開關補償式交流穩壓調壓電源的制作方法

專利名稱：開關補償式交流穩壓調壓電源的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種新型開關補償式的交流穩壓、調壓電源裝置，為無工頻變壓器結構，適合于對50/60周、220/110V市電進行穩壓、調壓輸出。同時，也適合于各類專用或通用的交流電源。
現有的各種交流穩壓電源裝置，無論其原理如何，都具有工頻變壓器或工頻大電感部件，因而具有明顯的缺陷笨重、體積大、效率低、成本高、其電氣性能也差。現有的交流調壓電源，一般都是在其繞組線圈裸露型的工頻自耦變壓器上借助于電刷的移動來實現調壓的裝置。因而，這種電刷式的調壓電源除了上述有工頻變壓器的穩壓電源所具有的缺陷外，同時還常常因為電刷磨損和接觸不良造成打火、短路等故障，甚至危害用電器件。本實用新型的任務是創造性地將高頻開關技術應用到交流電源中來，從而實現了新一代的無工頻變壓器的交流穩壓、調壓電源。新的電路結構和控制技術，使得這種工作在開關方式下的交流電源能夠輸出無失真、與電網電壓同相位的正弦電壓，而且具有很快的響應時間，極寬的穩壓、調壓范圍，良好的功率因素和負載特性，以無觸點、無間斷的方式實現高精度穩壓、調壓。
本實用新型是以如下方式實現的1.采用高頻開關式雙向補償技術，即在智能控制單元的控制下，由高頻補償電壓發生單元產生兩組互為反向的高頻補償方波電壓；2.由串行補償單元采用雙向開關可控整流及雙向濾波技術，將上述兩組雙向高頻補償電壓轉換成與電網電壓同頻率的，在相位和幅度上都能滿足穩壓、調壓所需要的正弦波補償電壓，并與電網電壓串行疊加以后輸出；3.在控制方式上由智能控制單元采用PPM技術，取代在直流開關電源中傳統的PWM技術，即使用新型的脈沖位置調制(pulse position modulation)技術取代現行的脈沖寬度調制(pulse width modulation)技術，對高頻補償電壓發生單元和串行補償單元中的開關三極管器件實施控制。
就補償的原理而言，可以從相位和幅度上綜合考慮后，用數學公式表示為當產品作為對電網標稱值的交流穩壓電源時，電源的輸出電壓Uout被穩定在電網電壓的標稱值上，即Uout＝Uins+Ucom＝Ustan，所以，Ucom＝Ustan-Uins；當產品作為具有穩壓功能的交流調壓電源時，電源的輸出電壓Uout被穩定在所需要的設定電壓值上，即Uout＝Uins+Ucom＝Uset，所以，Ucom＝Uset-Uins。
其中Uins為電網電壓的即時值；Ustan為電網電壓的標稱值；Ucom為正弦補償電壓的值；Uset為設定的輸出電壓值。
由此可見，本交流電源的穩壓、調壓功能在用補償的方式實現時，其原理和實現技巧并沒有本質的差異，只是交流電源輸出電壓所選擇的穩壓值不同而已，或者說只是交流電源的工作狀態不同而已。但無論電源工作在穩壓狀態還是調壓狀態，其輸出電壓總是穩定的，其補償電壓Ucom始終等于電源輸出電壓Uout與電網電壓即時值Uins之差，即Ucom≡Uout-Uins。
以下是本實用新型之交流電源的有關圖示


圖1是本實用新型之交流穩壓、調壓電源的主電路原理圖。
圖2是圖1中所示的高頻補償電壓發生單元[003]的幾種主要電路結構圖。
圖3是本實用新型實施例之一雙向開關半橋補償式交流電源主電路原理圖。
圖4是圖3所示實施例中的智能控制單元[004]之原理框圖。
圖5是圖4所示智能控制單元框圖中的有關內部波形圖。
圖6是圖4所示智能控制單元框圖中的有關輸出波形圖。
圖7是圖4所示智能控制單元框圖的平均值響應型原理電路圖。
圖8是圖3、圖4和圖7電路中的有關波形圖。
圖9是圖4所示智能控制單元框圖的瞬時值響應型原理電路圖。
圖10是本實用新型實施例之二雙向開關全橋補償式交流電源主電路原理圖。
圖11是圖10所示實施例中的智能控制單元[004]之原理框圖。
圖12是圖11所示智能控制單元框圖的平均值響應型原理電路圖。
圖13是本實用新型實施例之三單向開關半橋補償式交流電源主電路原理圖。
圖14是圖13所示實施例中的智能控制單元[004]的瞬時值響應型原理電路圖。
圖15是圖13、圖14所示電路中的有關波形圖。
圖16是本實用新型實施例之四單向開關全橋補償式交流電源主電路原理圖。
圖17是圖16所示實施例中的智能控制單元[004]之瞬時值響應型原理電路圖。
現將其工作原理詳細說明如下本實用新型涉及的開關補償式交流穩壓、調壓電源，主要由圖1所示的四個基本部分所組成即電網輸入濾波單元[001]、串行補償單元[002]、高頻補償電壓發生單元[003]和智能控制單元[004]。電網輸入濾波單元[001]，主要由電感L1和電容C1、C2、C3、C4組成，該濾波單元的作用是一方面濾除可能由電網輸入的大幅度干擾脈沖，以達對電網的初步凈化之目的，同時也吸收由電源開關電路產生的可能對電網的影響。該濾波單元的輸入端X0和Y0用來直接接入電網，其輸出端為X1、Y1為高頻補償電壓發生單元[003]的輸入，而且下輸出端Y1直接作為本裝置的下輸出端。串行補償單元的電路結構是由帶反向并連二極管的開關三極管按共發射極反向串連的方式組成的兩組雙向開關SW1和SW2，該兩組雙向開關的一端分別與由高頻補償電壓發生單元[003]的兩個輸出端W1、W2串連后構成兩條并行的可控整流通道，該兩組雙向開關的另一端在∑x點并接，再與濾波電感L2、L3串連后即為本裝置的上輸出端X2，濾波電容C5的一端與電感L2和L3的公共端相連，另一端接入電網輸入濾波單元的上輸出端X1，濾波電容C6的一端與本裝置的上輸出端X2相連，另一端與本裝置的下輸出端Y2相連，由電感L2和電容C5組成上濾波器，電感L3和電容C6組成下濾波器，正弦波補償電壓的形成是在智能控制單元[004]的PPM技術的控制下，首先由高頻補償電壓發生單元[003]產生互為反向對稱的兩組高頻補償方波電壓Uw1-O和Uw2-O，由W1、O、W2三個端點以對稱方式輸出給串行補償單元[002]，其中O端為兩組高頻補償方波的零點，接入電網輸入濾波單元[001]的上輸出端X2，再由串行補償單元[002]的兩組雙向開關對該兩組高頻補償方波電壓進行雙向可控整流和經由上、下濾波器雙向濾波后合成符合穩壓、調壓要求的正弦波補償電壓Ucom，并與電網電壓串行疊加后輸出。在這四個主要的組成部分中，高頻補償電壓發生單元[003]采用開關工作方式，其電路結構又有幾種不同的構成型式，例如圖2中[201]示出了現行直流開關電源中由單向開關組成的直流半橋式開關電路，[202]示出了由雙向開關組成的交流半橋式開關電路，[203]示出了現行直流開關電源中由單向開關組成的直流全橋式開關電路，[204]示出了由雙向開關組成的交流全橋式開關電路。