專利名稱：包含兩個諧振儲能電路的電源的制作方法
技術領域：
本發明涉及向負載提供電力的電源，尤其涉及一種包含多個儲能電路的高效率電源，其功能和相互作用由一套專門控制的開關和恒電流控制器進行控制。
包括電荷存儲元件(或者更概括地說，能量存儲元件)的電源是公知的。
例如，美國專利No.4，628，284(布呂寧)揭示了一種高頻率高電壓電源，它用了例如微波爐的磁控管的晶體管開關。在一個或另一個晶體管截止時的時間間隔之間提供一個“空載時間”。
美國專利No.4，319，315(小肯尼等)揭示了一種具有相反導電晶體管對的直流一直流轉換器。
美國專利No.3，886，429(邁拉德等)揭示了一種適合不同電源的對稱電源組。電源組有交替截止和飽和的開關晶體管對。
美國專利No.4，748，311(托馬斯等)揭示了一種具有推挽頻率為f。和并聯調諧電路調諧頻率為2×f。的斬波電路。托馬斯等設計的電路的目的是減少其開關裝置的功率損失。
美國專利No.4，542，440(查泰等)揭示了一種電流傳感器，它包含兩個電源開關和兩個關聯緩沖電路，它們工作時相互之間相位差為180°。
美國專利No.5，513，226(約瑟夫遜)揭示了一種包含兩個儲能電路的鎮流倒相電路。兩儲能電路工作在同一諧振頻率。一對晶體管反相轉換，以推挽方式工作。
美國專利4，709，323(廉)揭示了一種并聯諧振轉換器，在此轉換器中，諧振電路回收了在電路的開關操作時本來要損失掉的能量。
電源的效率是根據電源內部消耗的能量值來測定的。人們當然希望把內部消耗的能量降到最小，因為內部消耗的能量不能傳送到負載中。人們始終期望具有較高效率的電源。本發明的目的就是為了滿足這種需要。
本發明涉及一種為負載提供電能的電源。本電源包括具有共同諧振頻率的第一和第二諧振儲能電路，在兩個“主時段”內反復起作用。在第一主時段內，第一諧振儲能電路斷開，不向負載供電，而由第二諧振儲能電路向負載供電，同時向第一諧振儲能電源充電。在第二主時段內，第二諧振儲能電路斷開，不向負載供電，而由第一諧振儲能電路向負載供電，與此同時向第二諧振儲能電路充電。
在特定的實施例中，本發明的電源可以包括多個恒電路控制器以把諧振儲能電路連到負載上。恒電流控制器可以是金屬氧化半導體場效應晶體管(MOSFETS)。本發明的電源也可以包括一組開關，以有選擇地連接諧振儲能電路、恒電流控制器和負載。
諧振儲能電路、恒電流控制器和開關安排成在第一和第二“主時段”起作用，每個“主時段”包括第一和第二“次時段”。第一諧振儲能電路包含第一電容器和電感器，而第二諧振儲能電路包含第二電容器和電感器。第一主時段的第一次時段定義為第二電容器同時向第二電感器提供電流，向負載提供電能和對第一諧振儲能電路充電的時間;第一主時段的第二次時段定義為第二電感器同時向第一諧振儲能電路充電和向負載提供電能的時間。第二主時段的第一次時段定義為第一電容器同時通過第一電感器提供電流，對第二諧振儲能電路充電和向負載提供電能的時間;第二主時段的第二次時段定義為第一電感器向第二儲能電路充電和向負載供電的時間。
通過閱讀下面結合附圖對最佳實施例的詳細說明將能更好地理解本發明，圖中相同的參考編號對應于相同的元部件。
圖1是一高層次框圖，示出了本發明的電源的一個實施例。
圖2更詳細地圖示了圖1的實施例。圖2A和圖2B示出了如圖3所示的第一主時段的第一和第二次時段期間的電流流向。圖2C和圖2D示出了如圖3所示的第二主時段的第一和第二次時段(第三和第四時段)期間的電流流向。
圖3是某些電壓信號波形和時間圖，電壓信號由柵極信號發生器提供并送到圖1和圖2所示的開關和恒電流控制器的控制端(柵極)。
圖4示出了圖1和圖2所示的最佳的柵極信號放大器，圖4A和圖4B示出了它們的詳圖。
圖5A、圖5B和圖5C分別示出了圖1和圖2所示的最佳的柵極信號發生器、諧振儲能充電器和交流負載定時電路。
在描述圖示的本發明的最佳實施例時，為清楚起見，使用了專門的術語來描述最佳元件和電路。然而，本發明不受這樣選擇的專門術語的限制，并且，應予理解的是，每個專門的元件和電路包括所有的以相似方式工作以實現相似目的的技術等同物。此外還應予以理解的是，詳細說明中所用的“柵極信號發生器和諧振儲能充電器”、“柵極信號放大器”、“反饋控制器”和“恒電流控制器”包括所有與之相關的電路，但本發明的范圍和權利要求中的元件的解釋不應受這樣的限制。而且，“節點”、“通路”和“路徑”應理解為任一合適的把電流從一個電路元件或電路傳導到另一個電路元件或電路的方法和/或用作由兩個或更多個這樣的導線連接在一起的一個點的手段。術語“通路”和“路徑”應作廣義的解釋，它們可以包括導電節點以外的電路元件。按照習慣，詳細描述中描述了正電流流動，但是，該技術領域的那些熟練人員應理解，與負電荷電子流動方向相反的正電流流動僅是習慣，本發明的操作不受此限制。
圖1是本發明的電源的最佳實施例的高層次框圖。把電源設計成向負載100提供電能。
圖2更詳細地圖示了電源實施例。
電源自身分別包括第一和第二諧振儲能電路101、102。諧振儲能電路101、102通過各自的恒電流控制電路103、104和隔離開關13(圖2)連接到負載100的負端。
共同支路105通過隔離開關14(圖2)把負載的正端連接到諧振儲能電路101、102。諧振儲能電路101、102分別通過共同支路106和專用通路107、108連接到柵極信號發生器和諧振儲能充電器114。負載兩端分別通過路徑220和222連接到反饋控制器110。反饋控制器110分別通過路徑226、224連接到柵極信號發生器和諧振儲能充電器114。由反饋控制器110(它可以是MOSFET柵極驅動電路)或電池118之一向柵極信號發生器和諧振儲能充電器114供電。柵極信號發生器和諧振諧振儲能充電器114通過柵極信號放大器116控制恒流控制電路103、104以及各個開關(圖1中未具體示出)的工作。
為清楚起見，圖1中特意略去了各個開關和恒電流控制元件(它們可以是MOSFETs)以及電流方向控制器(最好是肖特基二極管)。現在參照圖2，圖2更詳細地圖示了圖1的電源。
所示的第一諧振儲能電路101包括兩支路202、204之間的多個元件。電感L1與節點424、支路202、204之間的開關1和二極管38串聯連接。相似地，二極管206與節點428、支路202、204之間的電容器C1和節點426串聯連接。二極管37和開關2在節點424(電感C1和開關1之間)和節點426(電容C1和支路204之間)之間串聯連接。
