低。并且，圖17表示變形例3的另一例的感測部的發送導體和接收導體之間的交叉點 的放大圖。本例的感測部70B中，發送導體71B由線狀導體部72和從變形例3的結構進行改 善的面導體部73B構成。與變形例3的不同點在于，相對于變形例3中所示的面導體部73A 將第一及第二面部73b、73c形成為大致三角形，該變形例中，第一及第二面部73g、73h形成 大致梯形。在本變形例中，與變形例3的第一及第二面部73b、73c的頂部73a相當的部分 即上底部73i處與線狀導體部72電連接。關于其他部分，由于與圖16所示的變形例3相 同，因而在圖17中對該相同部分標注與圖16相同的編號，省略說明。該面導體部73B與在變形例3中說明的面導體部73A比較的話，由于該面導體部 73B為沒有頂部73a (沒有銳角部分)的形狀，因而與面導體部73A相比電流的流路變寬。 其結果，在面導體部73B與線狀導體部72的連接部分上不產生電流的集中，電流擴散。艮口， 由于在作為面導體部73B的兩端的上底部73i-73i之間電流變寬而流過，因而該上底部 73i-73i之間的電阻值不會上升。其結果，與變形例3(圖16)所示的發送導體的例子相比， 導電特性進一步提高。如此，通過如本變形例一樣構成感測部的交叉點周邊的發送導體形 狀，可進一步提高導電特性。該上底部73i的形狀優選的是，不存在銳角部分，除了上述形 狀以外，例如也可以形成曲面狀。并且，在本變形例的感測部70B中，例示在面導體部73A、 73B上形成兩個凹部73f的情況而進行了說明，但該凹部不限于形成兩個，例如也可以形成 四個以上。并且，變形例3的兩個例子(圖16、圖17)不限于交叉點型靜電耦合方式的指示體 檢測裝置的感測部，也可以應用于投影型靜電耦合方式的指示體檢測裝置的感測部等中。 并且，在該變形例3中，說明了對發送導體的面導體部的形狀進行研究的例子，但也可以在 交叉點周邊的接收導體上設置面導體部，形成相同的形狀。并且，面導體部可適用于變形例1(圖14)的由2層構成的感測部50及變形例 2(圖15)的由1層構成的感測部60中任一個。其中，在指示體檢測裝置與液晶面板等示裝 置一體構成的情況下，為了抑制來自液晶面板的靜電噪聲的影響，優選的是接收導體配置 在與液晶面板的掃描方向交叉的方向上。(變形例4)在采用了交叉點型靜電耦合方式的指示體檢測裝置中，從操作指示體的表面一 側，即從上方觀察感測部的情況下，多個接收導體與發送導體交叉，具有存在導體圖形的區 域和不存在導體圖形的區域。各導體由ITO膜等透明電極膜形成，但存在導體圖形的區域 的透射率，與不存在導體圖形的區域的透射率相比更低。其結果，在感測部上產生透射率的 不均。根據使用人員而有時該透射率的不均會引起注意。因此，在變形例4中，對消除這種 在感測部上的透射率不均的結構進行說明。圖18表示該例的感測部的簡要結構。在這里說明在變形例1 (圖14)的感測部50 上應用該例的結構的例子。在該例的感測部70C中，在不存在發送導體52及接收導體54
24的區域，設置例如由與導體相同的材料形成的第一透明電極膜333及第二透明電極膜334。 除此以外的結構是與變形例1 (圖14)的感測部50相同的結構。圖19A表示形成于感測部70C的玻璃基板一面(下表面)上的發送導體52及第 一透明電極膜333的結構。在該例中，在與發送導體52相同的面、且相互配置在附近的2 個發送導體52之間，配置矩形狀的第一透明電極膜333。第一透明電極膜333具有比發送 導體之間的尺寸稍微小的尺寸，以避免與發送導體52接觸，并夾著一些空隙與發送導體52 分離。另一方面，關于第一透明電極膜333在發送導體52的長度方向上的尺寸，設定為比 相互配置在附近的接收導體54之間的尺寸加上1個接收導體54的導體寬度而得到的尺寸 稍微小，在相互位于附近的2個接收導體54之間，被配置為延伸至各接收導體54的導體寬 度的大致1/2位置為止的位置關系。并且，圖19B表示形成于感測部70C的玻璃基板另一面(上表面)上的接收導體 54及第二透明電極膜334的結構。在該例中，第二透明電極膜334配置在與配置有接收導 體54的面相同的面上，關于其尺寸，可適用與規定第一透明電極膜333的尺寸時相同的方 法。即，第二透明電極膜334具有比接收導體之間的尺寸稍微小的尺寸，以避免與接收導體 54接觸，并夾著一些空隙與接收導體54分離。另一方面，關于第二透明電極膜334在接收 導體54的長度方向上的尺寸，設定為部分地覆蓋相互配置在附近的發送導體52。關于第一 透明電極膜333和第二透明電極膜334的尺寸及配置，主要是例如從操作指示體的一面側 (上方側)觀察感測部70C時，通過使發送導體52、接收導體54、第一透明電極膜333、第二 透明電極膜334的重疊關系構成為維持電絕緣并盡量使性質均勻，可對感測部70C整體抑 制透射率不均且保持均勻的光學特性即可。將在感測部70C的玻璃基板各面上形成的導體及透明電極膜分別如圖19A、圖19B 那樣配置時，從上方觀察感測部70C時，如圖18所示，在不存在導體圖形的區域也形成由與 導體相同的材料形成的第一透明電極膜333及第二透明電極膜334。其結果，可抑制感測部 70C上的透射率不均。其中，用于抑制透射率不均的第一透明電極膜333及第二透明電極膜334的形狀 不限于矩形，從上方觀察感測部70C時，由各透明電極膜形成的導體圖形和第一透明電極 膜333及第二透明電極膜334之間的重疊關系在光學上性質均勻即可，第一透明電極膜333 及第二透明電極膜334的形狀可根據由各透明電極膜形成的導體圖形的形狀適當決定。例 如，在該例中，舉出了將矩形狀的多個透明電極膜沿著發送導體或接收導體所延伸的方向 以預定間隔配置的例子，但也可以將該多個透明電極膜形成為1張電極膜。(變形例5)在上述第一實施方式中，說明了發送導體及接收導體都是直線狀的導體、且兩者 正交的例子，但本發明不限于此。例如，發送導體及接收導體中至少一方也可由曲線狀的導 體構成。圖20表示其一例。圖20是表示變形例5中的感測部80的發送導體組82和接收導體組81的配置圖 形的圖。在該變形例5中，發送導體組82由不同直徑的環狀的多個發送導體82a構成，各 環狀的發送導體82a配置成同心圓狀，在半徑方向上相鄰的發送導體82之間的間隔為等間隔。另一方面，接收導體組81由從發送導體組82的中心以放射狀延伸而形成的多個直線狀的接收導體81a構成。多個接收導體81a在由發送導體組82形成的同心圓的圓周 方向上等間隔地配置。其中，在該圖20所示的變形例5中，例示了發送導體82a以等間隔 配置的情況，但該發送導體82a之間的間隔不必是等間隔，也可以根據實施方式而設定為 任意的間隔。該例的感測部80例如適合于檢測旋轉操作的情況。(變形例6)在上述第一實施方式中，如圖7所示，說明了在放大電路32內的放大器32b采用 一輸入一輸出的放大器的例子，但本發明不限于此。例如作為放大器可使用差動放大器。圖 21表示其一例。其中，在以下說明中，關于與圖7所示的第一實施方式相同的結構，標注與 圖7相同的標號而省略說明。圖21A表示變形例6的放大器的簡要結構，圖21B表示在放大電路上使用差動放 大器時的放大電路及其周邊的簡要結構。如圖21A所示，該變形例6的差動放大器85是二輸入一輸出的差動放大器。在該 變形例6中，在差動放大器85的各輸入端子上，各連接有一個相鄰的接收導體12。并且在 該變形例6中，接收導體組11由129個接收導體12構成。接收導體組11分割成16個由 接收導體12組成的檢測塊36。該檢測塊36由相鄰的(索引m連續的)9個接收導體12構 成。構成該各檢測塊36的接收導體12中的第9個接收導體(索引m最大的)，與相鄰的其 他檢測塊36共用。具體而言，在該變形例6中，接收導體組11被分割成檢測塊 XJ、 {X8 X15I、…、(X114 X12J 以及(X121 X128I。如該圖21B所示，接收導體選擇電路88構成為設有多個一對開關88a、88b。該一 對開關88a、88b分別設在各檢測塊36上。該一對開關88a、88b具有9個共用的輸入端子 31b。該共用的輸入端子31b分別與對應的接收導體12連接。一對開關88a、88b的各輸出 側端部88c、88d分別與I/V轉換電路32a的輸入端子連接。與開關88a的輸出端子連接的 I/V轉換電路32a連接到差動放大器85的極性為“-”的輸入端子上，與開關88b的輸出端 子連接的I/V轉換電路32a連接到差動放大器85的極性為“ + ”的輸入端子上。一對開關 88a、88b構成以預定時間間隔依次切換與I/V轉換電路32a連接的接收導體12的結構。具 體而言，起初開關88a與接收導體Xtl連接，開關88b與接收導體X1連接時，在下一個預定時 間間隔開關88a切換連接到接收導體X1，開關88b切換連接到接收導體X2。之后，以預定時 間間隔切換依次連接的導體，在開關88a連接到接收導體X7,開關88b連接到接收導體X9 后，開關88a再次切換連接到接收導體Xtl,開關88b切換連接到接收導體Xl。如此在接收部使用差動放大器85的情況下，由于來自接收導體12的輸出中所含 的噪聲被差動放大器85抵消而消除，因而可提高耐噪性。(變形例7)在上述變形例6中，說明了與差動放大器連接的接收導體的個數為2個的情況，與 差動放大器連接的接收導體的個數可進一步增加。圖22表示其一例。圖22是變形例7的差動放大器的簡要結構。在該例的差動放大器86中，將同時與差動放大器86連接的接收導體12設為5個。 所述接收導體12使用相互相鄰的5個接收導體12。在圖22的例子中，將與差動放大器86 連接的5個接收導體12分別設為接收導體Xm_2 Xm+2，接收導體Xm_2 Xnri連接到差動放大器86的極性為“_”的輸入端子上，接收導體Xm+2 Xm+1連接到差動放大器86的極性為“ + ” 的輸入端子上。中央的接收導體Xm連接到預定參照電壓電平的端子上。其中，在差動放大 器86為單電源的情況下，接收導體Xm的電壓電平被設定為預定的參照電壓電平，在差動放 大器86為雙電源的情況下，接收導體Xm的電壓電平為零。構成這種結構時，可同時向差動放大器86輸入來自多個接收導體12的輸出信號。 其結果，由于差分信號的電平增大，因而積分信號也增大，可提高檢測靈敏度。并且，由于同 時向差動放大器86輸入輸出信號的接收導體的個數增加，因而還具有可檢測的范圍變寬 的優點。并且在該變形例7中，由于使用差動放大器86，因而可與變形例6相同地提高耐噪 性。另外，在圖22的例子中，省略了接收導體選擇電路31的圖示，在以后的附圖中也 僅在本發明說明中特別必要的情況下記載。關于發送導體選擇電路22的開關22a的記載 也相同。在這里，在該變形例7中，將連接到差動放大器86的中央的接收導體XmS定為預 定的參照電壓電平的原因如下。如在上述第一實施方式中的說明，在靜電耦合方式中，在指 示體所靠近的交叉點處，電流經由指示體向地電位分流，檢測出因該分流在交叉點處引起 的電流的變化。但是，如果指示體沒有充分被接地，則交叉點處電流的分流不充分。在這種 情況下，交叉點處的電流變化變小，位置檢測的靈敏度降低。但是，如該變形例7—樣，連接到差動放大器86的多個接收導體中、位于中央的接 收導體Xm成為參照電壓電平或零電壓時，即使在指示體沒有被充分接地的情況下，當指示 體靠近接收導體Xm時，電流的一部分也能經由指示體和接收導體Xm分流。其結果，可抑制 上述的靈敏度降低。(變形例8)在變形例6及變形例7中表示了利用差動放大器提高檢測靈敏度的例子，也可以 通過使向發送導體供給的周期信號相位反轉而提高檢測靈敏度。圖23是表示變形例8中的周期信號的供給方式的圖。該變形例8，在圖1所示的發送部20的多頻信號供給電路21和發送導體選擇電路 22之間設置將由周期信號生成部24產生的周期信號的相位反轉的相位反轉電路87。該相 位反轉電路87向發送導體Yn+1供給預定頻率fk的周期信號，向發送導體Yn供給由相位反 轉電路87進行相位反轉的頻率fk的周期信號。然后，在接收部30(參照圖1)中，從相鄰 的兩個接收導體Yn+1、Yn輸出的電流向兩個輸入端子都是“+”端子的二輸入一輸出的放大 器90輸入。如此，發送部20使用相位反轉電路87的情況下，由于指示體不靠近的話，在同時 檢測的來自2個接收導體Χη+1、Χη的輸出中包含著的信號被抵消，因而可提高檢測靈敏度。(變形例9)在上述變形例8中表示了為了提高檢測靈敏度而利用由發送部產生的周期信號 和將該周期信號進行相位反轉的相位反轉信號，接收部中使用二輸入一輸出的放大器的例 子，但也可以不使用相位反轉信號，而為了提高檢測靈敏度的同時擴大檢測范圍，可向多個 發送導體供給相同頻率的周期信號，接收部中使用多輸入一輸出的放大器。圖24表示其一 例。