[205]示出了由現行直流開關電源中雙正激開關電路所構成的半橋式復合電路，[206]示出了由現行直流開關電源中雙正激開關電路所構成的雙正激復合電路。圖中[202]和[204]兩種電路分別與[201]和[203]所示電路的結構和工作原理十分相似，所不同的只是在直流半橋式和直流全橋式電路中由一只開關三極管組成的單向開關被交流半橋式和交流全橋式電路中的由兩只帶有反向并聯二極管的開關三極管按共發射極反向串連的方式組成的雙向開關所取代。這四種電路可以用來構成四種不同結構的高頻補償電壓發生單元，其差別在于[201]和[203]的電路只能工作在直流電壓下，而[202]和[204]的電路卻可以直接工作在交流電壓下。這四種電路產生的高頻補償方波電壓由其高頻變壓器HT1的帶中心抽頭的次級繞組W1-O-W2分為兩組互為反向對稱的高頻補償方波電壓后輸出。在[205]所示的半橋式復合電路，以及[206]所示的雙正激復合電路中，為了使其輸出的高頻補償方波電壓能夠與同上述的幾種電路一樣具有兩組互為反向對稱的特性，其各自電路中的開關管BG1和BG2必需仍流地導通和截止，即均按直流半橋式的方式工作，而且各自電路中的兩只高頻變壓器HT1和HT2都具有匝數相等的兩組獨立的次級繞組，在其電氣參數和繞制方式完全一致的前提下，其輸出方式應按圖中所示的同名端關系兩兩串連的方式連接，仍由W1、O、W2三個端點輸出，其中O端為兩組高頻補償方波的零點。顯然，由[205]和[206]的電路也可以構成又兩種不同結構的高頻補償電壓發生單元。
下面首先介紹并著重說明的是圖3所示的雙向開關半橋補償式交流電源，其中高頻補償電壓發生單元[003]就是在圖2中[202]所示的電路結構。
圖3中，電網輸入濾波單元[001]、串行補償單元[002]的電路結構和圖1所示相同。在高頻補償電壓發生單元[003]中，由開關管BG5、BG6組成雙向開關SW3，和由開關管BG7、BG8組成雙向開關SW4。對于這兩組雙向開關中的四只開關三極管BG5、BG6、BG7、BG8，由于每一只開關管在雙向開關中的連接方式與電網電壓極性之間的關系，且稱雙向開關SW3中的開關管BG5和雙向開關SW4中的開關管BG7為在電網正半周時的主導開關管，在負半周時則為輔助開關管；而雙向開關SW3中的開關管BG6和雙向開關SW4中的開關管BG8為在電網負半周時的主導開關管，在正半周時則為輔助開關管。電網電壓處于正半周或負半周的不同的時間，其電路主要由與該時間內所對應的主導開關管承擔半橋式開關工作，而由輔助開關管協助主導開關管工作。四只開關三極管所承擔的職能交換是在電網正弦波的零點進行的。和直流開關電源一樣，圖中高頻變壓器HT1和電容C7、C8為電路中不可缺少的貯能、換能元件。高頻變壓器HT1的次級繞組W1-O-W2的中心抽頭O連接到電網輸入濾波單元[001]的上輸出端X1。電路工作時，高頻補償方波電壓UW1-0和UW2-0從高頻變壓器HT1的次級繞組W1-O-W2的W1和W2端分兩路輸出給串行補償單元[002]。
在圖3所示的串行補償單元[002]中，由兩組并行連接的雙向開關SW1和SW2所實現的雙向可控整流，是對常規整流技術的一種創造。因為常規整流技術只能借助于整流二極管的單向導電性，使被整流的交流電變為直流；而這里的雙向可控整流技術，是利用前述的雙向開關對被整流的高頻電壓在正、負兩個極性上進行可控選通整流。雙向可控整流的輸出，可以是脈動直流，也可以是所選通的交流。例如在圖3所示的電路中，由于高頻補償電壓發生單元[003]直接工作在電網的交流電壓下，所以電路工作時，高頻變壓器HT1初級繞組P-Q之間的電壓Up-q即為被電網電壓的正弦波包絡所調制的雙極性高頻方波，而由其次級繞組W1-O和W2-O送往串行補償單元[002]的高頻補償電壓Uw1-0和Uw2-0(見圖8)，也是與初級電壓Up-q具有同樣頻率和波形的互為反向對稱的高頻方波。只有當雙向開關SW1或SW2導通時，才能夠將在電路上與其連接的高頻補償電壓Uw1-0和Uw2-0的部分或全部輸出。圖8中也示出了分別通過雙向開關SW1和SW2可控整流后的輸出電壓VS1和VS2，以及在相加點∑x的相加電壓U∑的波形，經雙相濾波器濾除其高頻成份后即可合成正弦補償電壓Ucom，也示于圖8。對于正弦補償電壓Ucom的相位只有兩種可能與需要，即當正弦補償電壓Ucom與電網電壓同相時稱為同相補償，當正弦補償電壓Ucom與電網電壓反相時為反相補償。顯然，當電網電壓的即時值Uins比其標稱值Ustan或者電源輸出電壓的設定值Uset低時，需要同相補償。當電網電壓的即時值Uins比其標稱值Ustan或者電源輸出電壓的設定值Uset高時，需要反相補償。當電網電壓的即時值Uins等于其標稱值Ustan或者電源輸出電壓的設定值Uset時，需要補償電壓Ucom的幅值為零，即零補償。但任何時候補償電壓Ucom的幅值始終恒等于交流電源輸出電壓Uout電網電壓即時值Uins之差，即|Ucom|≡|Uout|-|Uins|。
雙向濾波技術，是指由電感L2和電容C5組成的上濾波器，由電感L3和電容C6組成的下濾波器對兩組雙向開關SW1和SW2可控整流后的電壓VS1和VS2在與電網相連接的上、下輸入端的兩個方向，濾除其高頻分量。因而有著極好的濾波效果和阻抗特性，使交流電源的電氣性能更加完善。
圖3中所示的智能控制單元[004]暫時以方框的形式給出，其輸出的控制電壓通過串行補償單元[002]和高頻補償電壓發生單元[003]中的驅動電路DRIVER1、DRIVER2和DRIVER3、DRIVER4，以分別實現對上述四組雙向開關SW1、SW2和SW3、SW4的控制。如前所述，在控制方式上是創造性地使用了PPM技術。為了說明該控制技術的原理，需先對于圖4所示的智能控制單元[004]的原理框圖并結合圖3所示的交流電源主電路原理圖和圖5中關于智能控制單元的有關波形作如下介紹圖4所示為智能控制單元[004]的原理框圖，并作為PPM技術的設計方案之一。由圖可見，智能控制單元[004]主要由時鐘脈沖產生器、補償控制脈沖產生器、補償控制脈沖分配器、整流控制脈沖產生器、整流控制脈沖分配器、鋸齒波電壓產生器、PI調節器、采樣電路、參考電壓產生電路、電壓比較器和電源電壓周期方波產生器等所組成。其中，時鐘脈沖產生器主要產生頻率為f0的時鐘脈沖cp1，示于圖5。在時鐘脈沖cp1前沿的觸發下，補償控制脈沖產生器產生供圖3中高頻補償電壓發生單元[003]中主導開關管所需要的補償主控方波V3a和V4a，以及輔助開關管所需要的補償輔控方波V3b和V4b，也示于圖5。由圖可見，補償主控方波V3a和V4a均為占空因素接近50％(除去其寬度等于cp1脈寬的死區時間)的方波，而且彼此之間始終保持著半個周期(180°)的相位差，以保證圖3所示的高頻補償電壓發生單元[003]中兩只受控的主導開關管能夠在沒有共態導通的條件下進行半橋式開關工作。補償輔控方波V3b和V4b為占空因素正好等于50％的方波。補償主控方波V3a和V4a與補償輔控方波V3b和V4b之間有著如圖5中所示的相互對應的關系，其作用是當一組雙向開關中主導開關管由導通變為截止時，能即時地開關另一組雙向開關中的輔助開關管為高頻變壓器HT1的初極繞組P-Q中的反峰電壓提供泄放通路，以保護主導開關管的安全和維持電路的正常工作。如前所述，雙向開關SW3和SW4中的四只開關管，在電網電壓的正、負半周期上所承擔的主導開關或輔助開關的功能是互相交換的，這種功能互換正是由補償控制脈沖分配器在電網正弦波的零點通過對上述的補償主控方波和補償輔控方波的分配來實現的。