第二諧振儲能電路102以與諧振儲能電路101相似的方法構成。具體地說，支路212、214對應于支路202，204。相似地，第二電感器L2和第二電容器C2分別對應第一電感器L1和第二電容器C1。開關7和8、和二極管42、41和216分別對應開關1和2和二極管38、37和206。
二極管206、216的方向排列得可以允許電流從支路202、212分別通過節點428、414流到各自的電容器C1、C2。電容器C1和C2的正端分別通過節點428、414連接到二極管206和216;電容器的負端分別通過節點426、418連接到支路204、214。
電感器L1和L2的極性隨著電路工作時段而變化。在第一和第三次時段(下面將更詳細描述)期間，這兩時段分別與諧振儲能電路102、101通過它們的電容器和電感器對負載100放電相關，與支路212(第一次時段301)或202(第三次時段303)相連的電感器的一端為正極端;在第二和第四次時段(下面將更詳細描述)期間，該極性相反。
在參照圖1進行的討論中曾簡短介紹過，負載的負端通過隔離開關13及各自的恒電流控制電路103、104連接到各自的諧振儲能電路101、102。圖2比圖1更詳細地示出了連接關系。具體地說，負載100的負端通過節點402連到二極管33，二極管33連到恒電流控制電路103的輸入節點404恒電流控制電路103的輸出節點406連接到節點202(在諧振儲能電路101內)。二極管33的排列方向允許電流從負載100的負端通過隔離開關13和節點402流到恒電流控制電路103。恒電流控制電路103包括兩個并聯的恒電流控制元件5和6，恒電流控制元件5和6可以是MOSFET。流過恒電流控制電路元件5和6的電流由114內的柵極信號發生器分別控制，這將在下面描述。
用與連接隔離開關13、節點402、二極管33、節點404、恒電流控制元件5和6、節點406和支路202類似的方法，通過隔離開關13、節點402、二極管34、節點410、兩個并聯連接的恒電流控制元件11、12(它們可以是MOSFETS)、節點412和支路212把負載100的負端連接到第二諧振儲能電路102上。
負載100的正端連接到每個諧振儲能電路101、102內的兩點上。具體地說，負載100的正端通過隔離開關14、支路105、開關3和二極管35連接到二極管206和電容器C1之間的節點428上。而且，負載100的正端也通過開關14、支路105、開關4和二極管36連接到第一電感L1和開關1之間的節點424上。
用類似的方法，通過隔離開關14、支路105、開關9和二極管39把負載100的正端連接到二極管216和電容器C2之間的節點414上。通過隔離開關14、支路105、開關10和二極管40把負載的正端連接到第二電感L2和開關7之間的節點416。
如圖1所示，支路106是共同連接到儲能電路101、102的連接線，在圖2更具體地示出了該線連接到二極管31和32的情況。二極管31、32分別通過開關15、16連接，以允許電流僅在那些諧振儲能電路充電時才可以從支路106流向在各個諧振儲電路101、102內的各個支路202、212。支路204(在諧振儲能電路101內)和支路214(在諧振儲能電路101內)連接到在各自路徑107、108上的各個開關21、22。開關21、22的相對端和節點106連到柵極信號發生器和諧振儲能充電器114。開關21和22工作時安排成兩者不同時連接到它們各自的諧振儲能電路101、102上。
負載100的負端和正端分別通過路徑220、222和開關242連接到反饋控制器110上。反饋控制器110通過路徑224、226連接到柵極信號發生器和諧振儲能充電器114上。路徑224被認為是地電位，而路徑226為直流電位，典型值為+18V。
柵極信號發生器和諧振儲能充電器114從反饋控制器110或電池118(或其它等效電源)接收電能。典型地，柵極信號發生器和諧振儲能充電器114的正電流輸入端232連接到電池118的正端240。相似地，柵極信號發生器和諧振儲能充電器114典型地連接到電池118的負端238，開關244把電池各端238、240連接到柵極信號發生器和儲能充電器114的輸入端230、232。
工作時，柵極信號放大器116對114中的柵極信號發生器所產生的柵極信號進行放大，并使它流到圖中標為246的路徑上。柵極信號放大器116把放大后的信號分配給各個開關和恒電流控制器的柵極，由它們來控制本發明電源的功能。
可以有利地使用金屬氧化半導體場效應晶體管(MOSFETs)構成開關1-4、7-10和21-22。如圖2所示，開關3、4、9、10、21和22可以安排成使MOSFET的源極朝向圖2的底部，MOSFET的漏極朝圖2的頂部。對開關1，2，7，8，MOSFET的源極朝向圖2的頂部或右面，MOSFET的漏極朝向底部或左面。對于MOSFET開關5、6、11和12，源極朝向圖2的左面，漏極朝向圖2的右面。MOSFET16的源極朝向左面，MOSFET15的源極朝向右面。
MOSFETs的柵極是開關的控制端，并通過柵極信號放大器116而具有從114中的柵極信號發生器來的合適的電壓信號。隔離開關13、14可有利地使用適合于把負載100連到電源上或從電源上斷開的機械、真空或固態器件構成。
恒電流控制電路5、6、11和12也可以由MOSFETs構成。然而，這些MOSFETs不以二元開關的方式工作。而是如專業術語“恒電流控制器”所述，這些MOSFET可以有利地工作在它們的線性區域用作電流控制器。如圖2所示，每個恒電流控制器的MOSFET的源極可以通過相應的節點406，412連接到儲能電路101、102的頂部節點202，212。每個MOSFET的漏極可以通過相應的節點404、410連接到二極管33、34上。各個MOSFET的柵極通過柵極信號放大器116連接到柵極信號發生器和儲能充電器114上。
再生反饋控制器(圖1和圖2)最好構成Vicor VIL53Cy型直流一直流轉換器，在其儲能輸出(負載)側有120伏直流，在路徑226和224之間有+18伏直流輸出。