圖24表示變形例9中的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式。如該變形例9，在接收部30中使用兩個輸入端子都是“ + ”端子的二輸入一輸出的 放大器90的情況下，向兩個發送導體14供給相同頻率的周期信號。如此向多個發送導體14供給相同頻率的周期信號，并相加來自多個接收導體12 的輸出信號的情況下，不僅能使被檢測出的輸出信號的電平增大，而且還能擴大檢測范圍。 在相加來自多個接收導體的輸出信號的情況下，由于能擴大檢測范圍，因而特別適合于感 測部10的位置檢測區域大的情況。另外，在該變形例9中，說明了將供給相同頻率的周期信號的發送導體14設為2 個單位，接收部相加2個接收導體12的輸出信號的例子，但本發明不限于此。也可以將供 給相同頻率的周期信號的發送導體14設為3個以上，與其相一致地，接收部的由放大器相 加的接收導體12的個數也設為3個以上。并且，在該變形例9中，說明了由放大器相加的接收導體12的個數與供給相同頻 率的周期信號的發送導體14的個數相同的情況，但本發明不限于此。也可以使供給相同頻 率的周期信號的發送導體14的個數與由放大器相加的接收導體12的個數不同。其中，在 使供給相同頻率的周期信號的發送導體14的個數與由放大器相加的接收導體12的個數相 同的情況下，可得到如下所述的優點。在發送相同頻率的周期信號的發送導體的個數與由放大器相加的接收導體12的 個數不同的情況下，感測部10上的最小檢測區域成為長方形，在靈敏度分布上產生各向異 性。在這種情況下，例如檢測與感測部10相對的面(下面簡稱為“相對面”)為圓形的指示 體時，該指示體的相對面不是以圓形而是變形為橢圓形狀等而被檢測出。相對于此，如變形 例9 一樣，發送相同頻率的周期信號的發送導體的個數與由放大器相加的接收導體12的個 數相同的情況下，感測部10上的最小檢測區域Smin成為正方形，可得到各向同性的靈敏度 分布。在這種情況下，即使相對面為圓形的指示體被配置于感測部10上，也能以圓形檢測 出該指示體的相對面。在第一實施方式(圖5)中，對向發送塊25內的發送導體14供給的周期信號的頻 率按每個發送導體分別不同的例子中頻率輪換的情況進行了說明，但本發明不限于此。例 如，如變形例9 一樣，即使在按相鄰的每2個發送導體14供給相同頻率的周期信號的情況 下，如上所述，可每隔預定時間使頻率輪換。圖25及圖26表示該例子。在圖25A及圖25B中所示的輪換例子中，首先，在某一時刻向發送導體Y2及Y3供 給頻率fQ (同相位)的周期信號(圖25A的狀態)。接著，預定時間之后，向Y。及Y1供給頻 率fo(同相位)的周期信號(圖25B的狀態)。S卩，圖25A及圖25B的例子是每隔預定時間 將供給相同頻率的周期信號的發送導體14移動2個單位的輪換例子。如此，進行每隔預定時間將供給相同頻率的周期信號的發送導體14移動2個單位 的輪換時，能以更高的速度進行指示體的檢測。并且，在圖26A至圖26C所示的輪換例子中，首先，在某一時刻向發送導體Y2及Y3 供給頻率fQ (同相位)的周期信號(圖26A的狀態)。接著，預定時間之后，向Y1及Y2供給 頻率fQ (同相位)的周期信號(圖26B的狀態)。接著，再經過預定時間之后，向Y。及Y1供 給頻率fQ(同相位)的周期信號(圖26C的狀態)。S卩，圖26A至圖26C的例子是每隔預定 時間將供給相同頻率的周期信號的發送導體14移動1個單位的輪換例子。
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如此，進行每隔預定時間將供給相同頻率的周期信號的發送導體14移動1個單位 的輪換時，由于向多個發送導體14供給相同頻率的周期信號，因而與在上述第一實施方式 表示的例子(參照圖5)相比，可進一步提高檢測精度。(變形例10)在上述變形例9中說明了下述情況通過將由接收側的放大器相加的接收導體12 的個數增加為2個、3個，輸出信號的電平曲線變寬(寬度變大)，檢測范圍擴大。但是，在 頻率多路傳輸方式(特別是不使用差動放大器的情況)中如接收導體的個數增加，則可能 因周期信號的合成，導致流入接收導體的電流大幅超過要檢測的電平，超過接收部30的放 大器等的動態范圍而飽和。圖27表示在變形例9(圖24)中檢測出的電平曲線的例子。如 圖27所示，電平曲線90X的上升、下降很快，電平較大。如接收導體12的個數增加為3個、 4個時，接收電平進一步上升，因周期信號的合成而導致流入接收導體的電流變大。因此，在 變形例10中，為了抑制因周期信號的合成流入接收導體的電流，并且使輸出信號的電平曲 線變寬，設為在接收導體之間接地的接收導體的結構。圖28表示其一例。圖28表示變形例10中的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式。在該變形 例10中，使用具有3個輸入端子的三輸入一輸出的放大器91。該3個輸入端子中，兩側的 輸入端子被連接到“ + ”端子上，中央的輸入端子被接地(下面稱為“0”端子)。并且，接收 導體選擇電路31(參照圖1)中，相鄰的任意3個接收導體Xm Xm+2中的、位于兩側的接收 導體Xm及Xm+2分別被連接到放大器91兩側的“ + ”端子上，位于中央的接收導體Xm+1被連接 到“0”端子上。即，將來自該中央的接收導體Xm+1的輸出信號的電平設為0 (零)。如此構成時，從該變形例10所示的放大器9輸出的輸出信號如圖28所示地表示 該輸出信號的電平的電平曲線91X，成為2個接收導體的“++”接收的情況同等或其以下的 大小、且與3個接收導體的“+++”接收同等的較寬的曲線形狀。即在該變形例10中，與電 平曲線91X的曲線形狀變寬對應地，其最大值與接收導體為3個的情況相比不用說，被抑制 成比接收導體為2個的情況時還小，并且，能使檢測范圍與接收導體為3個的情況相同。并 且，通過將接收導體中的一個接地，還能起到與將指示體接地的情況相同的作用。另外，由于來自接地的接收導體Xm+1的輸出信號為0，如圖28所示，也可以與接收 導體的連接方式對應地，使3個發送導體中的中央的發送導體接地。在這樣的情況下，不僅 能改善被檢測出的輸出信號的電平曲線，還對抑制耗電作貢獻。并且，即使是差動放大器也 發生周期信號的多路傳輸而引起的較小的波紋，因而與接收側的連接方式對應地，也可以 在發送側形成能獲得相同的信號電平的連接方式。如上所述，通過在接收導體之間設置接地的接收導體，可抑制電平曲線的波紋并 使電平曲線的形狀變寬。因此，可抑制電平曲線的電平并由多個接收導體同時檢測輸出信 號，坐標識別特性提高。并且，可抑制電平曲線的電平并將檢測范圍擴大到多個接收導體。圖29表示變形例10中的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式的另一例 子。在該例中，使用具有4個輸入端子的四輸入一輸出的放大器92。該放大器92的4個 輸入端子構成為，“ + ”端子和接地的端子(下面稱為“0”端子)交替地配置。接收導體選 擇電路31(參照圖1)中，將相鄰的任意4個接收導體& 乂㈣交替地連接到該放大器92 的“ + ”端子或“0”端子上。即，將相鄰的任意4個接收導體Xffl Xm+3中的Xm、Xffl+3接地，將 來自接收導體Xm、Xm+3的輸出信號的電平設為0 (零)。另外，如圖29所示，也可以與接收導
29體的連接方式對應地，將4個發送導體中每隔一個的發送導體Yn、Yn+2接地。另外，本發明 不限于此，也可以構成為接收導體X^Xm連接到“0”端子上，接收導體Xm、Xm+2連接到“ + ” 端子上的結構。在這里，例如在使用四輸入一輸出的放大器，將其全部端子設為“ + ”端子的情況 下，即使用由接收導體選擇電路31選擇的任意四個接收導體進行“++++”接收的情況下，因 周期信號的合成引起的波紋等影響，輸出信號的電平曲線超過放大器92的動態范圍而飽 和。但是，如圖29的例子一樣，在進行將接收導體每隔一個而連接的“+0+0”或“0+0+”接 收的情況下，即使網羅相同數量的接收導體，輸出信號的電平曲線也不會飽和。根據該圖29所示的變形例10的另一例子，與圖28的例子相同地，向多個發送導 體14供給相同頻率的周期信號，相加來自相隔一個接收導體的接收導體12的輸出信號。由 此，由于可適當抑制流入接收導體的電流并擴大檢測范圍，并且可使檢測出的輸出信號的 電平增大，因而可提高檢測靈敏度。并且，圖29所示的變形例的另一例子與圖28的例子相 同地，由于可擴大檢測范圍，并且可使檢測出的輸出信號的電平增大，因而特別適合于感測 部10上的位置檢測區域較大的情況。另外，在圖28及圖29所示的變形例10中，構成為將相同頻率的周期信號向發送 導體14供給時的發送導體14的供給圖形和由放大器相加的接收導體12的連接圖形相同。 在這種情況下，感測部10上的最小檢測區域成為正方形，可得到各向同性的靈敏度分布。(變形例11)作為用于提高由接收部30檢測的輸出信號的耐噪性的一例，通過使用差動放大 器來進行差動驅動。圖30作為其一例表示將四個接收導體作為檢測范圍的情況下的周期 信號的供給方式及輸出信號的檢查方式的例子。在圖30所示的變形例11中，使用四輸入一輸出的差動放大器93。該差動放大器 93的四個輸入端子構成為，“ + ”端子與“_”端子以相同極性相鄰而配置。然后，接收導體選 擇電路31 (參照圖1)將相鄰的任意四個接收導體Xm Xm+3中的接收導體Xm、Xm+1連接到該 差動放大器93的“ + ”端子上，將接收導體Xm+2、Xm+3連接到差動放大器93的“_”端子上。其中，如該變形例11 一樣，將接收部的信號檢測方式設為“++—”的情況下，優選 的是發送部的信號供給方式也與接收部的信號檢測方式一致。具體而言，例如相對于四個 相鄰的發送導體Yn Yn+3，從發送導體12的索引較小的一側開始將周期信號的相位設為 “反相、反相、同相、同相”而供給。為了實現該方式，如圖30所示，向發送導體Yn+2 Yn+3不 改變頻率fk的周期信號的相位而供給。另一方面，向發送導體Yn&Yn+1經由相位反轉器87 供給頻率fk的周期信號。在這里，圖30所示的電平曲線93X表示四個接收導體12的輸出信號的電平(輸出 值)。在接收部中使用這種差動放大器93的情況下，由于接收導體Xm、Xm+1的合成信號與發 送導體X^+yXm的合成信號中包含的噪聲在差動放大器93中被抵消，因而可提高耐噪性。但是，在使用差動放大器的情況下，實際上指示體與感測部碰觸(接觸)而得到的 輸出信號的電平變化為由圖30的虛線表示的S字一樣的特性。計算指示體的位置時，必須 是具有如電平曲線93X —樣的一個峰值的輸出信號。這是因為，表示該峰值的接收導體實 際上成為指示體碰觸的位置。具有一個峰值的該輸出信號，可通過對具有由波紋線表示的 S字形特性的輸出信號進行積分處理而得到。但是，積分處理引起噪聲的積累，其結果發生位置檢測精度變低之類的問題。因此，在變形例11中，接收部30的差動放大器的不同極性的輸入端子數量在左右 相同，取得指示體待檢測時檢測出的左右輸出信號的平衡。在圖31表示其一例。圖31表示四個接收導體為檢測范圍的情況下的周期信號的供給方式及輸出信號 的檢測方式的例子。在圖31的例子中，使用四輸入一輸出的差動放大器94。該差動放大器94的四個 輸入端子構成為，“ + ”端子與“_”端子左右對稱地配置。然后，接收導體選擇電路31 (參照 圖1)將相鄰的任意四個接收導體Xm Xm+3連接到該差動放大器94的四個輸入端子上。艮口， 相鄰的任意四個接收導體Xm Xm+3中的接收導體Xm+1、Xm+2連接到“ + ”端子上，接收導體Xm、 Xffl+3連接到“_”端子上。另一方面，與連接有接收導體12的差動放大器94的輸入端子的極 性對應地，發送部20經由發送導體選擇電路22，向由該發送導體選擇電路22選擇出的相鄰 的任意四個發送導體Yn Yn+4中的發送導體Yn+2及Yn+3供給頻率fk的周期信號，向發送導 體Yn及Yn+3供給經由相位反轉電路87將頻率fk的周期信號的相位反轉了的周期信號。