在時鐘脈沖cp2前沿的觸發下，由整流控制脈沖產生器產生整流主控方波V1a和V2a，以及整流輔控方波V1b和V2b。其中，整流主控方波V1a和V2a分別用來控制圖3所示電路中雙向開關SW1和SW2中的主導開關管，其波形示于圖5。由圖3中的電路可知，由于雙向開關SW1和SW2中的主導開關管之間沒有共態導通的問題，所以整流主控方波V1a和V2a可設為彼此之間的相位差為180°，且占空因素均為50％的方波，以保證被控制的主導開關管能不間斷地進行可控整流工作。整流輔控方波V1b和V2b分別用來控制圖3所示電路中雙向開關SW1和SW2的輔助開關管，其波形也示于圖5。由圖3的電路可知，由于在一組雙向開關中的主導開關管和另一組雙向開關中的輔助開關管之間存在共態導通的問題，所以圖中所示的整流輔控方波V1b和V2b分別是在除去死區時間等于cp2的脈寬后的且彼此之間的相位差為180°的波形，其目的是為了在一組雙向開關中的主導開關管截止時，能使另一組雙向開關中的輔助開關管在沒有共態導通的情況下即時地開關，給串行補償單元[002]中電感器L2的反峰電壓提供泄放通路，以保護主導開關管的安全和維持電路正常的雙向可控整流工作。
與時鐘脈沖cp1所不同的是，時鐘脈沖cp2在時間軸上的位值不是固定的，而是可以控制的。因而，四組整流控制方波V1a和V2a，以及V1b和V2b在時間軸上的位值也是可以控制的。這即是本實用新型的脈沖位置調制技術，即PPM技術。準確地說本實用新型涉及的PPM控制技術的基本原理是在設定補償主控方波V3a、V4a及補償輔控方波V3b和V4b與時間軸上的位值以及彼此之間的相位關系保持如上所述的狀態不變的條件下，使整流主控方波V1a、V2a及整流輔控方波V1b和V2地保持如上所述的彼此之間的相位關系不變的同時，可以相對于時間軸作前后移動。這樣就使得串行補償單元[002]中的雙向開關SW1和SW2的導通、截止狀態與高頻補償電壓發生單元[003]中雙向開關SW3和SW4的導通、截止狀態在時間軸上作相對的位置調整，以此來實現對高頻補償電壓Uw1-0和Uw2-0的可控整流，以便適時地控制所合成的正弦補償電壓Ucom的相位和幅值，從而最終達到交流電源的穩壓、調壓之目的。為描述控制方波的狀態或特點，可稱需要移動的控制方波為PPM方波。因此在上述的設定中，整流主控方波V1a、V2a及整流輔控方波V1b和V2b都為PPM方波，圖5中示出了它們的波形。(顯然，PPM技術實際上是調整整流控制方波和補償控制方波兩者之間在時間軸上的相對位置關系，例如，在設定整流主控方波V1a、V2a及整流輔控方波V1b和V2b與時間軸上的位值以及彼此之間的相位關系保持不變的條件下，使補償主控方波V3a、V4a及補償輔控方波V3b和V4b作為PPM方波，或者使整流控制方波和補償控制方波共同作位置調整，也同樣可以實現PPM技術。)圖4中，鋸齒波電壓產生器產生與時鐘脈沖cp1同步的鋸齒波電壓Vst(見圖5)，并送往電壓比較器。PI調節器一般由運算放大器構成，是本交流電源穩壓、調壓功能的閉環控制系統的關鍵部件，其功能是通過其差分放大的方法，產生一個與本交流電源的輸出電壓Uout的采樣值和參考電壓Vrf之差值成比例的誤差電壓Ve，并送往電壓比較器。這里的參考電壓Vrf是與本交流電源所預期的輸出電壓的設定值Uset成比例的，可以是恒定直流電壓，也可以是由一個專門電路產生的與電網電壓同相位和幅度穩定的標準正弦波電壓。顯然，對于參考電壓Vrf為恒定直流電壓時，所對應的取樣電壓也必需是直流電壓，這時運算放大器工作在直流差分狀態；對于參考電壓Vrf為與電網電壓同相且幅度穩定的標準正弦波電壓時，所對應的取樣電壓也必需是正弦波電壓，這時運算放大器工作在交流差分狀態。電壓比較器是將由PI調節器送來的誤差電壓Ve與由鋸齒波電壓產生器送來的踞齒波電壓Vst進行比較，然后產生觸發脈沖cp2。當PI調節器工作在直流差分狀態時，所產生的誤差電壓Ve反應了交流電源的輸出電壓Uout與設定電壓Uset之間誤差的平均值規律，這時稱為平均值響應的PI調節器；當PI調節器工作在交流差分狀態時，所產生的誤差電壓Ve反應了交流電源的輸出電壓Uout和設定電壓Uset之間誤差的瞬時值規律，這時稱為瞬時值響應的PI調節器。因此，對于產品來說，前者稱為平均值響應型交流穩壓、調壓電源，后者稱為瞬時值響應型的交流穩壓、調壓電源。理論和實踐都證明本實用新型所涉及的交流穩壓、調壓電源在采取平均值響應的控制方式時，其輸出電壓與電網電壓比較，沒有附加失真。采取瞬時值響應的控制方式時，交流電源的輸出能修正電網電壓的波形失真，并有很好的凈化效果。
電網電壓周期方波產生器通過將電網的正弦波電壓與零電壓進行比較的方法產生與電網電壓周期完全同步的周期方波VT和
分別代表電網電壓的正半周和負半周，以控制補償控制脈沖分配器和整流控制脈沖分配器的脈沖分配工作。即補償控制脈沖分配器，在電網電壓的正半周將補償主控方波V3a和V4a分別用來控制BG5和BG7，而將補償輔控方波V3b和V4b分別用來控制BG6和BG8；在電網電壓的負半周，補償控制脈沖分配器將補償主控方波V3a和V4a分別用來控制BG6和BG8，而將補償輔控方波V3b和V4b分別用來控制BG5和BG7。同樣，整流控制脈沖分配器，在電網電壓的正半周將整流主控方波V1a和V2a分別用來控制BG1和BG3，而將整流輔控方波V1b和V2b分別用來控制BG2和BG4；在電網電壓的負半周，整流控制脈沖分配器將整流主控方波V1a和V2a分別用來控制BG2和BG4，而將整流輔控方波V1b和V2b分別用來控制BG1和BG3。圖6中示出了由控制脈沖分配器輸出的分別送往圖3所示電路的八路四組控制方波，它們分別是VBG1、VBG2、VBG3、VBG4、VBG5、VBG6、VBG7和VBG8，并分別通過四個驅動器DRIVER1、DRIVER2、DRIVER3和DRIVER4依次序加至所對應的開關三極管BG1、BG2、BG3、BG4、BG5、BG6、BG7和BG8的控制極，以實施對它們的控制。