圖3是波形和時間定標圖，它示出了柵極信號發生器和諧振儲能充電器114所產生的信號，該信號對開關和恒電流控制元件1-12和21-22進行控制。
如上所述，電源包括第一和第二諧振儲能電路。兩諧振儲能電路具有同一個諧振頻率，并分別在兩個“主時段”312和334內(圖3)起作用。在第一主時段312內，第一諧振儲能電路101與電源負載100斷開，第二諧振儲能電路102在向第一諧振儲能電路101充電的同時向負載100供電。在第二主時段334，第二諧振儲能電路102與電源的負載斷開，由第一諧振儲能電路101向負載100供電，與此同時向第二諧振儲能電路102充電。
每個主時段包括第一和第二“次時段”。第一主時段的第一次時段301定義為電容器C2同時向負載100供電，維持電流流過電感器L2和向第一諧振儲能電路101充電的一段時間;第一主時段的第二次時段302定義為第二電感器L2向第一諧振儲能電路101充電和向負載100供電的一段時間。第二主時段334的第一次時段303定義為第一電容器C1同時向第二諧振儲能電路102充電，維持電流流過電感器L1和向負載100供電的一段時間;第二主時段334的第二次時段定義為第一電感器L1向第二諧振儲能電路102充電和向負載100供電的時間。次時段和主時段的定時用下述方法由開關控制。
第一主時段的第一和第二次時段下面緊接著是第二主時段的第一和第二次時段。因此它們可以看作第一、第二、第三和第四連續的次時段。在圖3中第一至第四次時段分別用301、302、303和304表示。應該理解，圖3所示的波形在所示的時間段的前后是重復延伸的。按習慣，高電平信號表示二進制開關“閉合”(接通)，“低”電平信號表示二進制開關“斷開”(不接通)。柵極信號發生器和儲能充電器114同步產生如圖所示的波形。
對于儲能電路101，波形A輸入到開關1、15和21(圖2)以及17(圖5c)。波形B輸入到開關2和3。波形C輸入開關4。波形D輸入恒電流控制元件5。波形E輸入恒電流控制元件6。
相似地，對于儲能電路102，波形F輸入開關7、16、22(圖2)和18(圖5c)。波形G輸入開關8、9。波形H輸入開關10。波形I輸入恒電流控制元件11。最后，波形J輸入恒電流控制元件12。
在最佳實施例中，波形A和F在時間上是連續的，正方波具有50/50占空度，標稱頻率為20KHz。波形B、C、G和H是占空度為25/75(25%)、標稱頻率為20KHz的正方波。波形D、E、I、J為具有25/75(25%)占空度的指數形波，標稱頻率為20KHz。所示的波形和正電壓電源一起使用。圖中沒有示出與之互補的負波形，它也可以與互補的負電源一起使用，其原理與所示的電源的原理相同。
在某一次時段，波形B、C、G和H中僅有一個波形有效。波形G在第一次時段有效;波形H在第二次時段有效;波形B在第三次時段有效;波形C在第四次時段有效。波形I、J、D和E分別在第一、第二、第三和第四次時段有效。這些波形是經細致控制的模擬波形，最好是指數形，它調節各個恒流控制元件11、12、5和6所提供的電流的大小，以控制最終由諧振儲能電路102和101饋至負載100的電流。可以用任何合適的方式產生指數形波形，例如，可以以該技術領域的熟練人員所公知的方法用模擬網絡或數字波形發生器來產生。
現在描述第一至第四次時段期間起動操作時圖2電路的電流流動。各電路部件的功能與穩定態操作期間相同，下面將更全面地加以描述。
在起動期間，開關13和14打開，把負載100與電源隔離開。開關244閉合，把電能從電池118(或等效電源)提供給柵極信號發生器和諧振儲能充電器114。開關242也閉合，這樣，把反饋控制器110連接到諧振儲能電路的輸出端，在穩定狀態操作期間，它用于負載100和反饋控制器110。柵極信號發生器和諧振儲能充電器114接通，同時開關1、8、9、11、15和21也接通，開關4、6、7、16和22斷開。這樣在主時段312的次時段301(圖3)期間對諧振儲能電路101充電。
此時諧振儲能電路102無電荷，因此，它不能進入穩定狀態操作，以向負載100供電和向諧振儲能電路101充電。然而，在起動期間，諧振儲能電路102的的開關以與穩定狀態操作期間一樣的順序連接。
由于在起動期間僅諧振儲能電路101需要充電，因此，電能只要從電池18(或等效電源)經過柵極信號發生器和諧振儲能充電器114、諧振儲能電路101和反饋控制器110后最后返回到柵極信號發生器和諧振儲能充電器114。
在次時段301結束/次時段302開始時，開關8、9和11斷開，同時，開關10和12接通。在主時段312的次時段302結束/主時段334的次時段303開始時，開關1、10、12、15和21斷開，同時，開關2、3、5、7、16和22接通。諧振儲能電路101通過反饋控制器110和柵極信號發生器和諧振儲能充電器114放電，而開始對諧振儲能電路102充電。最后，在次時段303結束/次時段304開始時，開關2、3和5斷開，同時開關4和6接通。在主時段334結束時，兩個諧振儲能電路以如圖3所示的各自的充放電順序繼續工作。
在兩個主時段和四個次時段期間，柵極信號發生器和諧振儲能充電器114通過柵極信號放大器116向開關提供必要的電壓信號，使它們按照圖3所示的時間順序控制諧振儲能電路101、102的充放電。在主時段312結束時，隔離開關13和14閉合，向負載100供電。
現在描述穩態條件下的操作。請參閱圖2A-2D，圖2A-2D分別示出了四個連續的次時段期間的電流流動。
在第一次時段301期間，電容器C2維持流過電感器L2的電流，對諧振儲能電路101充電，并向負載100供電。電流從C2的正端通過節點414、二極管39、開關9、節點105和開關14流到負載100的正端。從負載100的負端，電流通過節點402、二極管34、節點410、MOSFET11和節點412再進入儲能電路102。然后，電流通過電感器C2、節點416、二極管41、MOSFET8和節點418返回到電容器C2的負端。
應當理解，在儲能電路101內，內部的諧振儲能電流是以順時針方向流動的(如圖2所示)。
同時，諧振儲能電路101被充電，電流從柵極信號發生器和諧振儲能充電器114通過支路106、二極管31、開關15、支路202、二極管206和節點428流到電容器C1。電流繼續從電容器C1的相對(負)端通過節點426、開關21，沿著路徑107返回柵極信號發生器的諧振儲能充電器114。