由變形例11的差動放大器94得到的輸出信號，如圖31所示的電平曲線94X—樣， 成為具有一個峰值的輸出信號。其結果，不必對差動放大器的輸出信號進行積分處理，因而 能提高耐噪性。由此，能可靠地檢測出指示體向感測部指示時的信號。其中，在上述變形例11中，例示并說明了將連接到差動放大器的接收導體數量設 為四個的情況，但該接收導體的數量不限于四個(偶數)，也可將三個、五個(奇數)作為單 位。并且，進行相位反轉的不僅是接收導體側，也可以是發送導體側或接收導體側及發送導 體側。并且，如圖28的例子一樣，也可將中央的接收導體接地或連接到任意的基準電位上。并且，例示并說明了將上述變形例11中的差動放大器的輸入端子的配置設為 “-++_”的情況，但輸入端子的配置不限于該例，只要是左右對稱即可。因此，圖32表示四個 接收導體為檢測范圍的情況下的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式的另一例子。在圖32的例子中，使用四輸入一輸出的差動放大器95。其構成為將“ + ”端子與 “_”端子與圖31所示的變形例11的情況更換的配置。然后，接收導體選擇電路31 (參照圖 1)，將相鄰的任意四個接收導體Xm Xm+3連接到該差動放大器95的四個輸入端子上。艮口， 相鄰的四個接收導體Xm Xm+3中的接收導體Xm、Xffl+3連接到差動放大器95的“ + ”端子上， 接收導體Xm+1、Xm+2連接到差動放大器95的“_”端子上。另一方面，與連接有接收導體12的 差動放大器95的輸入端子的極性對應地，發送部20經由發送導體選擇電路22，向由該發送 導體選擇電路22選擇出的相鄰的任意四個發送導體Yn Yn+4中的發送導體Yn及Yn+3供給 頻率fk的周期信號，向發送導體Yn+1及Yn+2供給經由相位反轉電路87將頻率fk的周期信 號的相位反轉了的周期信號。即，圖32的例子是將差動放大器95的輸入端子的配置設為 “+—+”的例子。如此，即使將差動放大器95的輸入端子的配置設為“+—+”，也與圖31所 示的例子相同地不必對差動放大器的輸出信號進行積分處理，因而可提高耐噪性。(變形例12)在上述變形例11中，說明了四個接收導體為檢測范圍的例子，在變形例12中說明 三個接收導體為檢測范圍的例子。圖33A作為變形例12表示將三個接收導體設為檢測范圍的情況下的周期信號的 供給方式及輸出信號的檢測方式的例子，圖33B表示不同于變形例12的例子。
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在圖33A的例子中，使用三輸入一輸出的差動放大器96。該差動放大器96的三 個輸入端子構成為，“ + ”端子與“_”端子左右對稱地配置。然后，接收導體選擇電路31 (參 照圖1)，將相鄰的任意三個接收導體Xm Xm+2連接到該差動放大器96的三個輸入端子上。 即，將相鄰的三個接收導體Xm Xm+2中的接收導體Xm+1連接到“ + ”端子上，將接收導體Xm、 Xffl+2連接到“_”端子上。另一方面，與連接有接收導體12的差動放大器96的輸入端子的極 性對應地，發送部20經由發送導體選擇電路22，向由該發送導體選擇電路22選擇出的相鄰 的任意三個發送導體Yn Yn+2中的發送導體Yn+1供給頻率fk的周期信號，向發送導體Yn、 Yn+2供給經由相位反轉電路87將頻率fk的周期信號的相位反轉了的周期信號。并且，圖33B的例子是將圖33A的差動放大器的輸入端子的極性反轉了的例子。 在圖33B的例子中，使用三輸入一輸出的差動放大器97，三個輸入端子構成為，“ + ”端子與 “_”端子左右對稱地配置。然后，接收導體選擇電路31 (參照圖1)，將相鄰的任意三個接收 導體Xm Xm+2連接到該差動放大器97的三個輸入端子上。即，將相鄰的三個接收導體Xm Xffl+2中的接收導體Xm、Xm+2連接到差動放大器97的“ + ”端子上，將接收導體Xm+1連接到差動 放大器97的“_”端子上。另一方面，與連接有接收導體12的差動放大器97的輸入端子的 極性對應地，發送部20經由發送導體選擇電路22，向由該發送導體選擇電路22選擇出的相 鄰的三個發送導體14中的發送導體Yn及Yn+2供給頻率fk的周期信號，向發送導體Yn+1供 給經由相位反轉電路87將頻率fk的周期信號的相位反轉了的頻率fk的周期信號。在該圖33A及圖33B所示的例子中，為了取得從不同極性的輸入端子得到的輸出 信號之間的平衡，使通過所連接的接收導體的數量較少的極性的端子得到的輸出信號與通 過所連接的接收導體的數量較多的極性的端子得到的輸出信號平衡。即，使通過差動放大 器96(97)的“ + (_)”端子得到的輸出信號的電平成為2倍，使用該成為2倍的電平的輸出 信號和通過兩個“_(+) ”端子得到的輸出信號。在這里，使所設置的數量較少的極性的輸入 端子得到的輸出信號的電平成為幾倍，根據所連接的接收導體的數量較少一方的極性的輸 入端子數量和所連接的接收導體的數量較多的一方的極性的輸入端子數量而適當決定。根據變形例12，即使檢測對象的導體數量以奇數數量作為單位，也與變形例 11 (圖31及圖32)的例子相同地，可取得待檢測時檢測出的左右輸入信號的平衡。并且，根 據變形例12，除了與變形例11相同地提高耐噪性的效果以外，與變形例11相比能使最小檢 測區域Smin變得更小。(變形例I3)變形例13是對第一實施方式中實際上指示體碰觸到感測部時所得到的輸出信號 的電平曲線(電平特性)進行非線性處理的例子。參照圖34及圖35對變形例13進行說 明。圖34是表示普通的手指檢測時的信號電平的圖。通常，手指19等指示體碰觸到 感測部10的檢測面時由接收部30得到的輸出信號的電平曲線101成為如圖34所示的特 性。由指示體的碰觸而得到的輸出信號的電平，在指示體與感測部10的接觸部分中變得極 大，在指示體從感測部10懸浮的部分(非接觸部分)變得極小。即使包含指示體稍微從感 測部10懸浮的情況而進行識別處理，由于輸出信號的電平在上述兩個情況下大不相同，從 而難以進行準確的識別處理。因此，在變形例13中，通過信號檢測電路34對由指示體的接觸而得到的輸出信號進行檢波處理后，實施對數變換。通過進行這種非線性變換(對數變換)，能使輸出信號中 的較小電平的信號部分(非接觸部分)顯現，并且能抑制電平較大的信號部分(接觸部分) 的信號電平。圖35表示圖34的例子的電平曲線101表示的輸出信號的非線性處理后的電平曲 線例子。圖35的例子的電平曲線102的最大值被抑制，并且進行寬廣化。因此，指示體與 感測部10接觸及懸浮的附近的輸出信號在相鄰的接收導體上連續，能容易地進行指示體 附近的識別處理。其中，只要是非線性處理即可，不限于對數變換。根據該例子，將由指示體的碰觸得到的輸出信號暫時進行非線性變換，指示體與 感測部的接觸及懸浮的附近的輸出信號在相鄰的接收導體上連續，能容易地進行指示體附 近的識別處理。因此，可提高對指示體的識別特性。這種包含指示體附近的接觸面積的提 取，在后述的指示體的坐標、筆壓等識別中很重要。特別是，指示體在感測部上移動時，可減 少接收導體更換時的坐標誤差即更換前后的接收導體的選擇錯誤。(變形例14)變形例14是適合在第一實施方式中良好地進行手指等指示體從感測部的檢測面 懸浮的狀態(下面稱為懸停(hovering))下的識別的例子。到此為止指示體是否與感測部接觸的識別，如圖35所示，僅根據從感測部的接收 導體得到的輸出信號的電平曲線邊緣(上升部分)的傾斜度102A進行識別。例如，當該傾 斜度102A大時，識別為手指19等指示體與感測部接觸，當傾斜度102A小時，識別為指示體 從感測部懸浮。但是，由于放大器增益的設定變化等原因，接觸狀況的準確的識別變得困難。因 此，根據圖34至圖36對不受所檢測出的輸出信號的電平變化的影響而能識別懸停狀況的 方法進行說明。在該變形例14中，根據從感測部的接收導體得到的輸出信號的電平曲線的最大 值(下面，將該最大值稱為峰值)和其形態識別是否處于懸停狀態。因此，作為峰值(圖35 的箭頭長度)和形態的一例構成為具有下述部分的結構比計算單元，分別檢測邊緣的傾 斜度102A，獲得將該峰值除以邊緣的傾斜度102A而得到的值(比)；和懸停識別單元，根據 該比是否大于預定的閾值，識別指示體是否處于懸停狀態。具體而言，雖然沒有特別圖示， 但在信號檢測電路34上設置比計算單元及懸停識別單元的功能，將信號檢測電路34中的 識別結果向位置計算電路35發送。或者，比計算單元及懸停識別單元的功能，也可以代替 信號檢測電路34而設在控制電路40上。懸停識別單元具有如下的功能存儲用于判斷指示體是否處于懸停狀態的預定的 閾值，比較該預定的閾值和由比計算單元求出的峰值與邊緣傾斜度102A之比。該懸停識別 單元，當峰值與邊緣的傾斜度102A之比大于預定的閾值時識別為非懸停狀態，即識別為指 示體與感測部接觸的狀態。并且，懸停識別單元，當在比計算單元中峰值與邊緣的傾斜度 102A之比小于預定的閾值時識別為懸停狀態，即識別為指示體不與感測部接觸的狀態(非 接觸狀態)。并且，懸停識別單元，通過設置比之前的預定閾值小的值的第二閾值，比較該第 二閾值和由比計算單元求出的峰值與邊緣的傾斜度102A之比，能更加詳細地識別懸停狀 況的程度。接著，參照圖36對峰值及邊緣的傾斜度的求解方法的例子進行說明。
圖36表示將由接收部30檢測的輸出信號的電平(輸出值)標準化的例子。該例 子表示將由三個發送導體及接收導體檢測出的某個瞬間的輸出信號電平標準化的值。由于 在中央檢測出作為極大值的電平100，在其左右(發送導體的方向)分別檢測出電平50，因 而此時的邊緣的傾斜度成為100-50 = 50。并且，由于輸出信號的電平曲線的極大值為100， 因而要求出的比的值(邊緣的傾斜度(Gradient)/極大值)=(50/100) = 0.5。其中，在 該圖36所示的例子中，從非線性處理后的電平曲線102(圖35)求出輸出信號的峰值與邊 緣的傾斜度，但該傾斜度也可從非線性處理之前的電平曲線101求出。根據該圖36所示的例子，由于根據檢測出的輸出信號的電平曲線的極大值及其 形態的比來識別懸停狀況，因而可進行穩定的懸停狀況的識別。因此，不受到從感測部的接 收導體得到的輸出信號的電平變化的影響而能進行懸停狀況的識別。(變形例I5)變形例15是適合在第一實施方式中可靠地進行懸停檢測的例子。在檢測某個交叉點(或檢測區域)的懸停的情況下，同時工作的發送導體及接收 導體的數量一旦被選為預定的數量，之后被選擇的導體數量是固定的。但是，在這種結構 中，進行懸停的檢測時，檢測靈敏度降低，較大地受到噪聲的影響，從而不能進行可靠地的 懸停檢測。因此，在變形例15中，表示使同時工作的發送導體及接收導體的數量動態地發生 變化的例子。下面參照圖37及圖38對該工作進行說明。圖37表示指示體位于感測部附近的情況下的周期信號的供給方式及輸出信號的 檢測方式。并且，圖38表示指示體不位于感測部附近的情況下的周期信號的供給方式及輸 出信號的檢測方式。圖37及圖38所示的例子是與圖24的變形例9類似的結構。在該變形例9中，在 接收部30中使用四個輸入端子的極性都是“ + ”端子的四輸入一輸出的放大器98。相對于此，在圖37的例子中，選擇相鄰的兩個發送導體14而利用四個輸入端子中 的兩個。在發送部20中，優選將相同頻率的周期信號分別向相鄰的兩個發送導體14供給。 如此，在指示體位于感測部附近的情況下，將發送導體14及接收導體12分別選擇兩個而檢 測電流變化。關于指示體是否位于感測部的附近，可利用變形例13(圖34、圖35)或變形例 14(圖35、圖36)等進行檢測。另一方面，圖38所示的例子中，接收部30使用四輸入一輸出的放大器98，發送部 20選擇相鄰的四個發送導體14而供給周期信號。在這里，從發送部20供給的周期信號優 選的是將相同頻率的周期信號分別向相鄰的四個發送導體14供給。如此，在指示體不位于 感測部附近的情況下，將發送導體14及接收導體12分別選擇四個而增加數量。所述接收導體12及發送導體14的選擇由控制電路40進行。控制電路40接收來 自位置計算電路35的輸出而判斷感測部與指示體之間的距離，根據判斷結果指示在發送 導體選擇電路22及接收導體選擇電路31選擇的導體的位置與數量。在這里，關于懸停的動作，參照圖1、圖37及圖38對具體例進行說明。設想在某個定時，將發送導體14及接收導體12分別選擇兩個而執行掃描的情況 (圖37)。其中，以下說明中，由多頻信號供給電路21向構成發送導體組13的全部發送導 體14同時供給不同頻率的周期信號。