圖7作為圖4所示智能控制單元框圖中的平均值響應型的原理電路圖。圖中，由比較器OP1及反向器N7分別輸出電網電壓周期信號VT和
由施密特反向觸發器N1和電阻R05、電容C01組成的振蕩器，產生頻率為f0的振蕩電壓，經由施密特反向觸發器N2和電阻R06、電容C02組成的單穩態窄脈沖發生器，產生窄脈沖cpa，再經由施密特反向觸發器N3和電阻R07、電容C03組成的單穩態窄脈沖發生器，輸出窄脈沖cp1。由圖中的電路原理可知，這里的cp1是由cpa的下降沿觸發產生的，其波形示于圖5。這里的cpa則為產生時鐘脈沖cp2所需要的輔助脈沖。由D觸發器構成的反轉觸發器FD1，在時鐘脈沖cp1前沿的觸發下，首先由其Q端和Q端分別輸出補償輔控方波V3b和V4b。由反向器N4輸出
信號，由與門A3完成“與”運算
后產生補償主控方波V3a，由與門A4完成“與”運算
后產生補償主控方波V4a。補償脈沖分配器由四只2-2輸入的與或門組成，它們是F5、F6、F7和F8，從圖中示出的邏輯電路可知，它們各自輸出端的邏輯關系分別為以下四組控制方波，即F5=VT·V3a+VT‾·V3b=VBG5,F6=VT·V3b+VT‾·V3a=VBG6,]]>F7=VT·V4a+VT‾·V4b=VBG7,F8=VT·V4b+VT‾·V4a=VBG8.]]>可見這四組補償控制方波的邏輯功能與圖6中所示的波形相符，經由兩組驅動器DRIVER1和DRIVER2后分別加到雙向開關SW3和SW4中的開關管BG5、BG6、BG7和BG8的控制極。
鋸齒波電壓產生器主要由運算放大器OP2、積分電容C05、電阻R11和開關三極管BG01組成。在電阻R11接入的負壓的作用下，運放OP2產生正向積分，形成鋸齒波電壓Vst的上升沿，由施密特反向觸發器N3輸出的時鐘脈沖cp1到達時使開關管BG01導通，形成鋸齒波電壓Vst的下降沿。鋸齒波電壓Vst通過隔直電容C06、電阻R12和R13后送往比較器OP3的同相輸入端。運算放大器OP4將從交流電源輸出端X2、Y2得到的采樣電壓整流成直流，經電阻R16和電容C07平滑濾波后送往由運算放大器OP5組成的PI調節器的同向輸入端，在與由電阻R29、電容C08以及穩壓源ZN01形成的并經由電阻R28送往其反向輸入端的直流參考電壓Vrf(一般為2.5V的標準源)進行差分放大后，運算放大器OP5即可輸出誤差電壓Ve，并送往比較器OP3的反相輸入端。比較器OP3完成鋸齒波電壓Vst和誤差電壓Ve的比較后輸出比較脈沖電壓Vc。顯然，誤差電壓Ve的大小反應了交流電源輸出電壓的狀態。當誤差電壓Ve的幅值上升或下降時，則比較器OP3輸出的比較脈沖電壓Vc以及由此而形成的時鐘脈沖cp2的前沿就可以沿著鋸齒波電壓Vst的上升斜坡在時間軸<p>
以下結合附圖對本實用新型的實施例進行詳細描述。
圖1為本實用新型的主視圖。
圖2為本實用新型實施例1的A-A視圖。
圖3為本實用新型實施例2的A-A視圖。
圖4為本實用新型實施例3的A-A視圖。
實施例1如圖1和圖2所示，本實施例是一種木工榫槽機床的機身，它包括底座1、立柱2和溜板導軌3。溜板導軌3采用燕尾導軌。立柱2與溜板導軌3為一體，它們采用3mm厚的圓鋼管冷拔一次成形，如圖2所示，立柱2與溜板導軌3的橫截面為
形。立柱2的下端固定在法蘭盤4上，法蘭盤4通過螺栓固定裝置5固定在底座1上。底座1采用厚度為2mm左右的鋼板拉伸成形。立柱2的下端通過緊定螺釘6固定在法蘭盤4上。立柱2的下端也可以焊接在法蘭盤4上。
實施例2如圖1和圖3所示，本實施例是一種木工榫槽機床的機身。立柱2與溜板導軌3為一體，它們采用3mm厚的圓鋼管冷拔一次成形。如圖3所示，立柱2與溜板導軌3的橫截面為
形。本實施例的其它部分的形狀和構造與實施例1相同。
實施例3如圖1和圖4所示，本實施例也是一種木工榫槽機床的機身。立柱2與溜板導軌3為一體，它們采用3mm厚的方鋼管冷拔一次成形。如圖4所示，立柱2與溜板導軌3的橫截面為
形。本實施例其它部分的形狀和構造與實施例1相同。
上述三個實施例中，立柱2與溜板導軌3的橫截面分別為
和
形，主要是為了冷拔成形和提高強度。
由于在補償控制方波和整流控制方波中，其輔控方波總是從屬于所對應的主控方波，電路的工作狀態也主要決定于主控方波，為敘述方便，下面僅從主控方波和主導開關管入手，并結合圖3的電路和圖8的波形從系統開環的角度，更加具體地說明由PPM技術實現的補償原理。
由圖8中的[801]圖可見，設時刻t00為電網電壓第一個周期中正半周的起點，如前所述，在圖3所示的補償電壓發生單元[003]中，由雙向開關WS3中的主導開關管BG5和雙向開關SW4中的主導開關管BG7承擔半橋式開關工作，因而分別由補償主控方波V3a和V4a對它們實施控制；而串行補償單元[002]中則主要由雙向開關SW1中的主導開關管BG1和雙向開關SW2中的主導開關管BG3承擔雙向可控整流的開關工作，因而分別由整流主控方波V1a和V2a對它們實施控制。
從t00開始的一段時間內，整流主控方波V1a與補償主控方波V3a，以及整流主控方波V2a與補償主控方波V4a中的上升和下降沿在時間軸上的位置完全對齊，或者說它們之間的相位差φe為零。在時刻t00～t01期間，補償主控方波V3a為高電位，V4a為低電位。因此，雙向開關SW3中的主導開關管BG5導通，雙向開關SW4中的主導開關管BG7截止。設在此種情況下由圖3所示電路中的高頻變壓器HT1的初、次級繞組之間的同名端關系，使其次級繞組在W1、O之間的高頻補償電壓Uw1-0為正，在W2、O之間的高頻補償電壓Uw2-0為負。在同一時刻，整流主控方波V1a為高電位，V2a為低電位，所以與W1相連的雙向開關SW1中的主導開關管BG1導通，與W2相連的雙向開關SW2中的主導開關管BG3截止，于是正向的補償電壓Uw1-0通過導通的雙向開關SW1后為圖中所示的Vs1，與電網電壓串行疊加后即實現了同相補償。
在時刻t01～t02期間，補償主控方波反相，即V3a由原來的高電位變為低電位，V4a由原來的低電位變為高電位，雙向開關SW3中的BG5由導通變為截止，SW4中的BG7由截止變為導通。因此，高頻補償電壓Uw1-0由正向方波變為負向方波，Uw2-0由負向方波變為正向方波。但由于在這同一時刻，整流主控方波V1a由高電位變為低電位，V2a由低電位變為高電位。所以，雙向開關SW1中的BG1由導通變為截止，SW2中的BG3由截止變為導通。于是正的補償方波Uw2-0通過導通的雙向開關SW2后為圖中所示的Vs2，與電網電壓串行疊加后，即仍然為同相補償。