反饋控制器110接收從節點432通過開關242沿路徑222來的部分電流，該電流沿著路徑226流到柵極信號發生器和諧振儲能充電器114。電流也從柵極信號發生器和諧振儲能充電器114沿著路徑224通過反饋控制器110，沿著路徑220通過開關242、節點402和開關13到負載100的負端。
在第二次時段302，在向諧振儲能電路101充電時向負載100供電。具體地說，電流從電感L2通過節點416、二極管40、開關10、支路105(432)和隔離開關14流到負載100的正端。然后電流從負載100的負端通過隔離開關13、節點402、二極管34、節點410、恒電流控制器MOSFET12和節點412返回到電感器12。該第二次時段302期間的電流在其它方面的描述與第一次時段301相同。
在第三次時段303期間，重復第一次時段301的過程，由諧振儲能電路101向負載100、諧振儲能電路102和有關電路供電。現在在第一諧振儲能電路101內的電容器C1向負載供電，向第二諧振儲能電路102充電。具體地說，電流從電容器C1的正端通過節點428、二極管35、開關3;支路105(432)和隔離開關14流到負載100的正端。然后，電流從負載100的負端通過隔離開關13、節點402、二極管33、節點404，恒電流控制器MOSFET5、節點406、支路202、電感L1、節點424、二極管37、開關2和節點426，返回到電容器C1的負端。
在諧振儲能電路102內，內部的諧振電流以如圖2所示的順時針方向流動。
電流從柵極信號發生器和諧振儲能充電器114通過支路106(408)、二極管32、開關16、節點212、二極管216和節點414流到電容器C2的正端。電流也從電容器C2的負端通過節點418、開關22，沿著路徑108返回到柵極信號發生器和諧振儲能充電器114。
電流從節點432和開關242沿著路徑222流到反饋控制器110，然后沿著路徑226流到柵極信號發生器和諧振儲能充電器114。電流沿著路徑224通過反饋控制器110、通過開關242沿著路徑220返回到節點402。
在第四次時段304期間，電感器L1向負載供電，并向第二諧振儲能電路102充電。具體地說，電流從電感L1的正端通過節點424、二極管36、開關4、支路105(432)和隔離開關14流到負載100正端。然后電流通過隔離開關13、節點402、二極管33、節點404、恒電流控制器MOSFET6和節點406、支路202返回到電感L1的負端。在第四次時段304期間電路中其它的電流流動與上面描述第三次時段303時的相同。
從柵極信號發生器和諧振儲能充電器114把合適的柵極控制信號沿著路徑246送到柵極信號放大器116，然后按照圖3的時間和波形送到MOSFET1-12、21、22的柵極。
下表提供了各個部件有利的具體的值。然而，那些熟悉技術領域的技術人員可以在本說明書之后的權利要求書所闡述的本發明的精神和范圍之內對下面的部件、部件值、部件類形和參數范圍作出種種替換或變更。
表一元件可供選用的器件開關1-4IRF350 MOSFETS(400伏60安培脈沖)開關7-10IRF350 MOSFETS(400伏60安培脈沖)開關21-22IRF641 MOSFETS(150伏72安培脈沖)開關15-16IRF350 MOSFETS(150伏72安培脈沖)恒電流控制器IRF350 MOSFETS(150伏72安培脈沖)5-6恒電流控制器IRF350 MOSFETS(150伏72安培脈沖)11-12二極管206、216IRF60HFU(R)200(200伏、60安培超快速恢復)二極管31、32IRF60HFU(R)200(200伏、60安培,超快速恢復)二極管33、34IRF60HFU(R)200(200伏、60安培,超快速恢復)二極管35、38IRF60HFU(R)200(200伏、60安培,超快速恢復)二極管39、42IRF60HFU(R)200(200伏、60安培,超快速恢復)
電感器L1、L2MICROTRAN SL4-23-F(螺線管/21微享、30安培)電容器C1、C2Components Research 3.14微法/600伏/300安培,200千赫(IRF-國際整流器公司)現在請參閱圖4，4A和4B，圖4、4A和4B更詳細地圖示了柵極信號放大圖116(圖1和圖2)。尤其是，如圖所示，柵極信號放大器116是一個驅動器和前置驅動器陣列。各種從柵極信號發生器114沿路徑246到柵極信號放大器116(圖1和圖2)的信號都輸入到各自的驅動器/前置驅動器。下面參照圖5A詳細描述沿路徑246傳送的各種信號的產生。
參見圖4。圖4示出信號通過路徑246到柵極信號放大器116并分送到各驅動器和前置驅動器。從圖4左側進入的信號是圖3所示的信號A-J。每個圖5A中產生的圖3信號輸入到兩個電路之一，該兩個電路分別圖示于圖4A和圖4B。為清楚起見，圖4示出了圖4A和圖4B所示的電路的框圖。圖4所示的各個框圖驅動圖2所示的MOSFET開關或恒電流控制器的相應柵極。
信號D、E、I和J驅動恒電流控制器5、6、11和12。它們都是模擬信號。圖4A所示的電路用于產生這些模擬信號。到圖4右邊的大多數信號是二進制信號，這些二進制信號輸入至起通一斷開關作用的MOSFET。圖4B所示的電路用于產生這些信號。
參見圖4A。圖中示出了四個串聯的元件401、402、403、404。第一元件401是恒電流控制器柵極輸入信號驅動器。它最好由國際整流器公司的IR2129來實現。驅動器401的增益和驅動特性由固定電阻和可調電阻決定。固定電阻和可調電阻按照公開出版的數據頁所提供的制造商說明來連接和調整。
驅動器401驅動MOSFET光隔離前置驅動器的輸入端，MOSFET光隔離前置驅動器包含元件402、403和404。元件402最好采用CD40107BEX，元件403最好采用HCPL-2231。元件402和403利用光學隔離技術有效地進行電隔離。圖中畫出了最后一個MOSFET柵極驅動器404，在許多實施例中它是供選擇使用的。
應當理解，每個元件401-404均由穩壓電源供電(+12伏直流和-12伏直流，從圖5B獲得)。