在這種情況下，首先，控制電路40控制接收導體選擇電路31，例如選擇接收導體 Xm+1、Xm+2。在該狀態下，接收部40對被選擇的該接收導體X^+pXM進行指示體的檢測。該接 收部30的檢測處理結束后，控制電路40控制接收導體選擇電路31，將接收導體相隔2個 地切換而選擇接收導體Xm+3、Xm+4。然后，接收部30對被新選擇的該接收導體Xm+3、Xffl+4進行 檢測。以后，反復該接收導體14的選擇和指示體的檢測，進行感測部10整體的掃描。在這 里，當接收部30沒有檢測出指示體時，即沒有檢測出來自放大器98的輸出信號時，控制電 路40控制接收導體選擇電路31，使由接收導體選擇電路31選擇的接收導體12的數量例如 增加為四個(圖38)，執行以后的掃描。如此將由接收導體選擇電路31選擇的接收導體14的數量從兩個變更為四個的情 況下，由于向放大器輸入的來自接收導體的輸出信號為四個，因而提高檢測靈敏度。并且由 于被選擇的數量從兩個增加到四個，因而還能縮短掃描感測部整體的時間。其中，在該變形例15中，將由接收導體選擇電路31選擇的導體的數量設為兩個或 四個，但導體的數量不限于四個，可由任意數量構成。并且，同時被選擇的接收導體14的數 量也不限于四個。即，控制電路40控制接收導體選擇電路31，設定為隨著感測部與指示體 的距離變遠，使由接收導體選擇電路31選擇的數量逐漸增加即可。并且，在圖37及圖38 的例子中，舉出了單端動作的放大器的例子，但也可以是差動動作的放大器。另外，在該變 形例15中，由多頻信號供給電路21向構成發送導體組13的全部發送導體14同時供給不 同頻率的周期信號，但周期信號的供給不限于該例子。例如，可同樣切換從發送部20供給 的周期信號。根據本例，在判斷為在感測部的附近沒有指示體的情況下，控制為增加發送導體 14、接收導體12的數量，維持或提高檢測靈敏度，可實現可靠的懸停檢測。(變形例I6)變形例16是適合在第一實施方式中良好地實施所希望的高靈敏度且高速的全掃 描的例子。即，說明與由感測部檢測出的檢測信號的信號電平對應地粗略地進行指示體檢 測的動作。在這里，全掃描是指為了檢測指示體，并為了網羅感測部上的全部交叉點，隨時進 行電流變化的檢測處理(掃描)。優選的是全掃描能提高靈敏度且高速地進行。但是，對每 個或少數幾個發送導體及接收導體進行全掃描時靈敏度較低，并且掃描點變多，因而全掃 描的時間也變長。因此，在變形例16中，在沒有從感測部檢測到輸出信號時，增加一次檢測處理中 使用的發送導體及接收導體的數量，使掃描點粗糙(下面稱為“跳躍掃描”)。在跳躍掃描 中，增大最小檢測區域，以該最小檢測區域作為移動的最小單位來進行電流變化的檢測處理。為了實現該跳躍掃描，在信號檢測電路34中設置檢測輸出信號的有無的功能。該 信號檢測電路34將檢測結果發送給控制電路40。該控制電路40從信號檢測電路34接收 檢測結果，根據該檢測結果控制發送導體選擇電路22及接收導體選擇電路31選擇的導體 的數量。在這里，在沒有檢測到指示體時，即沒有檢測到輸出信號時，控制電路40控制發送 導體選擇電路22及接收導體選擇電路31，增加在信號收發中使用的發送導體14及接收導 體12的數量。并且，在檢測到指示體時，即檢測到輸出信號時，控制電路40控制發送導體選擇電路22及接收導體選擇電路31，減少被發送導體選擇電路22及接收導體選擇電路31 選擇的發送導體14及接收導體11的數量。在這里，根據圖1及圖38對跳躍掃描的具體例進行說明。進行全掃描而沒有檢測到輸出信號時，控制電路40將發送導體選擇電路22及接 收導體選擇電路31控制為，被選擇的發送導體14及接收導體12的數量分別為4個(發送 導體Yn Yn+4以及接收導體Xm Xm+3)，然后開始進行跳躍掃描。在被選擇的該4個接收導 體Xm Xm+3進行掃描后，控制電路40控制接收導體選擇電路31，將被選擇的接收導體偏移 4個進行接收導體X^-Xm (未圖示)的掃描。其后，該控制電路40反復進行發送導體14 及接收導體12的選擇及掃描、被發送導體選擇電路22及接收導體選擇電路31選擇的發送 導體14及接收導體12的切換，對感測部10整體反復進行該動作。然后，在某一步驟中檢 測到指示體時，控制電路40中止跳躍掃描而執行全掃描。如該例的跳躍掃描一樣將一次選擇的接收導體的數量設為4個的情況下，靈敏度 提高且檢測位置偏移較大，因而可提高靈敏度，并且縮短感測部整體的檢測時間。另外，雖 然在該例中將一次選擇的導體的數量設為4個，但不限于該例，被選擇的數量也可以設定 得多于全掃描的情況，可以是任意數量，例如2個、3個、5個等。并且，在該例中，說明了將 接收導體的可切換的數量設為4個的情況，可切換的數量不限于該例，例如在接收導體的 數量為4個的情況下，可考慮偏移2個，偏移3個，偏移4個。S卩，該例所示的偏移4個時， 起初在接收導體Xm Xm+4中接收信息后，切換為接收導體Xm+5 Xm+7，在偏移2個的情況下， 在接收導體Xm Xm+4中接收信息后，如切換為接收導體Xm+2 Xm+5。并且，在該例中例示了 發送導體和接收導體的數量都偏移4個的情況，但被選擇的數量可在發送導體和接收導體 之間不同。并且，說明了根據輸出信號的電平使一次選擇的發送導體及接收導體的數量增減 的情況，但不限于該例。例如只要是將發送導體或接收導體中任一方的數量增減等，實際上 可檢測輸出信號的有效面積(最小檢測區域)增減的方法，則可適用各種方法。另外，不僅可以根據被檢測的輸出信號的有無變更所使用的發送導體及接收導體 的數量，還可根據該輸出信號的電平的等級，變更所使用的發送導體及接收導體的數量。例 如當輸出信號的電平比預先設定的預定閾值大時使數量減少，當該輸出信號的電平比預定 閾值小時使數量增加。并且，該預定閾值不僅可以是1個，也可以設定2個以上。作為檢測 輸出信號的電平的方法，可舉出變形例13 (圖34、圖35)、變形例14 (圖35、圖36)等。根據該例，當沒有檢測到指示體時，通過增加一次選擇的發送導體及接收導體的 數量來使掃描點粗糙(跳躍掃描)。由此，可提高檢測靈敏度并可實現高速掃描。因此，在 第一實施方式(頻率多路傳輸方式)中適用變形例16的情況下，通過與頻率多路傳輸的協 同作用，與以往相比能大幅度地縮短一次全掃描所需的時間。(變形例I7)圖17是適合在第一實施方式中更準確地檢測或與感測部接觸的指示體的接觸部 分或靠近感測部的指示體的例子。如第一實施方式(圖2)、變形例(圖14)以及變形例2 (圖15)的例示，感測部 的結構有發送導體和接收導體夾著墊片配置的結構、各導體夾著玻璃基板配置成2層的結 構、各導體配置于同一層上的結構等。一般在使用墊片或玻璃基板的結構的情況下，即檢測面與發送導體及接收導體之間的距離不同的結構的情況下，由于在檢測面與發送導體及接 收導體之間發揮作用的電場的強度不同，因而由從感測部的檢測面分離的導體輸出的輸出 信號的電平曲線變寬，由靠近感測部的檢測面的導體輸出的輸出信號的電平曲線變尖。換 言之，從檢測面分離的導體輸出的輸出信號電平曲線的邊緣傾斜度較小，由靠近檢測面的 導體輸出的輸出信號電平曲線的邊緣傾斜度較大。在這里，圖39表示發送導體及接收導體為5個時的周期信號的供給方式及檢測方 式。在該圖39的例子中，使用五輸入一輸出的差動放大器99。該差動放大器99的5個輸 入端子構成為，在中央配置“0”端子，在其兩側分別配置2個“ + ”端子和“-”端子。并且，在 所述輸入端子上分別連接相鄰的5個接收導體Xm Xm+4。即，相鄰的5個接收導體Xm Xm+4 中的接收導體Xm、Xffl+1連接在“-”端子上，接收導體Xm+2連接在“0”端子上，接收導體Xm+3、 Xffl+4連接在“ + ”端子上。另外，與連接有接收導體12的差動放大器99的輸入端子的極性對 應地，5個發送導體14中的中央發送導體Yn+2被接地，向2個發送導體Yn+3、Yn+4供給的周期 信號通過將向其他2個發送導體Yn、Yn+1供給的周期信號fk由相位反轉電路87進行相位反 轉而供給。圖39所示的感測部的結構與變形例1 (圖14)的感測部50相同的情況下，由于發 送導體14配置于比接收導體12更靠近檢測面的位置，因而發送導體14的輸出信號的電平 曲線變寬，接收導體12的輸出信號的電平曲線變尖。這樣從接收側觀察的情況和從發送側 觀察的情況下電平曲線的形狀產生差異的結果，如圖39中虛線所示，存在即使指示體的形 狀為圓形的情況下也被檢測為橢圓形狀的可能性。因此，在變形例17中，從感測部的檢測面遠離配置的導體側的檢測寬度變窄，靠 近感測部的檢測面的導體側的檢測寬度變寬而進行檢測，從而防在接收側和發送側中輸出 信號的電平曲線形狀(檢測寬度)產生差異。圖40表示變形例17中的周期信號的供給方式及輸出信號的檢測方式。圖40的 例子的感測部與圖39的例子相同地，構成為與變形例1的感測部50相同的結構，使用相同 的差動放大器99。圖40的例子與圖39的例子的不同點在于，供給周期信號的發送導體14 選擇了 3個；以及被選擇的該3個發送導體14中的中央發送導體Yn+2被接地，并且向發送 導體Yn+3供給由相位反轉電路87進行相位反轉的周期信號。由此，例如以三維方式表示輸出信號的電平曲線，以某一閾值切出該形狀時，在發 送側和接收側，輸出信號的電平曲線的形狀(檢測寬度)幾乎相同，因而在檢測寬度上不會 產生差異。其結果，如圖40中虛線所示，被檢測出的形狀大致為圓形。即可調整發送側和 接收側的寬高比(縱橫比)。另外，在該變形例17中，表示了使用大致呈直線狀的發送導體和接收導體大致平 行的感測部的例子，但發送導體及接收導體的形狀等不限于在該例中表示的內容。例如，除 了發送導體和接收導體的形狀為直線狀的情況以外，也可以如變形例3中所示，使用設置 了具有比導體部的寬度大的寬度的面部的導體。并且，發送導體和接收導體的寬度也可以 形成為任意的寬度，其配置圖形例如可并列地形成為如變形例5所示的同心圓狀，各導體 之間的間距也可以變更為任意的間距。并且，不限于差動放大器，也可以是單端結構的放大
o并且，根據本例，由于從感測部的檢測面分離的導體側的檢測寬度變窄，靠近感測
37部的檢測面的導體側的檢測寬度變寬而進行檢測，以防在接收側和發送側輸出信號的電平 曲線形狀(檢測寬度)產生差異，因而能使寬高比(縱橫比)接近于1。即，能更準確地識 別出指示體與接觸面接觸的部分的形狀。例如可以將圓形檢查出為圓形，而不是橢圓。(變形例I8)變形例18是適合在第一實施方式中根據從感測部接收的輸出信號整體的電平 (輸出值)適當地控制所接收的信號的增益(下面稱為“接收增益”)的例子。在第一實施方式中，由信號檢測電路34的同步檢波電路37(圖10)從輸出信號檢 波出預定頻率成分的信號，自動增益控制電路(圖示省略)或控制電路40參照檢波出的該 特定頻率成分的信號(下面稱為“檢波信號”)的電平確定接收增益，對放大電路32設定接 收增益。但是，在向同步檢波電路37輸入特定頻率成分以外的信號(噪聲)的情況下，或 在接收了多個頻率的信號的情況下，不能容易地得到將所述信號合成了的信號的強度，不 能恰當地設定放大電路32的接收增益。其結果，存在放大電路32的輸出信號飽和的可能 性。因此，在變形例18中，除了從接收導體12的輸出信號檢波出特定頻率成分的單元 以外，設置得到該輸出信號的全頻率成分的信號電平的單元和參照該全頻率成分的信號電 平設定接收增益的單元。圖41表示變形例18中的指示體檢測裝置的接收部的塊結構圖。并且，圖42表示 絕對值檢波電路的塊結構圖。在該圖41的例子中，作為得到輸出信號的全頻率成分的電平 的單元的一例，表示檢測能量成分的絕對值檢波電路單元，在圖42的例子中，作為參照該 全頻率成分的信號的電平設定接收增益的單元的一例，表示設置有從絕對值檢波電路取得 全頻率成分的信號的電平的自動增益控制電路39B的例子。如該圖41及圖42所示，絕對值檢波電路39A設在第一實施方式的信號檢測部 34a(圖9)上，自動增益控制電路39B設在該絕對值檢波電路39A上。如圖42所示，絕對值檢波電路39A主要包括輸入端子390、對檢測信號(輸出信 號)的電平進行二次冪運算的乘法器391和對該乘法器391的輸出進行積分的積分器392。 從接收導體12經由A/D轉換電路33a向各絕對值檢波電路39A輸入檢測信號時，該檢測信 號在輸入端子390被分支而供給給乘法器391。向乘法器391輸入2個檢測信號，進行二次 冪運算。然后，在乘法器391被二次冪運算的檢測信號輸入給積分器392，按時間積分后輸 出o其中，關于絕對值檢波，除了對將上述輸出信號進行二次冪運算得到的能量成分 進行積分的方法以外，還可以是對輸出信號的電平的絕對值進行積分的方法，只要是能檢 測出全頻率成分的信號以及包含噪聲的信號的電平的方法即可。并且，絕對值檢波處理可 以是數字信號處理方法和模擬電路方法中的任一種。根據本例，由于根據對接收導體12的輸出信號進行絕對值檢波的信號(全頻率成 分的信號)的電平設定接收增益，因而能掌握所接收的多個頻率的信號以及包含噪聲的信 號的電平，能恰當地設定接收增益。(變形例I9)變形例19是適合在第一實施方式中改善由傳送路徑即發送導體及接收導體的懸 浮電容引起的周期信號的電平降低、相位延遲的例子。下面參照圖44A及圖44B，對變形例