由圖可見，t02～t04的情形只是t01～t02的重復。因此可以斷定在圖3所示的電路中，只要高頻變壓器HT1初、次極繞組間的同名端關系不變，以及控制方波V1a和V3a，V2a和V4a之間保持同相的關系不變，串行補償單元[002]中導通的主導開關管BG1或BG3就永遠只讓高頻補償方波Uw1-0和Uw2-0中的正向方波通過。而且由于控制方波V1a與V3a，以及V2a與V4a之間的相位差φe為零，所以整流主導開關管BG1和BG3的導通時間剛好分別與正相的補償方波Uw1-0或Uw2-0的整個脈寬相對應。因此，圖中所示的Vs1和Vs2，以及在相加點∑x的相加電壓U∑有著與電網電壓同相的最大脈寬，即是在這種條件下所實現的同相補償為最大限度的同相補償。由圖8中的[801]圖可知，電路在t00～t16的時間范圍內，即電網電壓的第一個周期的正半周期間，都屬于這種最大限度的同相補償。或者說，此時由串行補償單元[002]經雙向濾波后所合成的正弦補償電壓Ucom有著與電網電壓同相的最大值，因而與電網電壓串行疊加后交流電源輸出的正弦波電壓Uout也有最大的正相幅值。
圖8的[801]中所示，從t16開始，電網電壓進入第一個周期負半周，由于圖3所示的電路中各組雙向開關在正半周時的的主導開關管變為輔助開關管，而正半周時的的輔助開關管則變為主導開關管。所以，補償主控方波V3a和V4a在正弦波的零點，即t16時刻被分別切換到雙向開關SW3中的主導開關管BG6和雙向開關SW4中的主導開關管BG8的控制極，整流主控方波V1a和V2a也同時被分別切換到雙向開關SW1中的BG2和雙向開關SW2中的BG4的控制極。
參見圖3和圖8的[801]，在t16～t17期間，補償主控方波V3a為高電位，V4a為低電位。因此，雙向開關SW3中的BG5導通，SW4中的BG8截止。由于在負半周時高頻補償電壓發生單元[003]的工作電壓為負，根具前面設定的同名端關系可知，高頻變壓器HT1的次級繞組輸出的高頻補償方波Uw1-0為負向方波，Uw2-0為正向方波。如此同時，整流主控方波V1a為高電位，V2a為低電位，所以雙向開關SW1中的BG2導通，SW2中的BG4截止。于是與電網電壓負半周同相的負向補償方波Uw1-0通過導通的雙向開關SW1后的電壓Vs1，與電網電壓串行疊加后實現了在電網電壓為負半周時的同相補償。
在t17～t18期間，補償主控方波V3a由高變低，V4a由低變高，于是高頻補償方波Uw 1-0和Uw2-0極性互換。但在同一時刻，整流主控方波V1a和V2a的極性也換相，雙相開關SW1中的BG2由導通變為截止，雙相開關SW2中的BG4由截止變為導通。于是與電網電壓同相的負補償方波Uw2-0通過導通的雙向開關SW2后的電壓Vs2，與電網疊加后，仍為負半周時的同相補償。同樣，t18～t20期間的情況只是t16～t18期間情況的重復。
如同在電網電壓為正半周時的情形一樣，在t16～t32期間，即整個電網電壓的負半周期間，整流主控方波V1a和補償主控方波V3a，以及整流主控方波V2a和補償主控方波V4a之間的相位差φe一直保持為零，所以這段時間內，只有高頻補償方波電壓Uw1-0和Uw2-0為負值時才能通過串行補償單元[002]中的可控整流雙向開關SW1或SW2，而且負向的Vs1和Vs2都具有最大的脈寬，因而在相加點∑x的疊加電壓U∑也有最寬的負相方波，通過雙向濾波后合成的補償電壓Ucom也是電網電壓為負半周時的最大同相補償，因而與電網電壓串行疊加后交流電源的輸出電壓Uout有負相的最大幅值。
見圖8中的[802]圖，從t32開始進入了電網電壓第二個周期的正半周，補償主控方波V3a和V4a在該時刻又分別被切換到雙向開關SW3中的主導開關管BG5和雙向開關SW4中的主導開關管BG7的控制極上，整流主控方波V1a和V2a也被分別切換到雙向開關SW1中的主導開關管BG1和雙向開關SW2中的主導開關管BG3的控制極上。而且整流主控方波V1a和V2a相對于補償主控方波V3a和V4a，在時間軸上逐漸后移。即主控方波V1a和V3a之間，以及主控方波V2a和V4a之間的相位差φe由零逐漸增加。這樣，串行補償單元[002]中雙向開關SW1中的主導開關管BG1和雙向開關SW2中的主導開關管BG3的導通和截止時間及其分別與高頻補償方波Uw1-0及Uw2-0的對應區間也在逐漸后移。從圖8中的[802]圖可以明顯地見到，在t32～t48的整個正半周期間，整流主控方波V1a和V2a的上升和下降沿并沒有象在t32以前那樣與補償方波Uw1-0及Uw2-0的前、后沿對齊，而是在不斷地作相對滯后。這樣由雙向開關SW1中的主導開關管BG1在導通時所選通的高頻電壓Vs1有兩部分組成，即有正值的部分，也有負值的部分。同樣，雙向開關SW2中的主導開關管BG3在導通時所選通的高頻電壓Vs2，也包括正值和負值的兩部分組成。而且，隨著時間的推移，由于主控方波V1a和V3a之間，以及主控方波V2a和V4a之間的相位差φe的不斷漸增，分別在主導開關管BG1和BG3的導通時所選通的高頻電壓Vs1和Vs2的正值部分的時間寬度不斷減少，而負值部分的時間寬度不斷增加。顯然，在相加點∑x的電壓U∑也為正值部分的時間寬度不斷減少，而為負值部分的時間寬度不斷增加的正、負相間的高頻補償方波。經過雙向濾波器對電壓U∑濾波后所合成的正弦補償電壓Ucom的幅值與所對應的正、負補償方波各自的脈沖寬度(或導通時間)密切相關即其大小與圖中的所示的正、負兩部分面積的代數和的絕對值成正比，其相位決定于代數和的符號。從圖中可以看出，在t32～t48的時間段內，即電網電壓為正半周時，對于主導開關管BG1和BG3導通時所選通的高頻補償電壓Vs1和Vs2中，正值部分的面積比負值部分的面積大，所以合成后的正弦補償電壓Ucom的相位仍為與此時的電網電壓同相的正補償，但其幅度卻隨著相加電壓U∑中的正值部分脈寬的減少而逐漸減小。