現在參照圖4B。圖中示出了串聯的元件412、413和414。這些元件分別對應于元件402、403和404(圖4A)。因圖4B的電路不對恒電流控制器MOSFET柵極驅動，所以沒有對應于圖4A中的元件401。在其他方面，圖4B的作用與圖4A基本相同。
現在參照圖5A。圖中示出了柵極信號發生器(圖1和圖2中元件114的一部分)。方波發生器527產生200KHz的方波輸出，標稱電壓為1V，占空度為50/50。方波發生器527可以采用德克薩斯儀器公司的N74LS624N電壓控制振蕩器來實現。
分頻器533接收方波發生器527的輸出，它是十分頻元件，產生200KHz的方波。十分頻元件533最好由Motorolu公司的MC74HC4017同步計數器來實現。
分頻器533的20KHz方波輸出輸入到第一D觸發器534A的時釧輸入端。觸發器534A的非反相輸出輸入到第二觸發器534B的時釧輸入端。D觸發器534A、534B的反相輸出端反回到它們各自的輸入端。在這種結構中，在每個時鐘輸入的上升沿，各個輸出端被觸發到各自相反的狀態，這由前一時鐘輸入周期期間反相輸出端的狀態決定。在這種方式下，每一觸發器534A、534B用作二分頻器。因此，觸發器534A的輸出為10KHz的方波，而觸發器534B的輸出為5KHz的方波。
觸發器534A的非反相輸出輸入到計數器538的CLKAB輸入端以及多路分離器537的較低地址輸入位AO。計數器538的QAB輸出輸入到多路分離器537的較高地址位A1。另外，計數器538的最高計數位QDB反饋回計數器的CLKA輸入端。
觸發器534A、534B可以用RCA249CD4013AE雙D觸發器集成塊實現。多路分離器537可以用Motorola832100M74LS139T1/4解碼器/多路分離器集成塊實現，計數器538可以用Motorola的雙4級二進制脈動計數器實現，時鐘AB輸入端為15引腳，時鐘A輸入端為引腳1，QAB和QDB輸出端分別為引腳13和9。
多路分離器537有四個輸出端。在某一時間四個輸出端僅有1個為有效。輸入到地址輸入端A0和A1的信號確保有效的多路分離器信號以一合適的與觸發器534B的輸出同步的頻率從多路分離器信號以一合適的與觸發器534B的輸出同步的頻率從多路分離器的一個輸出到另一個輸出端順序進行掃描。多路分離器537的輸出端上標號1、2、3和4指出(如圖3所示)對應的輸出有效的次時段。計數器538的存在保證了不會發生“鎖住”，并且能連續和重復地進行有效脈沖的掃描。
觸發器534B的輸出以及多路分離器537的輸出對所有MOS-FET1-12，15-16和21-22進行定時(如圖1和圖2所示)。在圖5A的右側，這些信號標為A-J，對應于圖3中同樣標注的信號。另外，在圖5A右邊附近，也標注出了各信號有效時的次時段(1、2、3和4)。
現在描述由觸發器534B和多路分離器537決定這些控制信號的方法。多路分離器537的四個輸出端分別輸入邏輯反相器539A、539B、539C和539D，它們可以用MotorolaMC74HCO4NHex反相器芯片實現。反相器539A、539B、539C、539D的整形(指數型)輸出提供信號D、E、I、J，分別控制恒電流控制器MOSFET5、6、11、12的柵極。
從前面的論述中可以看出，信號D、E、I和J不是二進制信號，而最好是指數信號。為了產生指數形波，使用了一個波成形元件536，它可以看作基本上是R-C波成形器。在一最佳實施例中，波成形器536可以是RCACA324E，連接到反相器539A-539D的輸出端，這種連接方式是該技術領域的熟練人員應用CA324E的公開的數據頁就很容易做到的。
為了提高信號D、E、I和J的電流，把多路分離器537的各個輸出輸入到四個MOSFET540A、540B、540C和540D的柵極。這些MOSFET的漏-源路徑連接在各反相器整形波輸出和地之間。MOSFET540A、540B、540C和540D最好用Siliconix VN10KMN-溝道MOSFET;額定為60伏，1安培(脈沖)。因此，通過柵極信號放大器116(圖4)向恒電流控制器MOSFET5、6、11和12提供了合適波形和能量的柵極信號D、E、I和J。
同時，由達林頓復合晶體管驅動器535E、535F、535A、535B、535C和535D分別產生二進制MOSFET柵極信號A、F、B、C、G和H。這些達林頓復合晶體管驅動器最好由MotorolaULN2003A達林頓復合晶體管陣列來實現，它們接收分別來自觸發器534B的非反相和反相輸出以及分別來自反相器539A、539B、539C和539D的輸出。
所有到圖5A右邊的信號被送到圖4、4A、4B詳細描述的柵極信號放大器116，控制圖1和圖2所示的儲能電路中MOSFET的定時和操作。
應當理解，圖5A所示的電路元件具有以穩壓信號的形式提供的適當的電源。穩壓信號由圖5B所示電路產生。
現在參見圖5B示出了作為元件114(圖1、圖2)一部分的穩壓器和儲能電路。
圖5B底部示出了電池118(在圖5B左側)和反饋控制器110(在圖5B右側)之間的連接。來自反饋控制器110(圖1和圖2)的未穩壓18伏電壓和來自電池118(圖1和圖2)的未穩壓12伏電壓之間的差是由一個齊納二極管571提供的，該二極管最好為5.1伏的齊納二極管，用作移壓器。相似地，在正電源線和接地線226、224之間設置有第二齊納二極管572，齊納二極管572最好以用作電壓穩壓器的12.1伏的齊納管來實現。第三二極管573允許電流從電池118流過路徑230及路徑224而到達反饋控制器110。第三二極管最好用IN914，起反向極性保護器作用。
再生式反饋控制110(圖1和圖2)最好用Vicor直流-直流轉換器，在儲能電路輸出側(負載)有120伏電壓，在路徑226和224之間有+18伏直流輸出。齊納二極管572保證12V直流電位與電池118來的電壓匹配。
穩壓電源由下述方法提供。再參見圖5B，第一穩壓器524通過穩壓器581接地和連接到從路徑232上的電池118來的12伏未穩壓電壓輸入端。穩壓器581最好用7805實現。穩壓器524最好用MaximMAX743雙輸出開關型穩壓器，它有兩個MaximLM78L12線性穩壓器，產生+12伏直流和-12伏直流穩壓輸出。+12伏直流輸出輸入到第二穩壓器533，第二穩壓器533最好由7805UC8621型5伏穩壓器來實現。穩壓器524和523向圖5A、5C、4A和4B所示的電路提供經穩壓的+12伏直流，+5伏直流和-12伏直流電，所用的方法是該技術領域的熟練人員所熟知的。