3819進行說明。在第一實施方式中，從發送導體14的一側供給周期信號。圖43A表示單側供給時 的周期信號的供給方式，圖43B表示顯示了向發送導體Yk供給周期信號時的輸出信號的電 平的圖表。在該圖43B中，圖表的橫軸表示接收導體12的位置，縱軸表示輸出信號的電平。隨著遠離周期信號的供給側(在圖43A的例子中為發送導體14的右端)，即從靠 近周期信號的供給側的接收導體Xm+8到較遠的接收導體Xm，輸出信號的電平降低。同樣，相 位延遲也隨著從接收導體xm+8到較遠的接收導體xm變得最大。由此，在與周期信號的供給 側較近的接收導體xm+8和較遠的接收導體xm上產生電平差、相位差，其成為計算位置時的坐 標偏移的原因之一。特別是在利用ITO的感測部中，IT0的電阻值變高，較大地受到該傳送 路徑的影響。因此，在變形例19中，在發送導體14的兩端設置包含多頻信號供給電路21及發 送導體選擇電路22的發送部，向發送導體14從左右同時供給周期信號。圖44A表示變形例19中在發送導體14的兩端設置有發送部時的周期信號的供給 方式，圖44B表示顯示了在變形例19中向發送導體Yk供給周期信號時的輸出信號的電平 的圖表。在該圖44B中，圖表的橫軸表示接收導體12的位置，縱軸表示輸出信號的電平。如該圖44B所示，隨著從靠近周期信號的供給部的接收導體Xm及Xm+8遠離，輸出信 號的電平降低。在這里，由于從接收導體12兩側的接收導體至最遠的接收導體 Xffl+4的距離為圖44A的例子中分離最遠的接收導體Xm至接收導體Xm+8的距離的一半，因而 輸出信號的電平降低減半。同時相位延遲也減半。另外，在本例中，表示了在發送導體的兩端分別設置周期信號的供給部的例子，但 也可以將圖1的發送導體選擇電路22的輸出信號分支而向發送導體14的兩端供給。并且 供給周期信號的發送導體14當然可以為多個，而不只是一個。如此，根據本例，通過從設在發送導體14兩端的發送部在左右同時供給周期信 號，與以往的單側供給相比能改善周期信號的電平降低、相位延遲。因此，能大幅度地減少 接收導體12之間的電平差、相位差，從而可抑制檢測靈敏度降低。(變形例加)變形例20是適合在第一實施方式中檢測出手指等指示體與感測部的檢測面接觸 時的壓力(下面稱為“手指壓力”)的例子。到目前為止，手指壓力是設與感測部的檢測面的接觸面積存在比例關系而計算出 的。因此，例如細手指的人與粗手指的人以相同的力按壓檢測面的情況下，細手指的人的接 觸面積比粗手指的人的接觸面積小，從而細手指的人即使強力地按壓也會被識別為輕輕地 觸摸。因此，在變形例20中，根據手指等指示體與感測部的檢測面接觸時檢測出的輸出信 號的電平的空間分布(電平曲面)檢測手指壓力。圖45A表示指示體與感測部的檢測面接觸時檢測出的輸出信號的電平的空間分 布(電平曲面)例子的示意圖。有關輸出信號的電平曲面110可從感測部的交叉點上的電路變化求出。該電平曲 面110是例如由位置計算電路35(圖1)對信號檢測電路34的輸出進行解析而計算出的。 在這里，將位于得到高電平值的接觸面的大致中心的發送導體14的坐標表示為“0”，將配 置于其左右的發送導體14的坐標表示為“…』、-2、_1、1、2、3…”。關于接收導體12也相同。其中，電平曲面110中的電平值進行了標準化。如該圖45A所示，電平曲面110為將接 觸面的大致中心作為頂點(或極點)的山一樣的形狀，利用以預定電平值切取該電平曲面 110而得到的部分的體積推定手指壓力。作為簡單地求出按預定電平值以上切取電平曲面110而得到的空間的體積的方 法，例如有將電平曲面110分割成多個平面后從各平面的面積(二維電平值)的合計值得 到體積的方法。參照圖45B對該體積的計算方法進行說明。圖45B表示將電平曲面110分割成多個平面的例子。在圖45B的例子中，將電平 曲面111沿著發送導體(坐標“_2” “2”)分割成多個平面111 115。首先，分別求出 平面111 115的面積，將平面111 115的面積相加而得到電平曲面101的體積。此時 優選的是，對平面111 115的頂點的電平在預定電平值以上的平面求出其面積。在上述例子中，以將電平曲面分割成平面的面積的合計值作為該電平曲面的 體積，但也可以用數值解析方式對電平值及進行加權相加。并且，體積的計算方法不限 于分割的平面的合計值，也可以應用多維曲面近似(例如梯形近似、二乘近似(Square approximation)等)而計算體積。參照圖46對簡單地求出按預定電平值以上切取電平曲 面111而得到的空間體積的另一方法進行說明。圖46是表示發送導體的位置與分割的平面的面積的關系的圖表。橫軸表示發送 導體的位置，縱軸表示平面的面積。在該圖46中，曲線120上的數據點 S5分別表示對圖45B的平面111 115 求出的面積的值。并且，分別用線段連接發送導體的各坐標(“-2” “2”)和與其對應的 曲線120上的各數據點Si S5。另外，用線段連接各數據點Si S5的相鄰的數據點之間。 由此，在發送導體的位置“_2” “2”之間形成4個梯形。要求出的電平曲面111的體積相當于由圖46的橫軸即發送導體的位置“_2”及 “2”的直線以及曲線120包圍的部分的面積。但是，將上述電平曲面分割成多個平面后從各 平面的面積(二維電平值)的合計值得到體積的方法，由于是將數據點Si S5的值相加而 簡單地求出該體積，因此誤差不小。因此，關于圖46的例子，通過利用梯形近似求出4個梯形的面積合計值(斜線部 的面積)，近似電平曲面111的體積。首先根據梯形近似對各數據點賦予加權值。例如，賦予數據點Si加權1，同樣賦予 數據點S2加權2，賦予數據點S3加權2，賦予數據點S4加權2，賦予數據點S5加權1。體積 A是將“各發送導體(各數據點)的加權了的面積的合計值”除以“包含在各梯形中的加權 值的平均值”而求出。即，體積義如下體積= (IX S:+2 X S2+2 X S3+2 X S4+l X S5) /2在這里，加權值的平均值由將“各數據點的加權值的合計”除以“梯形的數量”而 求出。在該例子中成為(1+2+2+2+1)/4 = 2。另外作為另一例子，還可以利用二乘近似來進行計算。在這種情況下，將賦予各數 據點的加權值分別進行二次冪運算而與上述相同地計算出體積v2。S卩，體積v2如下體積V2 = (IX S:+4 X S2+2 X S3+4 X S4+l X S5) /3在這里，加權值的平均值由將“各數據點的加權值的平方的合計”除以“梯形的數 量”而求出。在該例子中成為(1+4+2+4+1)/4 = 3。
如該圖46所示，由于4個梯形的斜邊與曲線120之間的誤差較小，因而利用梯形 近似而得到的計算結果(斜線部的面積)與實際的電平曲面111的體積之間的誤差變小。 其結果，利用該梯形近似而得到的計算結果，與通過將電平曲面分割而得到的平面的面積 相加而得到的計算結果相比可得到準確的體積。另外，利用近似計算求出體積的情況下，由 于與計算將電平曲線分割成平面的面積相比計算簡單，因而可減輕位置計算電路35上施 加的負荷。另外，每單位面積的壓力的計算，可通過將電平曲面的體積除以接觸面積來計算 出。在這種情況下，可通過將如上所述地求出的體積除以圖45所示的接觸面積110A而求 出每單位面積的壓力。根據本例，根據利用將電平曲面分割而得到的多個平面的各平面面積(二維電平 值)而求出的體積檢測出指示體與感測部的檢測面接觸時的手指壓力，因而通過將該值作 為手指壓力值，可檢測出與觸摸感相應的手指壓力。上述的第一實施方式的各變形例，只要沒有特別的限制，則也可以應用于以后的 第二至第四實施方式。(2.第二實施方式)(指示體檢測裝置的結構)如在第一實施方式及變形例6 12、15 17中進行的說明，本發明的指示體檢測 裝置，可將不同頻率的周期信號供給給多個發送導體14，將來自多個接收導體12的輸出信 號集中而輸入到一個放大器。并且，也可以根據用途、所需的靈敏度等以一臺指示體檢測裝 置對在上述變形例6 12、15 17中說明的結構進行適當切換。即，也可以根據用途、所需 的靈敏度等以一臺指示體檢測裝置對向發送導體組13供給周期信號的方式及檢測來自接 收導體組11的輸出信號的檢測方式進行適當切換。圖47表示具有這種功能的指示體檢測 裝置的結構例。其中，在圖47中，對與第一實施方式(圖1)相同的結構標注相同的標號， 省去詳細的說明。第二實施方式的指示體檢測裝置150由感測部10、發送部151、接收部153和控制 發送部151及接收部153的動作的控制電路40構成。感測部10及控制電路40為與第一 實施方式相同的結構。發送部151具有多頻信號供給電路21、發送導體連接模式切換電路152、發送導體 選擇電路22和時鐘產生電路23。其中，多頻信號供給電路21、發送導體選擇電路22和時 鐘產生電路23為與第一實施方式相同的結構。發送導體連接模式切換電路152例如是選擇并切換向發送導體14供給周期信號 的供給方式的電路。具體而言，發送導體連接模式切換電路152是根據用途等適當選擇供 給周期信號的發送導體14的個數及供給位置、所供給的周期信號的頻率等的電路。例如發 送導體連接模式切換電路152切換要選擇上述變形例6 12、15 17中說明的周期信號 的供給方式等中的哪一個。然后，通過控制電路40控制發送導體連接模式切換電路152的 供給方式的選擇及切換動作。其中，該發送導體連接模式切換電路152的結構如后文所述。發送導體選擇電路22例如由多個開關等構成。該發送導體選擇電路22根據由發 送導體連接模式切換電路152選擇的周期信號的供給方式，選擇與發送導體連接模式切換 電路152的輸出端子對應的發送導體14并連接到上述發送導體連接模式切換電路152的輸出端子。其中，通過控制電路40控制發送導體選擇電路22中的發送導體14的選擇及切 換動作。如圖47所示，接收部153具有接收導體選擇電路31、接收導體連接模式切換電路 154、放大電路32、A/D轉換電路33、信號檢測電路34、位置計算電路35。接收導體選擇電 路31、放大電路32、A/D轉換電路33、信號檢測電路34、位置計算電路35為與第一實施方 式相同的結構。接收導體連接模式切換電路154例如是根據向發送導體14供給周期信號的供給 方式，選擇并切換來自接收導體組11的輸出信號的檢測方式的電路。具體而言，接收導體 連接模式切換電路154根據周期信號的供給方式、用途等適當選擇與一個放大器連接的接 收導體12的個數及位置關系、該放大器中的處理(相加或相減)等。例如接收導體連接模 式切換電路154切換要選擇上述變形例6 12、15 17中說明的輸出信號的檢測方式等 中的哪一個。其中，通過控制電路40控制接收導體連接模式切換電路154中的供給方式的 選擇及切換動作。接收導體選擇電路31例如由多個開關等構成，根據由接收導體連接模式切換電 路154選擇的輸出信號的檢測方式，選擇與接收導體連接模式切換電路154的輸入端子對 應的接收導體12并連接到上述接收導體連接模式切換電路154的輸入端子。其中，通過控 制電路40控制接收導體選擇電路31中的接收導體12的選擇及切換動作。(發送導體的切換)通過如上所述的結構，可在一臺指示體檢測裝置中，與用途、所需要的靈敏度等對 應地，適當設定向發送導體組13供給周期信號的供給方式以及來自接收導體組11的輸出 信號的檢測方式。在上述第一實施方式中，說明了從發送導體組13的各發送塊36 (參照圖1及圖7) 每隔預定時間選擇1個發送導體14的例子，但在本實施方式中，向構成發送塊的全部發送 導體14同時供給頻率各自不同的周期信號而進行位置檢測。然后，每隔預定時間切換供給 周期信號的發送塊而進行相同的位置檢測。下面，參照圖48及圖49A、圖49B對本實施方式的發送導體的切換例進行說明。在 本例中，例示說明1個發送塊161由相鄰的16個發送導體14構成的情況。由于1個發送 塊161由相鄰的16個發送導體14構成，因而向發送塊161供給的周期信號的頻率fk的數 量為“16”。因此，供給該周期信號的多頻信號供給電路21 (參照圖47)內的周期信號生成 部的數量為16個。其中，由于圖49B的切換動作僅與圖49A的發送塊161的切換動作的輪 換方向相反，因而在這里，僅對圖49A的例子進行說明。如圖48所示，發送導體連接模式切換電路152由16個開關152a構成。然后，該發 送導體連接模式切換電路152設置在多頻信號供給電路21和發送導體選擇電路22之間， 從多頻信號供給電路21供給頻率信號。開關152a是用于將從多頻信號供給電路21供給的周期信號同時向構成各發送塊 161的發送導體14供給的開關。該開關152a分別與多頻信號供給電路21的各周期信號生 成部24(參照圖47)連接。然后，該發送導體連接模式切換電路152被控制電路40控制而 進行切換動作。圖49A及圖49B表示發送導體的切換動作的一例。