在t48～t64的時間段內，電網電壓為第二周期的負半周。和上述的情況一樣，補償主控方波V3a和V4a在正弦波的零點，即t48時刻又被分別切換到在負半周時雙開關SW3中的主導開關管BG6和雙向開關SW4中的主導開關管BG8的控制極，整流主控方波V1a和V2a也同時被分別切換到雙向開關SW1中的BG2和雙向開關SW2中的BG4的控制極。結合圖3和圖8中的[802]圖可見，由于主控方波V1a和V3a之間，以及主控方波V2a和V4a之間的相位差φe進一步地不斷逐漸增加，這樣，串行補償單元[002]中雙向開關SW1中的主導開關管BG2和雙向開關SW2中的主導開關管BG4的導通和截止時間及其分別與高頻補償方波Uw1-0及Uw2-0的對應區間也在進一步地逐漸后移。而且由于在此期間導通的主導開關管BG2和BG4所選通的補償電壓Vs1和Vs2中負的部分的時間寬度比其正的部分的時間寬度大，必然使在相加點∑x的電壓U∑中負向脈寬比其正向脈寬也大，所以經雙向濾波后合成的正弦補償電壓Ucom為負值，仍為與此時電網電壓的同相補償，但其幅度卻隨著整流主控方波V1a和V2a的不斷后移而進一步逐漸減小，直至到達t64時刻。
見圖8中的[803]圖，在t64～t96期間，即電網電壓的第三周期，就控制方波V1a和V3a，以及控制方波V2a和V4a之間的相位差φe而言，已增加到大約為90°，圖中由雙向開關所選通的補償電壓Vs1和Vs2在點∑x所得到的高頻補償電壓U∑為等脈寬的正、負相間的方波，因而這時由串行補償單元[002]合成的正弦補償電壓Ucom的幅值為零，即交流電源的輸出電壓Uout就等于對其輸出電壓的設定值Uset，由前面的說明可知，這種情況的出現也正好對應著PI調節器輸出的誤差電壓Ve為零。
見圖8中的[804]。在t96～t112期間，即為電網電壓的第四個周期的正半周，控制方波V1a和V3a以及V2a和V4a之間的相位差φe不斷地增大，導致串行補償單元[002]中雙向開關SW1中的主導開關管BG1以及雙向開關SW2中的主導開關管BG3導通和截止時間及其與補償方波Uw1-0和Uw2-0的對應關系也繼續不斷后移。由圖可見，在兩只主導開關管BG1、BG3的導通期間所選通的高頻補償方波Vs1和Vs2中的正向部分不斷縮小，而負向部分不斷擴大。由圖可見，從t96開始，在相加點∑x所得到的高頻補償電壓U∑中負脈沖的寬度大于正脈沖的寬度，因此這正、負兩部分脈沖的面積代數和的符號，由原來的與電網電壓的極性同相變為反相。所以由串行補償單元[002]最后生成的正弦補償電壓Ucom的相位也由原來的與電網電壓同相的正極性變為與電網電壓反相的負極性，在此期間所實現的補償為與電網電壓反相的負補償或反相補償。同樣，在t112～t128期間，電網電壓為負半周，相加點∑x的疊加電壓U∑中，其正脈沖的寬度大于負脈沖的寬度，所以由串行補償單元[002]合成的正弦補償電壓Ucom的相位為正，在此期間所實現的補償也為反相補償。隨著控制方波V1a和V3a，以及控制方波V2a和V4a之間的相位差φe的不斷增加，相加電壓U∑中與電網電壓反向的脈沖寬度較之與電網電壓同向的脈沖寬度也不斷增加，所以由串行補償單元[002]最后生成的與電網電壓反相的正弦補償電壓Ucom的幅值也不斷增加，導致交流電源的輸出電壓Uou不斷下降。
由圖8中的[805]可見，在時間為t128～t160期間，即電網電壓的第五個周期，就控制方波V1a和V3a，以及控制方波V2a和V4a之間的相位差φe而言，大約為180°時，所合成的正弦補償電壓Ucom有與電網電壓反相的最大幅值，所以與電網電串行壓疊加后交流電源的輸出電壓Uout的幅值最小。
從以上的說明可以知道，整流主控方波和補償主控方波之間的相位差φe，與所合成的正弦補償電壓Ucom有著如下的對應關系即當相位差φe從0開始作遞增變化時，正弦補償電壓Ucom從同相補償的最大值開始減小，當相位差φe增加到90°時，正弦補償電壓Ucom的幅值減小到零。當φe從90°開始繼續增加時，Ucom的幅值從零補償變為逐漸增幅的反相補償，當φe增加到180°時，即整流控制方波與補償控制方波完全反相時，正弦補償電壓Ucom有與電網電壓反相的最大幅值。顯然，當相位差φe由180°經90°逐漸變化到0°時，則正弦補償電壓Ucom的變化趨勢與上述的情形相反。這就是說，從圖7所示的控制電路中的PI調節器輸出的誤差電壓的變化，引起了由此而形成的觸發脈沖cp2前沿的變化，從而不斷地調整整流控制方波在時間軸上的位置，即造成了整流控制方波與補償控制方波之間的相位差φe的變化，繼而不斷地調整合成的正弦補償電壓Ucom的相位和幅值，以達到穩壓、調壓的目的。這一過程即為圖3所示的交流電源在圖7所示的控制電路的控制下所實現的系統的正確閉環響應，而圖7中運算放大器OP5輸出的誤差電壓Ve及其變化趨勢則可稱為PI調節器的動態響應。智能控制電路設計的重要任務之一就是使得PI調節器的動態響應能夠形成交流電源這個自動控制系統的正確的閉環響應。需要注意的是在圖7所示的電路中，如果將運放OP5的同相輸入端與反相輸入端的信號互換，則其輸出的誤差電壓Ve與原來的變化趨勢相反，即當|Uins|＜|Uset|時，使誤差電壓Ve增高，當|Uins|＞|Uset|時，使誤差電壓Ve降低，這樣的動態響應是不能維持控制系統在上述條件下所必需的正確的閉環響應的。但在這種情況下，只要同時也改變圖7所示的電路中觸發器FD2的引導方波，比如可選擇與補償輔控方波V3b反向的V4b作為引導方波，或者，仍然選用V3b為引導方波，但可以同時使圖3中高頻變壓器HT1的初次級繞組之間的同名端關系與原來反向，則系統的閉環響應也即可正常。這就是說維持控制系統正確的閉環響應的電路結構不是唯一的。
由以上可知，對于圖7電路中的平均值響應型的PI調節器來說，其動態響應與電網電壓的周期變化無關，所以D觸發器FD2的D輸入端的輸入信號也與電網電壓的周期變化無關。但如果圖7電路中的PI調節器工作在交流差分狀態時，則情況就不同了。
圖9所示為圖3所示交流電源的瞬時值響應型的智能控制電路。由圖可見，該電路的基本結構和工作原理與圖7中的控制電路相同，所不同的只是以下兩點第一點是運算放大器OP5工作在交流差分狀態，其反相端接入的參考電壓Vrf是與電網電壓精確同相且幅度穩定的正弦交流電壓，其同相端接入的是對交流電源輸出的正弦電壓的未經整流的取樣電壓。第二點是D觸發器FD2的引導方波不再由補償輔控方波V3b單獨承擔，而是由一只2-2輸入的與或門F0的輸出電壓
為引導方波。即是說，在電網電壓的正半周由補償輔控方波V3b為引導方波，在電網電壓的負半周由補償輔控方波V4b為引導方波，其原因是工作在交流差分方式下的運算放大器OP5，在電網的正、負半周上有著互為反相的動態響應。即對于圖9所示的電路來說，在正半周時運算放大器OP5的動態響應規律與圖7中的響應規律相同，所以應該由V3b為引導方波；在電網電壓的負半周，由于運算放大器OP5是在如圖中所示的兩個輸入端上都為負電壓的條件下實現差分的，所以其動態響應規律與圖7中的響應規律相反，應該由與V3b反相的V4b為引導方波。圖9中，與電網電壓精確同相且幅度穩定的正弦參考電壓Vrf將由反向門N7輸出的電網周期方波