元件114(圖1和圖2)的諧振儲能充電器部分由下面方法構成。在圖5B中，如圖所示，控制路徑106、107、108(圖1和圖2)的諧振儲能電路包括串聯的降壓元件525和升壓元件526。降壓元件525接收經穩壓的112V直流電，并通過12個串聯的二極管和一可調電阻使它降壓，提供+5.14伏的直流輸出。然后，升壓元件526，它最好用ERG公司生產的E1212-1.5150直流-直流電壓轉換器，產生120伏穩壓直流輸出，升壓元件526的輸出通過支路106(也圖示在圖1和圖2)向儲能元件101和102供電。通過開關21和22(圖2)接到各諧振儲能電路的接地線圖中示為路徑107和108(圖1、2、5B)。
現在參照圖5C。圖中示出了向交流負載100A提供定時的電路。該電路正好與向直流負載100(畫在圖1和圖2中)供電和電路相反。圖5C所示的電路向交流負載100A提供60Hz、120伏(RMS)信號。
更具體地說，60Hz正弦振蕩器528產生1.0伏到峰值的正弦信號。正弦振蕩器最好用Micro線性ML2036可編程正弦波發生器來實現，用Micro線性產品的產品數據頁上的信息進行編程以產生上述信號。振蕩器528的正弦輸出輸出到雙半波整流器529，半波整流器529包括兩個二極管529A、529B。正弦波的正半部分沿著上部路徑到達方波發生器531和第一前置驅動器542A。相反，正弦波的負半部分由增益為1的反相器反相后輸入到第二方波發生器532和第四前置驅動器542D。方波發生器531、532的結構與產生同步于它們各個正弦輸入的+12伏方波的方波發生器相似。方波發生器531、532的輸出輸入到第二和第三前置驅動器542B、542C。前置驅動器542B、542C產生基本上與它們各自輸入同步的+12伏方波。
增益為1的反相器最好用LM318的結構，增益為1但極性相反。對于該技術領域的熟練人員能很容易地實現方波發生器531、532。前置驅動器542A、542B、542C和542D則按照圖4B構成。
前置驅動器542A和542D的輸出驅動各個MOSFET23、24的柵極。MOSFET23、24包含直流到60Hz半波轉換器549的元件。MOSFET23和24之間的節點與節點402相同(圖1和圖2)，位于直流負載100的負側(如圖5虛線所示)。
MOSFET17和18加上二極管17A、17B、18A和18B一起來說構成半波到全波的轉換器。
前置驅動器542B和542C的輸出驅動各個MOSFET17和18的柵極。MOSFET17的源極通過串聯的二極管17A和18A連接到MOSFET24的源極。二極管17A和18B之間的節點連接到交流負載100A的第一端。相似地，MOSFET18的源極通過串聯的二極管18A和17B連接到MOSFET23的漏極。二極管18A和17B之間的節點連接到交流負載100A的第二端。
MOSFET17的漏極連接到MOSFET18的漏極，它們的共同接線是支路105(432)，而105是直流負載100的正端節點(如圖5C虛線所示)。
MOSFET17、18、23和24最好選用IRF350’S的結構。二極管17A、17B、18A和18B最好用200伏30A、起反極性保護器作用的二極管。
工作時，進入MOSFET23和24的柵極的半波正弦信號相互之間異相180°，因此，允許電流通過節點402和支路105以反相時幀到達交流負載100A。由反向極性排列的每個MOSFET23、24提供的85伏峰值電壓的半波電壓因此向交流負載100A提供60Hz、120V.RMS全波輸出。
上面描述了本發明最佳實施例的結構和操作。下面的描述是為了在原理上理解本發明。
如上所述，本最佳實施例包括兩個諧振儲能電路，它們諧振頻率相同。在所示的實施例中，其諧振頻率為20KHz。儲能電路具有相同的驅動系統，由從柵極信號發生器和諧振儲能充電器114的信號A和F(圖3)進行主時間控制。信號A和F是相等但相位相反的、朝正向變化的電壓方波，占空度為50/50。每個信號通過控制諧振儲能電路和它們各自的電流源流過各個接地MOSFET21和22之間的接地順序來控制所有其他操作發生的時幀。因此實現了諧振儲能電路交替工作。
對于諧振儲能電路101的工作，有第一主時段312開始、在第一次時段301開始、在MOSFET21接收朝正向變化的電壓(0到12伏)、占空度為50/50的方波柵極電壓信號A的瞬時，MOSFET22接收從+12伏到0伏，占空度為50/50的方波柵極電壓信號F。因此，諧振儲能電路101連接到柵極信號發生器和諧振儲能充電器114，并允許電容器C1充電至Vt伏，在本最佳實施例中為120伏，其中感抗等于容抗。《電學》1-7(哈里·米列夫著，援引在此作為參考)第4-134頁解釋了該技術領域熟練人員通常理解的平行諧振儲能電路的充電。
在MOSFET接收到朝正向變化的方波柵極信號A的同時，儲能電路101的MOSFET1接收到同一柵極信號。這在儲能電路101中開啟了一條電流通道，它僅僅包括與電感、MOSFET開關、二極管、電容器和將這些部件串聯起來的導線相關的電阻。串聯的電阻包括多股電線的電阻，該電線可以是＃12銅線，0.00102歐姆/英尺，用作為串聯各種部件的導線;MOSFET1漏極至源極的內阻0.15歐姆;二極管206和38的內阻;很小的電容器電阻;12至14英寸的銅線，銅線可以是＃12單股電線，該電線繞制成儲能電路101的電感器L1的線圈。
該電感器的磁芯最好是一種鐵氧體環形磁芯，帶有相連的磁性正交調諧電路。在C1的正極與負極之間的這個電路構成儲能電路101完整的充電路徑，該路徑長僅約12-18英寸。總內阻極低的儲能電路使得儲能電路在高“Q”值或高“品質”下工作。在最佳實施例中，“Q”的調節是通過改變電感器L1的感抗而實現的。這最好通過增加或減少繞組中的直流電流而實現，該繞組繞在一個相對于環形磁芯電感器L1的軸線呈90°(正交)放置的“C”芯電磁體上。該“C”芯電磁體上。該“C”芯電磁體控制器中的感應磁場改變或“調制”電感器L1的感抗。手動或自動地對儲能電路的感抗進行物理或電子調節的其它可能手段為調諧本發明電源技術領域中那些技術人員所熟知，因而不需要作進一步的討論。