首先，說明向發送塊{Yq Y15}的發送導體Yq Y15分別同時供給頻率f0 H5 的周期信號的狀態(圖49A的狀態)。從多頻信號供給電路21的各周期信號生成部24(參照圖3及圖47)輸出的頻率 f。 f15的周期信號，分別經由構成發送導體連接模式切換電路152的各開關152a供給給 發送塊{1 ￥15}的發送導體I Y15。在供給該頻率f。 f15的周期信號的狀態下，接收 部153進行位置檢測。該接收部153進行位置檢測后，發送導體連接模式切換電路152被 控制電路40的控制，將供給周期信號的發送塊切換成發送塊{Y16 Y31}，同時向發送導體 Y16 Y31分別供給頻率f。 f15的周期信號。然后，依次切換發送塊{Y32 Y48}…和每隔預 定時間供給周期信號的發送塊161，反復進行向各發送塊供給周期信號的動作和位置檢測。 并且，向發送塊{Y48 Y63}供給周期信號的動作和位置檢測結束時，發送導體連接模式切換 電路152被控制電路40的控制，將供給周期信號的發送塊恢復到發送塊{I Y15}而反復 進行上述切換動作。其中，在本例中，通過第四次切換恢復到原來的發送塊。通過如上所述地進行發送導體14的切換動作并構成發送導體選擇電路22及發送 導體連接模式切換電路152，可得到如下所述的效果。例如，如第一實施方式一樣從發送導 體組13的各發送塊每隔預定時間AT選擇1個發送導體14的情況下，位于發送塊161之 間的邊界上的發送導體14之間的檢測時間之差變大。下面舉例說明具體例。例如在第一實施方式中，在指示體位于發送導體Y15和Y16 之間的情況下，將從多頻信號供給電路21供給的周期信號供給給發送塊{I Y3}、{Y4 Y7}、…、{Y6(1 Y63}內的各發送導體1、\、…、Y6(1，接收部30檢測指示體后，通過控制電 路40的控制，發送導體選擇電路22每隔預定時間AT向索引增加的方向依次切換發送導 體14而檢測指示體的位置。在這種情況下，從多頻信號供給電路21供給的周期信號供給 給發送導體Y15及Y16之后下一次向該發送導體Y15及Y16供給周期信號為止的時間差即檢 測時間差成為16 AT。在這種情況下，例如指示體在像發送導體Y15及Y16之間這樣的發送 塊161之間的邊界附近移動時，該指示體的檢測精度降低。相對于此，在本實施方式中，由于以發送塊161單位切換發送導體14，因而位于發 送塊161之間的邊界上的發送導體14之間的檢測時間之差(AT)變短。其結果，在本例中， 即使指示體在發送塊161之間的邊界附近移動，也能精度良好地檢測該指示體。(接收導體的切換)并且，在上述第一實施方式中，說明了從接收導體組11的各檢測塊36每隔預定時 間選擇1個接收導體12的例子，但在本實施方式中對各檢測塊分別同時進行位置檢測，在 預定時間之后對其他檢測塊進行位置檢測。參照圖50及圖51對本實施方式的接收導體的切換例進行說明。在本例中，例示 說明1個檢測塊163由相鄰的16個接收導體12構成的情況。由于1個檢測塊163由相鄰 的16個接收導體12構成，因而放大電路內的I/V轉換電路32a (放大器)的個數與構成檢 測塊163的接收導體12的個數相同。即，放大電路32內的I/V轉換電路32a的個數為16 個。圖50表示本例的進行切換動作的接收導體連接模式切換電路的一個結構例。接 收導體連接模式切換電路154由16個開關154a構成。該接收導體連接模式切換電路154 設置在接收導體選擇電路31和放大電路32之間，從接收導體選擇電路31供給接收信號。
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開關154a是用于將從接收導體選擇電路31供給的接收信號同時供給給構成后段 的放大電路32的各I/V轉換電路32a的開關。該開關154a分別與放大電路32的各I/V轉 換電路32a連接。然后，該接收導體連接模式切換電路154被控制電路40(參照圖47)控 制而進行切換動作。圖51表示該接收導體的切換動作的一例。首先，接收導體連接模式切換電路154通過控制電路40的控制切換開關154a，將 檢測塊{Χο X15}內的全部接收導體12與構成后段的放大電路32的I/V轉換電路32a連 接(圖33的狀態)。接收部153對所連接的全部接收導體12同時進行指示體的位置檢測。接著，接收部153結束位置檢測時，通過控制電路40的控制，接收導體連接模式切 換電路154將開關154a從檢測塊(X0 X1J切換成檢測塊(X16 X3J，連接該檢測塊163 內的全部接收導體12和I/V轉換電路32a。接收部153對該所連接的全部接收導體12同 時進行指示體的位置檢測。其后，反復進行該切換動作，檢測塊{X112 X127}的位置檢測結 束時，接收導體連接模式切換電路154通過控制電路40的控制切換開關154a，將與I/V轉 換電路32a連接的檢測塊恢復成檢測塊{\ X1J，反復進行上述切換動作。其中，在本例 中，以第8次切換恢復到原來的接收塊。通過如上所述地進行接收導體12的切換動作并構成接收導體選擇電路31及接收 導體連接模式切換電路154，可得到如下所述的效果。例如，如第一實施方式一樣從接收導 體組11的各檢測塊每隔預定時間Δ t選擇1個接收導體的情況下，位于檢測塊之間的邊界 上的接收導體12之間的檢測時間之差變大。更具體說明的話，起初，在檢測塊{& &5}、 {X16 X31}、…、{X112 X127}內分別對XQ、X16、…、X112進行檢測，然后，每隔預定時間At 向索引增加的方向依次切換接收導體12而檢測指示體的位置時，接收導體X15&X16之間的 檢測時間差成為15At而變大。在這種情況下，例如指示體在像接收導體X15及X16之間這 樣的檢測塊之間的邊界附近移動時，該指示體的檢測精度降低。相對于此，在本實施方式中，由于以檢測塊163單位切換接收導體12，因而位于檢 測塊163之間的邊界上的接收導體12之間的檢測時間之差(At)變短。其結果，在本例中， 即使指示體在檢測塊之間的邊界附近移動，也能精度良好地檢測該指示體。(3.第三實施方式)在第三實施方式中，對發送導體14的切換動作的其他輪換例進行說明。其中，該 第三實施方式由于具有與第一實施方式中的指示體檢測裝置的結構相同的結構，因而對該 結構省略其說明。第三實施方式與第一實施方式的不同點在于，第一實施方式的輪換中，從多頻信 號供給電路21供給的頻率信號& f15分別所供給的發送塊25(參照圖5)固定，相對于 此，第三實施方式中的輪換中，向發送塊供給的頻率信號是切換的。圖52A及圖52B表示該 第三實施方式中的發送導體的切換動作的輪換例。其中，圖52B的切換動作僅與圖52A的 切換動作的輪換方向相反，因而在這里僅對圖52A的例子進行說明。首先，從多頻信號供給電路21供給的頻率& f15的周期信號分別同時供給到各 發送塊25內的最大索引的發送導體14即發送導體Y3、Y7、…、Υ55、Υ59及Υ63。然后，在供給 該頻率fo f15的周期信號的狀態下，接收部30進行位置檢測。接著，預定時間之后，從供給有周期信號的發送導體14向其索引η減少的方向切換到相鄰的發送導體。即，將上一次選擇的發送導體Υ3、Υ7、…、Y55、Y59及Y63分別切換成 Υ2、Υ6、…、Υ54、Υ58及Υ62。然后，分別向發送導體Υ2、Υ6、…、Y54、Y58及Y62同時供給頻率fQ、 f”…、f13、f14及f15的周期信號。并且，在供給該頻率fo f15的周期信號的狀態下，接收 部30進行位置檢測。反復進行這種的切換動作，頻率f^A、…、f13、f14及f15的周期信號 供給給發送導體\、Y4、…、Y54、Y58及Y6tl，接收部30進行位置檢測之后，控制電路40控制 多頻信號供給電路21，變更從該多頻信號供給電路21的各周期信號生成部24向各發送塊 25供給的周期信號的頻率。具體而言，從各發送塊25供給的頻率f^fp…、f13、f14及f15 分別供給給發送導體Y63、Y3、…、Υ51、Υ55、Υ59。然后，與上述相同地進行位置檢測動作。在 本實施方式中，如上所述地進行發送導體的切換。在如本例一樣的發送導體14的切換動作的輪換中，可得到如下所述的效果。在圖 48 圖49的例子中，由于一個頻率的周期信號同時供給給16個發送導體，因而在某一瞬間 集中在特定的部分進行位置檢測，但在該特定部分以外的部分不進行位置檢測。相對于此， 對全部發送導體(在本例中為64個)向相隔預定個數(在本例中為3個)的發送導體供 給周期信號，對全部發送導體依次進行切換(循環)。由此，不同頻率的周期信號供給給例 如相隔3個的發送導體，因而可在感測部整體均衡地檢測指示體的位置。另外，與發送導體14的切換動作的輪換相同地，也可以在接收部也對全部接收導 體(例如128個)檢測來自相隔預定個數(例如7個)的接收導體的輸出，對全部接收導 體依次切換(循環)。通過這樣構成，可得到與發送部相同的作用效果。(變形例1)在變形例1中，對發送導體14的切換動作的另一輪換例進行說明。其中，該變形 例1具有與第二實施方式中的指示體檢測裝置的結構相同的結構，因而對該結構省略其說 明。該變形例1與第二實施方式的不同點在于，第二實施方式的輪換中，將構成發送 導體連接模式切換電路152的16個開關152a以檢測塊161單位進行切換，相對于此，該變 形例1中將16個開關152a向發送導體14的索引增加的方向依次逐個切換。圖53A及圖 53B表示該變形例1的發送導體的切換動作的輪換例。其中，圖53B的切換動作僅與圖53A 的切換動作的輪換方向相反，因而在這里僅對圖53A的例子進行說明。首先，從多頻信號供給電路21供給的頻率& f15的周期信號分別同時向相鄰的 (索引η連續的)16個發送導體Y48, Y49, Y50…Y63供給。然后，在供給該頻率f0 f15的周 期信號的狀態下，接收部30進行位置檢測。接著，預定時間之后，控制電路40控制發送導體連接模式切換電路152，構成該發 送導體連接模式切換電路152的開關152a從上一次供給了周期信號的發送導體Y48 Y63 向其索引η減少的方向分別切換到相鄰的發送導體。即，頻率& &5的周期信號分別同時 供給給發送導體Y47 Υ62。并且，在供給該頻率& f15的周期信號的狀態下，接收部153 進行位置檢測。反復進行這種的切換動作，頻率f； f15的周期信號分別同時供給給發送 導體Ytl Y15，接收部153進行位置檢測之后，控制電路40控制發送導體連接模式切換電路 152，通過開關152a將所連接的發送導體Ytl及Y1 Y15分別切換成Y63及Ytl Y14。然后， 接收部153與上述相同地進行位置檢測動作。在變形例1中，如上所述地進行發送導體的 切換。