經由運算放大器OP6及電阻R29、R30和電容C08、C09組成的帶通濾波器濾波后形成的，該正弦參考電壓形成電路只是可能的電路結構之一。
圖10所示為本實用新型實施例之二—雙向開關全橋補償式交流穩壓、調壓電源的主電路，圖中高頻補償電壓發生單元[003]即為圖2中[204]所示的電路結構。由圖10可見，其基本組成和圖3所示的電路相同，所不同的只是圖10中高頻補償電壓發生單元[003]由新增加的與圖3中雙向開關具有同樣結構的兩組雙向開關SW5、SW6分別取代了圖3中的電容C7和C8。圖中雙向開關SW5由開關三極管BG9和BG10組成，雙向開關SW6由開關三極管BG11和BG12組成，其中BG9和BG11分別為所在的雙向開關中的電網電壓正半周時的主導開關，電網電壓負半周時的輔助導開關；BG10和BG12分別為所在的雙向開關中的電網電壓負半周時的主導開關管，電網電壓正半周時的輔助開關管。由全橋式開關電路的基本工作原理可知，在任何時候，雙向開關SW3與SW5，以及雙向開關SW4與SW6中的主導開關管和輔助開關管都分別同步地輪流導通和截止，以完成交流全橋式開關工作。
圖11所示為圖10中所示實施例中智能控制單元[004]的原理框圖。由圖可見，圖11與圖4中的組成及結構完全相同，所不同的只是將補償控制脈沖分配器輸出的兩路控制方波中的一路同時送給驅動電路DRIVER3和DRIVER5，另一路同時送給驅動電路DRIVER4和DRIVER6。
圖12示出了與圖11相對應的關于圖10所示實施例的智能控制單元[004]的電路圖，由圖可見，該電路與圖7中所示的電路一樣，其PI調節器也是平均值響應型的，所不同的只是圖中補償脈沖分配器F5輸出的方波分兩路同時送給了開關管BG5和BG9，F6輸出的方波分兩路同時送給了開關管BG6和BG10，F7輸出的方波分兩路同時送給了開關管BG7和BG11，F8輸出的方波分兩路同時送給了開關管BG8和BG12。對圖10所示的實施例，其控制電路也可以按上述原則，象圖9所示的電路一樣設計為瞬時值響應型的，只是將其輸出部分作相應的變化即可，其電路圖和內容不再重復。
圖13所示為本實用新型的實施例之三-單向開關半橋補償式交流穩壓、調壓電源，其特征是該電源中的高頻補償電壓發生單元[003]為圖2中[203]所示的電路結構。由圖可見，其高頻補償電壓發生單元[003]中只有兩只開關三極管，即BG5和BG6，它們工作在由整流橋BRG1將電網電壓整流后的直流電壓上，因此沒有如上所述的交流雙向開關中的主導開關和輔助開關之分，而是象直流半橋式開關電路一樣工作。設圖中的高頻變壓器HT1初、次級之間的同名端關系為當開關管BG5導通、BG6截止時，其次極繞組W1-O輸出的高頻補償電壓UW1-0為正極性，其次極繞組W2-O輸出的高頻補償電壓UW2-0為負極性；當開關管BG6導通、BG5截止時，其次極繞組W2-O輸出的高頻補償電壓UW2-0為正極性，其次極繞組W1-O輸出的高頻補償電壓UW1-0為負極性，于是該電路同樣能夠產生兩組互為反向對稱的高頻補償電壓。在圖13所示的實施例中，除了高頻補償電壓發生單元[003]及智能控制單元[004]以外，其他部分和實施例之一以及實施例之二中的電路結構完全相同。其中串行補償單元[002]在其智能控制單元[004]控制下，同樣以PPM方式產生所需要的正弦補償電壓，實現該交流電源的穩壓、調壓功能。
但由于圖13所示電路中的高頻補償電壓發生單元[003]由電網電壓整流后的直流或脈動直流供電，所以電路工作時，高頻變壓器HT1輸出的高頻補償電壓Uw1-0和Uw2-0不再具有電網電壓的正弦波包絡。為了能在這種條件下由串行補償單元[002]同樣能合成的在頻率、相位和幅度三方面都符合需要的正弦補償電壓Ucom，其智能控制單元的PI調節器只能采取交流差分工作方式。鑒于在以上的有關說明中對智能控制單元的基本結構已經比較了解，所以由圖14直接示出了圖13的實施例中智能控制單元[004]的瞬時響應型的原理電路，圖15示出了與電路有關的波形圖。
參見圖14，并比較圖9所示的作為圖3實施例中的瞬時響應型的控制電路，由于圖13中的高頻補償電壓發生單元[003]的電路結構與圖3相比有變化，所以圖14的控制電路中只是就與補償控制方波的產生過程有關的部分，與圖9相比也作了以下調整即由D觸發器構成的反轉觸發器FD1，在時鐘脈沖cp1前沿的觸發下，即可產生補償控制方波V3和V4。由施密特反向器N4輸出
信號，由與門A3完成“與”運算
后產生對開關管BG5的補償控制方波VBG5，由與門A4完成“與”運算
后產生對開關管BG6的補償控制方波VB06。可見，對于圖13中高頻補償電壓發生單元[003]的開關管BG5和BG6的控制方波VBG5和VBG6，并不隨著電網電壓周期的變化而變化變。
由于圖13中的串行補償單元[002]的電路結構與圖3相比沒有變化，所以圖14的控制電路中關于與整流控制方波有關的一些部分與圖9相比也沒有變化。例如，關于PI調節器的交流差分工作方式及電路結構，關于鋸齒波電壓的產生、電壓比較器和整流觸發脈沖cp2的形成方式和電路結構都完全相同。所不同的只是D觸發器DF2的D輸入端由上述的補償控制方波V3為引導方波。對此，有必要結合圖15中的波形并參考圖13的電路予以說明。
圖15中示出了由圖14的控制電路產生的對圖13實施例的高頻補償電壓發生單元[003]中兩只開關三極管BG5、BG6的補償控制方波VBG5和VBG6，同時也示出了由BG5和BG6輪流導通和截止而產生的高頻補償電壓Uw1-0和Uw2-0。設高頻變壓器HT1初、次級之間的同名端關系為當BG5導通、BG6截止時，Uw1-0為正，Uw2-0為負；當BG5截止、BG6導通時，Uw1-0為負，Uw2-0為正。
由圖14的電路可知，圖中PI調節器的動態響應是在電網電壓的正半周，當|Uout|＜|Uset|時，或者在電網電壓的負半周，|Uout|＞|Uset|時，誤差電壓Ve下降。由圖15中在t0～t5期間的波形可知，由于Ve下降，使觸發脈沖cp2的前沿前移，由于在D觸發器FD2的D端輸入的引導方波為V3，使其Q端輸出的V1a和其Q端輸出的V2a，分別也沿時間軸前移，即使其更多的分別與V3和V4重合，或者說，使高頻補償方波Uw1-0和Uw2-0在通過雙向開關SW1和SW2后的正向方波增寬，這樣合成的正弦補償電壓有恰當的正相幅值，使電源的輸出電壓在正半周增加，在負半周時減小，剛好滿足了前述的關于系統的正確的閉環響應，即可實現交流電源的穩壓、調壓功能。由圖15中在t8～t13期間的波形反應了在電網電壓的正半周|Uout|＞|Uset|時，或在電網電壓的負半周|Uout|＜|Uset|時的情形，由圖可見，這時的PI調節器的動態響應是Ve上升，剛好可以合成幅值恰當的負相正弦波補償電壓，使電源的輸出電壓在正半周減小，在負半周時增加，同樣也滿足了系統的正確閉環響應，實現交流電源的穩壓、調壓功能。而t5～t7，則對應著零補償的情形。