儲能電路102的內部充電電路、相關的控制電路和電流路徑在功能上和實體上完全和儲能電路101相同。
在第1主時段開始時，剛結束其諧振充電階段的儲能電路102，在“接地”MOSFET22接收到從+12伏至0伏變化的方波柵極信號F的同一時刻與外部電源斷開，從而被關斷到一不導通狀態。也是在此同一時刻，由于0至+12伏、25/75占空度信號G(加在MOS-FET8和9的柵極上)及信號I(加在MOSFET11的柵極上)，在C2的負充電端、負載100和C2的正端之間建立起一條電流路徑。MOSFET8和9接收使其導通的0至+12伏、25/75占空度的柵極信號G。
MOSFET11接收一個0至+12伏、25/75占空度的“指數型”柵極信號，該信號專門設計成利用次時段301，即全部時段的25%來達到其最高的+12伏電平。程序上排定，在柵極信號到達MOS-FET8的同時開始該信號。在圖示的實施例中，指數型信號的所有后沿或向中性點變化的+12伏至0伏邊沿都是垂直的;它們并不向下傾斜，也不延伸至零以下。
在該第1次時段的末端，MOSFET8、9和11的柵極上的電壓同時被強制成零伏。該次時段僅包括50%占空度的一半，該占空度由柵極信號發生器和儲能充電器114的20KHz頻率(信號A和F)所決定。
在MOSFET8、9和11被關斷時，MOSFET10和12分別因接收到0至+12伏、25/75占空度的柵極電壓信號H和J而被接通。MOSFET10接收到一個0至+12伏、25/75占空度的柵極電壓，它與傳給MOSFET8和9的柵極的信號相類似。MOSFET12接收到一個0至+12伏、25/75占空度的“指數型”柵極電壓信號，該信號與早些時候送到MOSFET11的柵極上的信號相同。
該第2組MOSFET在電容器C2放電所產生的第二次時段302(也就是L2的磁場的消失的時間)中控制放電路徑。該第2次時段302(占據了第1主時段時幀的第二個50%)占去了放電時幀的余下部分。該放電時幀是由來自柵極信號發生器和儲能充電器114的20KHz信號A和F分配給儲能電路102的第1主時段。
這是在儲能電路102的放電電流路徑中MOSFET8-12的較佳結構，也是在儲能電路101的電容充電路徑中MOSFET21和1的較佳結構。如上所述，MOSFET1-4、7-10和21-22起到“開通/關斷”開關的作用，這樣改變了各個電流流動途徑，而其它MOSFET(5、6、11和12)起到恒流控制器的作用。MOSFET11控制儲能電路102的電容器C2的放電速率，而MOSFET12控制儲能電路102的電感器L2的磁場受控消失時所引起的電流量。儲能電容器在設計中不在儲能電感器的放電路徑中。當儲能電感器在第二次時段中放電時，它不象在標準儲能電路中那樣改變極性。儲能電容器也不象在標準儲能電路中那樣改變極性。它們只朝一個方向充電。這一動作與標準儲能電路的完全不同。
本發明的優點有許多，這里只舉其大者1).每一個諧振儲能電路做成在獨立于任何與之相連的外部負載的情況下對其電容器充電，從而最大限度地實現諧振充電條件。
2).每一個儲能元件以一致的方式通過負載放電，對負載有共同而不變的極性(DC操作)。
下面給出的說明，將在前面段落中簡化的優點加以展開。因為正是在這里，本發明顯示了其在本技術領域中的某些先進之處。
首先控制儲能電容器的放電速率，然后控制儲能電感器的放電速率，這樣就發生了下列情況。先是非諧振RC電路，然后是非諧振LR電路對負載供電。目前，在某些電源中，利用非諧振電路供電是一種標準的做法，但是，任一供電電路都是相互獨立地使用的。與此相反，本實施例相繼地使用一個非諧振RC電路和非諧振LR電路。此外，也是更重要的，通過在分配給各個儲能電容器進行諧振充電的恰好一半時間內使兩個諧振儲能電路的元件放電，與每一電容器在其諧振充電速率下放電的情況相比，對負載可以提供兩倍的可供電流(因此，相應地提供了增強的電源)。實際上，使每個電容器在其諧振充電速率下放電將會給大多數負載帶來極為災難性的狀況。這是因為，串聯諧振狀況也會以其因諧振而出現的電抗電壓的增大值介入進來，該電抗電壓將加在負載的兩端。
通過將MOSFET5、6、11和12用作為可變電阻器(起到恒流控制器的功能)，并在適當的次時段的“接通”部分中將其電阻呈指數曲線型地從最大降至最小而實現了下列結果在整個次時段上，以一種精確地抵消并控制正在放電的儲能電容器的下降電壓的方式，降低了每個儲能電容器的放電電路中的內阻，從而向負載提供了受控、平均的電流。這樣，負載能夠均勻地起反應，如同由一恒壓、恒流源供電一樣。與此類似，在整個次時段上，以一種精確地抵消并控制與正在消失的磁場相關的下降電壓的方式，降低各儲能電感器的放電電路中的內阻，從而再一次向負載提供了受控的電流。
該優點是這樣取得的，在發生電感器磁場消失的整個時幀中，將先前的負極與儲能電容器的正極(只有現在來自儲能電感器)精確地匹配。負載正常工作所要求的不同電勢(+120V和中性或接地)首先由儲能電路102的電容器C2在次時段301中提供，然后由儲能電路102的電感器L2在次時段302中提供，再由儲能電路101的電容器C1在次時段303中給出，最后由儲能電路101的電感器L1在次時段304中供給，至此次時段301再次開始，整個過程重復進行。這也象是在給負載提供一個不變的恒壓源。
每一放電時間“次時段”恰好是整個儲能電路充電時間“主時段”的一半。這滿足了平衡充/放電比率以在電路中獲得均衡的要求。如上所述，當儲能電路102的部件C2和L2以非諧振方式通過負載放電時，儲能電路101在并聯諧振條件下對電容C1充電(它未連到負載)。各個串聯放電時間率是充電時間率的一半。因而放電速率要快一倍，這樣向負載提供的電流兩倍于在放電時間等于充電時間的一組工作條件下所能提供的電流。儲能電路102的元件通過負載放電，只遇到由導電路徑、電感線圈、諧振電路的二極管和負載的串聯電阻所造成的損失，在此之后，MOSFET8、9、10、11和12分別在其柵極接收到向中性方向變化的+12伏至0伏的信號G、G、H、I、J，儲能電路102的元件由這些MOSFET與負載隔斷。同時，給儲能電路101的適當的MOSFET(儲能電路101剛剛完成對其電容器C1的諧振充電)加上合適的正向柵極電壓，這樣，就能開始在第2主時段334中的次時段303、304中對負載供電的周期(由儲能電路101的元件供電)。