在如本例一樣的發送導體14的切換動作的輪換中，可得到如下所述的效果。由于 周期信號供給給相鄰的16個發送導體，并且將由相鄰的16個發送導體形成的組逐個地移 動發送導體，集中在特定的部分而進行位置檢測，因而能提高檢測精度。如上所述，在圖52A及圖52B以及圖53A及圖53B的例子中，對于多個發送導體 14，向彼此之間配置有預定個數P(P為>0的整數)的發送導體的預定的發送導體供給由 多頻信號生成電路產生的各頻率的信號，并且依次切換預定的導體。并且，對于多個接收導體12，選擇彼此之間配置有預定個數R(R為彡0的整數)的 接收導體的預定的接收導體，并且依次切換預定的導體。(4.第四實施方式)第四實施方式在第一至第三實施方式中抑制多個頻率的周期信號被重疊而供給 給信號檢測電路時的合成振幅(拍頻)。設想在第一至第三實施方式中同時向發送導體供給的多個不同頻率的周期信號 的初始相位一致為0度。由于在接收部30接收為多個不同頻率的周期信號的合成信號， 因而有可能該多個周期信號的拍頻變大，從而超過接收部30的動態范圍而飽和。并且，在 調整所檢測出的輸出信號的電平以防止飽和的情況下，有可能不能得到所希望的檢測靈敏度。因此，在本例中，設置用于控制從多頻信號產生部輸出的周期信號的相位的相位 控制單元，使多個周期信號的發送開始相位分散，從而抑制拍頻。圖54表示第四實施方式的指示體檢測裝置的簡要結構圖。指示體檢測裝置200主要由感測部10、發送部210、接收部30、位置計算部35、控 制發送部210及接收部30的動作的控制電路40構成。其中，在圖54中，對與第一實施方 式的指示體檢測裝置100(圖1)相同的結構，表示為相同的標號，省略詳細的說明。發送部210具有相位控制電路211、多頻信號供給電路21、發送導體選擇電路22 和時鐘產生電路23。其中，多頻信號供給電路21、發送導體選擇電路22和時鐘產生電路23 為與第一實施方式相同的結構。相位控制電路211用于將在多頻信號供給電路21產生的周期信號的相位變更后 向發送導體14供給。例如，該相位控制電路211可與圖4的多頻信號供給電路21內的周 期信號生成部24對應地設定初始相位。S卩，在圖1的指示體檢測裝置100的多頻信號供給 電路21中，通過控制賦予周期信號生成部24的初始相位的值來進行相位處理。其中，通過 控制電路40來控制在相位控制電路211中使哪個周期信號的相位移動何種程度。下面，以2個頻率的情況為例對發送開始相位的相位控制進行說明。圖55表示相對于頻率&的周期信號使頻率的周期信號的發送開始相位錯開而 分散時的各波形。在本例中，相鄰的周期信號分別為相反的相位。可以如上所述地將頻率 不同的周期信號之間的發送開始相位錯開，并且使相鄰的周期信號分別成為相反相位地進 行組合。由此，通過開始發送時、結束發送時的波形的上升、下降來使周期信號彼此抵消，可 防止向接收部30流入過大的輸出信號。另外在本例中，為了便于說明例示了 2個頻率，但不限于2個頻率，也可以是在其 以上的多個頻率。在后文描述多個頻率時的發送開始相位分散的方式。在奇數個頻率的情 況下，組合中剩余的頻率設為0度或180度即可。
其中，相位控制方法不限于本例。例如，相位控制電路211也可以與圖4的多頻信 號供給電路21內的周期信號生成部24對應地由16個移相器(圖示省略)構成。或者也 可以通過具有45度的相移電路、信號反轉電路、開關(均未圖示)，切換控制相移電路中的 相移次數、信號反轉電路中的相位反轉，按45度、90度進行相位控制。下面，例示多個周期信號的發送開始相位的方式。圖56 圖61表示將多個周期信號的初始相位以多個模式改變時的相位控制后 的多個周期信號的合成波形。在本例中，在多頻信號供給電路21中產生的周期信號與發 送塊個數(16個)對應地設為IOOkHz 250kHz的16個頻率，接收部30中的接收期間為 200 μ S。圖56是對16個頻率的周期信號沒有進行相位分散(參照表1)時的合成波形的 例子。即，是對IOOkHz 250kHz的16個周期信號不進行任何相位控制而向發送導體14 供給的情況。表 1相位分散無 接收期間200 μ s圖57是對16個頻率的周期信號每隔90度進行相位分散時(模式0 參照表2)的 合成波形的例子。在本例中，切換進行90度相移和反轉而進行相位分散。表2相位分散模式0 (每隔90度) 接收期間200 μ s圖58是對16個頻率的周期信號每隔士90度進行相位分散時(模式1 參照表3) 的合成波形的例子。在本例中，切換進行90度相移和反轉而進行相位分散。表3相位分散模式1 (每隔士90度) 接收期間200 μ s圖59是對16個頻率的周期信號每隔士45度進行相位分散時(模式2_1 參照表4)的合成波形的例子。在本例中，切換進行45度相移和反轉而進行相位分散。表 4相位分散模式2-1 (每隔士45度) 接收期間200 μ s圖60是對16個頻率的周期信號每隔士45度進行相位分散時(模式2_2 參照表 5)的合成波形的例子。在本例中，對向第1 第8發送塊供給的周期信號切換45度相移和 反轉、對向第9 第16發送塊供給的周期信號以第8和第9發送塊為邊界成為上下對稱的 關系而進行相位分散。表 5相位分散模式2-2 (每隔士45度、上下對稱)
接收期間200 μ s圖61是對16個頻率的周期信號每隔士22. 5度進行相位分散時(模式3 參照表 6)的合成波形的例子。在本例中，切換進行22. 5度相移和反轉而進行相位分散。表6相位分散模式3 (每隔士 22. 5度)
2110180312022. 54130337. 55140456150315716067. 58170292. 59180901019027011200112. 512210247. 5132201351423022515240157. 516250202. 5
接收期間200μ s
圖56 圖61所示的各相位分散模式的合成波形的結果如下所述
(模式)
相位分散(無) 相位分散(0) 相位分散(1) 相位分散(2-1) 相位分散(2-2)
(相位分散方法)(效果)
相位分散無大拍頻
相位分散每隔90度沒有效果
相位分散每隔士90度中拍頻
相位分散每隔士45度中拍頻
相位分散每隔士45度小拍頻(上下對稱)相位分散(3)相位分散每隔士22. 5度 中拍頻根據各相位分散模式的合成波形，如模式0的例子一樣，可知即使只是每隔90度 進行相位分散，合成波形的拍頻也不會變小。另一方面，如模式1 3的合成波形一樣，每 隔士90度等進行相位分散時拍頻變小。即，可知切換進行相移和反轉而進行相位分散較 好。特別是，在所測定的合成波形中，模式2-2時拍頻的抑制效果最大。模式2-2在全部發
52送導體(本例為16個)中對于前半(編號1 8)和后半(編號9 16)的發送塊使相位 分散模式反轉，在前半和后半部沒有相位分散模式的反復。相對于此，模式1，2-1，在發送塊 的編號1 16之間分別出現4次和2次的反復模式。模式3中，雖然沒有反復模式，但連 續的發送塊之間的相位差較少的情況較多。由此認為優選的是，進行合成的發送導體之間 的相位差的偏差盡量大，并且優選全部發送導體(在本例為16個)中沒有初始相位的重復 或較少的模式。根據本例，由于使多個不同頻率的周期信號的發送開始相位分散，因而在接收側 開始發送、結束發送時過渡電流不會變大，能使拍頻變小。由此，能抑制在接收部30檢測出 的輸出信號超過動態范圍，因而放大電路的接收增益的設定自由度增加，可得到較高的檢 測靈敏度。在上述第一至第四實施方式中，說明了至少將接收導體組分割成多個檢測塊的例 子，但本發明不限于此。例如也可以構成為，不分割接收導體組，并列處理與全部接收導體 連接的檢測電路，在全部接收導體上同時檢測輸出信號。以上說明的實施方式是用于實施本發明的優選方式的具體例，因而進行了技術上 優選的各種限定。但是，本發明在以上實施方式的說明中沒有特別限定本發明，本發明不限 于所述實施方式。例如以上說明中舉出的使用材料及其使用量、處理時間、處理順序以及各 參數的數值條件等都只是適合例，并且在說明中使用的各圖中的尺寸、形狀以及配置關系 等也只是大致表示實施方式的一例。因此，本發明不限于上述的實施方式的例子，在不脫離 本發明的要旨的范圍內，可進行各種變形、變更。例如，在上述的指示體檢測裝置中進行的一系列的處理可通過硬件來執行，也可 以通過軟件來執行。并且，執行這些處理的功能當然也可以通過硬件與軟件的組合來實現。 在通過軟件來執行一系列的處理的情況下，構成該軟件的程序可從程序記錄介質安裝到組 成專用硬件的計算機、或安裝各種程序而執行各種功能的例如通用的計算機等中。并且，在本說明書中，對存儲在程序記錄介質中的程序進行說明的處理步驟，可以 沿著所記載的順序按時間序列進行處理，但不一定必須按時間序列進行處理，并且還包含 并列或單獨執行的處理(例如并列處理或基于對象的處理)。
5權利要求
一種指示體檢測裝置，其特征在于，包括導體圖形，由配置于第一方向上的多個導體和配置于與所述第一方向交叉的第二方向上的多個導體構成；多頻信號生成電路，用于生成多個頻率的信號；第一導體選擇電路，對配置于所述第一方向上的多個導體中相互之間配置有預定數量N的導體的各導體，選擇性地供給由所述多頻信號生成電路生成的預定頻率的信號，其中N為≥0的整數；第二導體選擇電路，用于選擇性地切換配置于與所述第一方向交叉的第二方向上的多個導體；和信號檢測電路，用于檢測與由所述多頻信號生成電路生成的頻率的信號對應的各頻率的信號，該各頻率的信號是從所述第二導體選擇電路供給的表示所述導體圖形中的所述第一方向上的導體和所述第二方向上的導體的交叉點處的耦合狀態的信號。
2.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第一導體選擇電路將配置于第一方向上的多個導體劃分為多個組，各組由預定數 量M的導體構成，并且將由所述多頻信號生成電路生成的各頻率的信號供給到構成所述各 組的預定的導體，并且依次切換構成所述各組的導體，其中M為> 2的整數。
3.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第一導體選擇電路對配置于第一方向上的多個導體中相互之間配置有預定數量 P的導體的預定的導體，供給由所述多頻信號生成電路生成的各頻率的信號，并且依次切換 所述預定的導體，其中P為> 0的整數。
4.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第一導體選擇電路將配置于第一方向上的多個導體劃分為多個組，各組由預定數 量Q的導體構成，并且選擇預定的組，向構成被選擇的該組的各導體供給由所述多頻信號 生成電路生成的各頻率的信號，并且依次切換所述預定的組，其中Q為> 2的整數。
5.如權利要求2至4中任一項所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第一導體選擇電路將為了供給由所述多頻信號生成電路生成的各頻率的信號而 選擇的導體附近所配置的預定的導體設定為預定的電位。
6.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，關于選擇性地供給由所述多頻信號生成電路生成的預定頻率的信號的各導體，所述第 一導體選擇電路選擇相互配置在附近的至少2個導體。
7.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述多頻信號生成電路還生成相同頻率且相位不同的信號，所述第一導體選擇電路選擇由至少3個導體構成的多個導體，所述至少3個導體被供 給由所述多頻信號生成電路生成的相同頻率的信號，并且所述第一導體選擇電路將與被供 給到該多個導體中的配置于端部的導體的信號不同相位的信號供給到所述端部之間所配 置的導體。
8.如權利要求7所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述多頻信號生成電路還生成相同頻率且相位不同的信號，所述第一導體選擇電路選擇相互配置于附近的至少4個以上的偶數個導體，所述至少4個以上的導體被供給由所述多頻信號生成電路生成的相同頻率的信號，并且所述第一導 體選擇電路向所述偶數個導體中的一半數量的導體供給所述相同頻率且相位不同的信號。
9.如權利要求8所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第一導體選擇電路將所述相同頻率且相位不同的信號供給到所述至少4個以上 的偶數個導體中配置于所述端部之間且相互配置于附近的至少2個導體。