圖16所示為本實用新型的實施例之四，圖17為該實施例中智能控制單元[004]的瞬時值響應型的原理電路。在了解了圖13的實施例和圖14的控制電路及其工作原理的基礎上，對于圖16的實施例和圖17的控制電路及其工作原理自然也就明白了，因而不再復述。
至此，我們已經在以圖3所示的實施例為重點的基楚上，包括圖10、圖13和圖16的實施例，在其電路結構，以及如何在PPM技術的控制下所實現的交流電源的穩壓、調壓原理作了充分的說明。在上述的諸種開關電路中，圖上標注的開關器件為雙極型功率開關三極管。根據需要，也可以為其他功率開關器件，如VMOS場效應管、IGBT、GTO等。本實用新型根據以上介紹的實施例，已經用VMOS場效應功率開關管作出了數種無工頻變壓器的樣機，開關管的工作頻率為100KHZ，新產品的實際運行情況及各種電氣性能良好，實現了預期的目的。更可貴的是這種電源的效率可高達96％以上，其體積與同等輸出功率的其他各類現有產品相比降低了10～20倍，其重量減少的更多，如1000VA的的交流穩壓、調壓電源，其重量不到1公斤，5000VA的的交流穩壓、調壓電源，其重量不到2公斤。現有的大功率開關器件，由本實用新型的技術可以制作數十KVA甚至更大功率的交流穩壓、調壓電源，新產品可以節約大量貴重的銅鐵材料，節約能源，大幅度降低成本，有很好的社會效益和經濟效益。實踐證明，這種新型交流穩壓、調壓電源是現有產品的具有重要技術進步的換代產品。
權利要求1.一種開關補償式交流穩壓調壓電源，采用調整與電網電壓串聯的，而且同頻率的正弦波補償電壓Ucom的相位和幅值的方法，使其輸出電壓穩定，和在穩壓基礎上的大范圍調壓，其特征在于該裝置主要由電網輸入濾波單元[001]、串行補償單元[002]、高頻補償電壓發生單元[003]和智能控制單元[004]所組成，電網輸入濾波單元[001]的上輸入端X0及下輸入端Y0用來接入電網，電網輸入濾波單元[001]的上輸出端X1及下輸出端Y1為高頻補償電壓發生單元[003]的兩個輸入端，而且其下輸出端Y1直接作為本裝置的下輸出端，正弦波補償電壓Ucom的形成是在智能控制單元[004]的PPM技術的控制下，首先由高頻補償電壓發生單元[003]產生互為反向對稱的兩組高頻補償方波電壓Uw1 -0和Uw2-0，由W1、O、W2三個端點以對稱方式輸出給串行補償單元[002]，其中O端為兩組高頻補償方波電壓的零點，接入電網輸入濾波單元[001]的上輸出端X2，串行補償單元[002]的電路結構是由帶反向并連二極管的兩只開關三極管按反向串連的方式組成兩組雙向開關SW1和SW2，該兩組雙向開關的一端分別與上述的輸出端W1和W2連接后構成兩條并行的可控整流通道，該兩組雙向開關的另一端在∑x點并接，然后與濾波電感L2、L3串連后即為本裝置的上輸出端X2，濾波電容C5的一端與電感L2和L3的公共端相連，另一端接入電網輸入濾波單元[001]的上輸出端X1，濾波電容C6的一端與本裝置的上輸出端X2相連，另一端與本裝置的下輸出端Y2相連，由電感L2和電容C5組成上濾波器，電感L3和電容C6組成下濾波器，串行補償單元[002]的兩組雙向開關SW1和SW2對兩組高頻補償方波電壓Uw1-0和Uw2-0進行雙向可控整流和經由上、下濾波器雙向濾波后將其合成符合穩壓、調壓要求的正弦波補償電壓Ucom，并與電網電壓串行疊加后輸出。
2.根據權利要求1所述的開關補償式交流穩壓調壓電源，其特征在于高頻補償電壓發生單元的電路結構可以是(1)現行直流開關電源中由單向開關組成的半橋式開關電路[201]，或(2)現行直流開關電源中由單向開關組成的全橋式開關電路[203]，或(3)由雙向開關組成的半橋式開關電路[202]，或(4)由雙向開關組成的全橋式開關電路[204]，或(5)由現行直流開關電源中雙正激開關電路所構成的半橋式復合電路[205]，或(6)由現行直流開關電源中雙正激開關電路所構成的正激式復合電路[206]。
3.根據權利要求1或2中所述的開關補償式交流穩壓調壓電源，當高頻補償電壓發生單元[003]的電路結構為現行直流開關電源中的半橋式開關電路[201]或全橋式開關電路[203]時，其特征在于該電路中的整流橋BRG1的兩個交流輸入端X1′、Y1′分別與電網輸入濾波單元[001]的兩個輸出端X1、Y1相連，該電路的輸出端為其高頻變壓器HT1的帶中心抽頭的次級繞組的三個端點W1、O、W2，其中W1、W2分兩路分別與串行補償單元[002]的兩個輸入端相連，O點接入電網輸入濾波單元[001]的上輸出端X1。
4.根據權利要求1或2中所述的開關補償式交流穩壓調壓電源，當高頻補償電壓發生單元[003]的電路結構為由雙向開關組成的半橋式[202]或全橋式[204]電路時，其特征在于該電路的雙向開關為由帶有反向并連二極管的兩只開關三極管按反向串連的方式組成，該電路的輸入端X1′、Y1′分別與電網輸入濾波單元[001]的兩個輸出端X1、Y1相連。
5.根據權利要求1或2中所述的開關補償式交流穩壓調壓電源，當高頻補償電壓發生單元[003]的電路結構為由現行直流開關電源中雙正激式開關電路所組成的半橋式復合電路[205]，或由現行直流開關電源中雙正激式開關電路所構成的正激式復合電路[206]時，其特征在于該電路中的整流橋BRG1的兩個輸入端X1′、Y1′分別與電網輸入濾波單元[001]的兩個輸出端X1、Y1相連，該電路中的兩只高頻變壓器HT1、HT2的次級繞組組成與單只高頻變壓器帶中心抽頭的次級繞組等效的連接方式W1-O-W2，即將其形成互為反向對稱的連接方式，經W1、W2分兩路送往串行補償單元[002]，與中心抽頭等效的輸出端O，接入輸入濾波單元[001]的上輸出端X1。
專利摘要本實用新型涉及的開關補償式交流穩壓調壓電源,是在其智能控制單元PPM技術的控制下,由高頻補償電壓發生單元產生高頻補償電壓,經由串行補償單元進行雙向可控整流和雙向濾波后將該高頻補償電壓合成與電網電壓同頻率的,有適當相位和幅值的正弦波補償電壓,并與電網電壓疊加后輸出。改變補償電壓的相位和幅值,即可實現無工頻變壓器、無觸點的連續穩壓或調壓,因而有著許多傳統產品所沒有的優點,如體積小、重量輕、成本低、效率高等。
文檔編號G05F1/10GK2411501SQ9923727
公開日2000年12月20日 申請日期1999年3月5日 優先權日1999年3月5日
發明者黃有國 申請人:黃有國