10.如權利要求2至4中任一項所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第一導體選擇電路從由多個導體構成的選擇導體切換到接下來應被選擇的多個 導體時，控制從由所述多個導體構成的選擇導體到接下來應被選擇的多個導體的移動距 罔。
11.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第二導體選擇電路將配置于第二方向上的多個導體劃分為多個組，各組由預定數 量的導體構成，并且分別選擇構成各組的至少一個導體，并且依次切換構成各組的各導體。
12.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第二導體選擇電路選擇配置于第二方向上的多個導體中相互之間配置有預定數 量R的導體的預定的導體，并且依次切換所述預定的導體，其中R為> 0的整數。
13.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第二導體選擇電路將配置于第二方向上的多個導體劃分為多個組，各組由預定數 量S的導體構成，并且選擇預定的組，選擇構成被選擇的該組的各導體，并且依次切換所述 預定的組，其中S為彡2的整數。
14.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第二導體選擇電路選擇相互之間配置有預定數量T的導體的預定的導體，其中T 為彡0的整數。
15.如權利要求11至13中任一項所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第二導體選擇電路將處于非選擇狀態的預定的導體設定為預定的電位。
16.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第二導體選擇電路選擇由至少3個導體構成的多個導體，并且將被選擇的所述多 個導體中的配置于端部之間的導體設定為預定的電位。
17.如權利要求7所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第二導體選擇電路選擇由包含相位不同的信號的至少3個導體構成的多個導體，所述信號檢測電路操作包含相位不同的信號的多個信號的相位而進行信號檢測。
18.如權利要求17所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述多頻信號生成電路還生成相同頻率且相位反轉的信號，所述信號檢測電路具有差動放大電路，將包含相位反轉的信號的多個信號供給到所述 差動放大電路而進行信號檢測。
19.如權利要求11至13中任一項所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第二導體選擇電路從由多個導體構成的選擇導體切換到接下來應被選擇的多個 導體時，控制從由所述多個導體構成的選擇導體到接下來應被選擇的多個導體的移動距 罔。
20.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，在基板的一面上配置有由配置于所述第一方向上的多個導體和配置于與所述第一方 向交叉的第二方向上的多個導體構成的導體圖形，并且在配置于所述第一方向上的多個導 體和配置于與所述第一方向交叉的第二方向上的多個導體交叉的區域，為了使相互電絕緣 而配置有絕緣材料，另外，配置于所述第一方向上的多個導體分別由相互電連接的多個面 形狀的圖形構成，配置于所述第二方向上的多個導體分別由線形狀的圖形構成，向所述面 形狀的圖形供給信號，經由所述線形狀的圖形進行信號檢測。
21.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，在基板的一面上配置有配置于所述第一方向上的多個導體，在所述基板的另一面上配 置有配置于與所述第一方向交叉的第二方向上的多個導體，并且配置于所述第一方向上的 多個導體分別由相互電連接的多個面形狀的圖形構成，配置于所述第二方向上的多個導體 分別由線形狀的圖形構成，向所述面形狀的圖形供給信號，經由所述線形狀的圖形進行信 號檢測。
22.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第一導體選擇電路向配置于第一方向上的多個導體中的、與所述第一方向交叉的 第二方向上所配置的多個導體的信號提取端側所配置的導體，供給由所述多頻信號生成電 路生成的各頻率的信號中的高頻信號，向配置于第一方向上的多個導體中的、遠離與所述 第一方向交叉的第二方向上所配置的多個導體的信號提取端側而配置的導體供給低頻信號。
23.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第一方向是相對于預定的中心點呈同心圓狀的多個導體的圓周方向，所述第二方 向是線狀導體從所述中心點放射狀延伸的方向。
24.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述第一導體選擇電路對配置于所述第一方向上的多個導體中相互之間配置有預定 數量N的導體的各導體的兩端部，供給由所述多頻信號生成電路生成的預定頻率的信號， 其中N為彡0的整數。
25.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，控制由所述第一導體選擇電路選擇的導體的數量，以與所述信號檢測電路所檢測出的 信號對應地向多個導體供給由所述多頻信號生成電路生成的預定頻率的相同的信號。
26.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，與由所述信號檢測電路檢測出的信號對應地，控制由所述第二導體選擇電路選擇的導 體的數量。
27.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述指示體檢測裝置還包括相位控制電路，控制從用于生成所述多個頻率的信號的多 頻信號生成電路輸出的多個信號的相位，抑制與由所述多頻信號生成電路生成的頻率的信號對應的各頻率的信號重疊并供給 到所述信號檢測電路時的合成振幅。
28.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，根據由所述信號檢測電路檢測出的信號的電平特性的最大值及其形態，識別所述指示 體從所述導體圖形懸浮的狀態。
29.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，所述指示體檢測裝置還包括檢波電路，用于檢測從所述第二導體選擇電路供給的所 述多個頻率的信號的電平；和增益控制電路，根據由所述檢波電路檢測出的所述多個頻率的信號的電平，控制從所 述第二導體選擇電路供給的信號的增益。
30.如權利要求1所述的指示體檢測裝置，其特征在于，根據由所述檢波電路檢測出的信號的電平的空間分布，檢測所述指示體對所述導體圖 形的壓力。
31.如權利要求30所述的指示體檢測裝置，其特征在于，根據由所述檢波電路檢測出的信號的電平的空間分布的體積以及所述指示體與導體 圖形的接觸面積，檢測所述指示體對所述導體圖形的壓力。
32.一種指示體檢測裝置，其特征在于，包括導體圖形，由配置于第一方向上的多個導體和配置于與所述第一方向交叉的第二方向 上的多個導體構成；多頻信號生成電路，用于生成多個頻率的信號；第一導體選擇電路，對配置于所述第一方向上的多個導體中相互之間配置有預定數量 N的導體的各導體，選擇性地供給由所述多頻信號生成電路生成的預定頻率的信號，其中N 為彡0的整數；第二導體選擇電路，用于選擇性地切換配置于與所述第一方向交叉的第二方向上的多 個導體；信號檢測電路，用于獲得與由所述多頻信號生成電路生成的頻率的信號對應的各頻率 的信號，該各頻率的信號是從所述第二導體選擇電路供給的表示所述導體圖形中的所述第 一方向上的導體和所述第二方向上的導體的交叉點處的耦合狀態的信號；和位置計算電路，根據由所述信號檢測電路檢測出的信號計算出指示體在所述導體圖形 上的位置。
33.一種指示體檢測方法，其特征在于，包括 第一步驟，生成多個頻率的信號；第二步驟，對由配置于第一方向上的多個導體和配置于與所述第一方向交叉的第二方 向上的多個導體構成的導體圖形中的、配置于所述第一方向上的多個導體中相互之間配置 有預定數量N的導體的各導體，選擇性地供給所述第一步驟中所生成的多個頻率中的預定 頻率的信號，其中N為> 0的整數；第三步驟，選擇性地切換配置于與所述第一方向交叉的第二方向上的多個導體；和 第四步驟，獲得與所述第一步驟中所生成的頻率的信號對應的各頻率的信號，該各頻 率的信號是從所述第三步驟中所選擇的導體供給的表示所述導體圖形中的所述第一方向 上的導體和所述第二方向上的導體的交叉點處的耦合狀態的信號。
34.如權利要求33所述的指示體檢測方法，其特征在于， 在所述第二步驟中，將配置于第一方向上的多個導體劃分為多個組，各組由預定數量M的導體構成，將在 所述第一步驟中生成的各頻率的信號供給到構成所述各組的預定的導體，并且在所述各組內依次切換供給所述頻率的信號的導體，其中M為> 2的整數。
35.如權利要求33所述的指示體檢測方法，其特征在于， 在所述第二步驟中，對配置于第一方向上的多個導體中相互之間配置有預定數量P的導體的預定的導體， 供給在所述第一步驟中生成的各頻率的信號，并且依次切換所述預定的導體，其中P為> 0 的整數。
36.如權利要求33所述的指示體檢測方法，其特征在于， 在所述第二步驟中，將配置于所述第一方向上的多個導體劃分為多個組，各組由預定數量Q的導體構成， 并且選擇預定的組，向構成被選擇的該組的各導體供給在所述第一步驟中生成的各頻率的 信號，并且依次切換所述預定的組，其中9為> 2的整數。
37.如權利要求33所述的指示體檢測方法，其特征在于， 在所述第三步驟中，將配置于所述第二方向上的多個導體劃分為多個組，各組由預定數量的導體構成，并 且分別選擇構成各組的至少一個導體，并且依次切換構成各組的各導體。
38.如權利要求33所述的指示體檢測方法，其特征在于， 在所述第三步驟中，選擇配置于所述第二方向上的多個導體中相互之間配置有預定數量R的導體的預定 的導體，并且依次切換所述預定的導體，其中R為> 0的整數。
39.如權利要求33所述的指示體檢測方法，其特征在于， 在所述第三步驟中，將配置于所述第二方向上的多個導體劃分為多個組，各組由預定數量S的導體構成， 并且選擇預定的組，選擇構成被選擇的該組的各導體，并且依次切換所述預定的組，其中S 為彡2的整數。
40.一種指示體檢測方法，其特征在于，包括 第一步驟，生成多個頻率的信號；第二步驟，對由配置于第一方向上的多個導體和配置于與所述第一方向交叉的第二方 向上的多個導體構成的導體圖形中的、配置于所述第一方向上的多個導體中相互之間配置 有預定數量N的導體的各導體，選擇性地供給所述第一步驟中所生成的多個頻率中的預定 頻率的信號，其中N為> 0的整數；第三步驟，選擇性地切換配置于與所述第一方向交叉的第二方向上的多個導體； 第四步驟，獲得與所述第一步驟中所生成的頻率的信號對應的各頻率的信號，該各頻 率的信號是從所述第三步驟中所選擇的導體供給的表示所述導體圖形中的所述第一方向 上的導體和所述第二方向上的導體的交叉點處的耦合狀態的信號；和第五步驟，根據所述第四步驟中所檢測出的信號，計算出指示體在所述導體圖形上的 位置。
全文摘要
本發明提供一種指示體檢測裝置和指示體檢測方法。通過靜電耦合方式檢測指示體的位置時，能更高速地進行位置檢測。對于由用于發送信號的多個導體和用于接收信號的多個導體交叉而成的導體圖形，同時向發送側的多個導體供給頻率相互不同的信號，在接收側檢測出與該多個不同頻率的信號對應的各頻率的信號，檢測出指示體在導體圖形上的位置。即，在發送側和接收側，分別在多個導體之間并列地執行信號處理。
文檔編號G06F3/03GK101930301SQ20101020853
公開日2010年12月29日 申請日期2010年6月18日 優先權日2009年6月18日
發明者小田康雄, 杉山義久 申請人:株式會社和冠