簡而言之，上述實施例具有下列特征-利用無功功率，通過受控的電流向負載完整地供電的能力，該電流來自交替采用的串聯非諧振LR和RC電路，其中，L和C元件在充電期間形成一個并聯諧振儲能電路。
-利用諧振儲能電路的自然放大特性的能力，通過一電路路徑，形成電容器的全充電條件，而不是僅僅通過電流的電壓源(如串聯的諧振電路中那樣)。
-將可提供給負載的有效電流增倍的能力。這是通過將每一元件的放電時間減半而實現的，先是從各儲能電路的電容器，而后是從電感器。
-通過兩個相同的諧振儲能電路向一個偽串聯負載持續地供電的能力。一個儲能電路的電容器在與負載隔離情況下，在諧振條件下由一外部電壓源充電。另一個已充電的儲能電路的元件在與該外部電壓源隔離情況下通過負載放電(如上所述，在受控串聯電路條件下)。
-利用一個不會受電壓下降(目前發電機的電勢跌落或降低)問題影響的電子電源向負載持續供電的能力。
-利用一電功率源向負載持續供電的能力。外部電壓/電流源(電池118)提供必需的電壓和電流，以滿足在第1主時段中對儲能電路101中的C1充電的功率要求。在對兩個諧振儲能電路之一進行諧振充電之后，充過電的儲能元件開始通過負載放電。
從上述電路動作的說明可看出，該電路工作在諧振的兩個“最佳方式”下。首先，關于串聯諧振，圖示實施例具有向負載提供最大可能功率的能力。其次，關于并聯諧振，圖示實施例具有利用外部電流源的最少量電流對一個電容器充電的能力，起到電壓源的作用。
在圖示實施例上可以附加其它電路，以利用DC“功率”源在稱為DC疊加的條件下對其自身功率要求不加判別的能力。在這種情況下，諧振儲能電路從任何電源，諸如電池118和/或反饋控制器110、或其組合，獲取它所要求的電流和電壓，只要它們具有正確的電壓極性和要求最小的電流。該系統可以專門設計成利用反饋控制器110作為初級(內部)DC電壓和電流源，并用電池118作為次級DC電源的外部DC電壓和電流源。
從諧振儲能電路看其電壓和電流源，象任何諧振儲能電路那樣，該系統呈現對電流的最大阻抗。同時，它象串聯電路那樣對負載供電，其對電流的阻抗僅來自線性電阻(由放電路徑中采用的導線的尺寸和其它特性決定)。因為放電頻率兩倍于充電頻率40KHz對20KHz的系統諧振頻率，所以，在放電時，系統不處于串聯諧振狀態下。
構成諧振回路101和102的兩個獨立的串聯LR和RC放電電路具有滿足所有電功率要求的能力每一個電路可以彼此提供必要的電壓和電流作為系統內部“功率源”(反饋控制器110、柵極信號發生器和諧振儲能電路充電器114、柵極信號放大器116和有關電路)，即對在20KHz諧振條件下充電的另一個諧振儲能電路作為與負載100并聯的負載進行充電。其理由是，系統在諧振條件下被充電的特定部分連接到此時正在對負載100供電的電源的其它部分(從負載-功率要求角度看)。只有那些先前已在諧振條件下充過電，并且已在該時幀中斷開“內部”電源(不是反饋控制器110而是另一儲能電路)的諧振儲能電路元件對整個并聯負載供電。這兒所說的“負載”一詞，它不僅僅指負載100，“內部”儲能電路控制電路及其它充電儲能電路也是總“負載”的一部分。
在諧振條件下，“隧道二極管”或“江崎二極管”可用在諧振儲能電路中，而所有直接饋到儲能電路自身的必需的外部電流都可以去除。其理由是，隧道二極管產生一種“負電阻”。它對所處的儲能電路的作用是將有效純電阻降至極小值。因而，由于在儲能電路中有一如上所述的極小值的內部有效純電阻，就必須有流經支路106的極小值的“線電流”。
如圖2所示，兩個電路同時工作。在第1次時段301(圖3)中，儲能電路101被充電，由于MOSFET2、3、4、5和6不導通，它與負載100和反饋控制器110斷開。儲能電路101通過其在正120V支路202中的二極管經由支路106連到內部電源(反饋控制器110;柵極信號和諧振儲能電路充電器114;柵極信號放大器116)。MOS-FET21提供與接地側的連接。
儲能電路102的電容器及其電感器通過“負載”(它包括儲能電路101、內部電源(反饋控制器110、柵極信號發生器和諧振儲能電路充電器114、柵極信號放大器116和并聯負載100))放電。這時，因為在電容器C2正端的二極管216不允許電容器直接通過它放電，所以，儲能電路102與內部電源(反饋控制器110、柵極信號發生器和諧振儲能電路充電器114、柵極信號放大器116)斷開。處在儲能電路102和內部電源接地之間的MOSFET22也已被關斷，這樣，將儲能電路102的放電電路與內部及外部電源接地隔離開。
在這種情況下，對于負載100和由反饋控制器110、柵極信號發生器和諧振儲能電路充電器114、柵極信號放大器116及其它儲能電路構成的并聯負載，各放電儲能電路元件形成它自己的接地源和電流源。MOSFET11和12分別接收到一個指數型柵極信號，如前文說明過的那樣，控制允許流到負載的電流量，其原因如下。
電流應該以一種穩定均勻的方式提供，以獲取向負載供電的期望效果。對一穩定不變的負載提供均勻的電流量可以在負載兩端上產生適當而均勻的、預計的電壓降。加在一個電阻性、電感性、電容性或其組合的變化負載上的電流(達到由兩個儲能電路元件和放電電路決定的預定最大值)的可用性能夠象系統提供的那樣對負載供電。因為“電流”(不是電壓)是前文所列所有四種負載條件中的“公分母”，所以，各種不同電壓降，它們在各個負載上的各個相位關系能夠按照要求由各種負載形成或產生。本系統利用了功率MOSFET用作可變電阻的功能來控制電流量。本系統通過對先由儲能電容器后由儲能電感器提供的正在下跌的源電壓的精確的相關性方式降低其對電流的電阻而控制住供給負載的電流量。這種結構提供了負載所需要的正確的電流。當儲能電容器的電壓下跌，然后儲能電感器的電壓跟著下跌時，控制用的MOSFET的內阻也必然下跌。
在第1個次時段301(圖3)中，儲能電路102的電容C2的放電受MOSFET11控制，在其兩端之間提供必要的電勢差，使電流流經并聯的負載。
在第二次時段302(圖3)中，儲能電路102的電感器L2正消失的磁場受MOSFET12控制，在其兩極之間提供必要的電勢差，使電流流經負載。
在次時段303和304(圖3)中，再次發生上述電流。儲能電路101對“負載”(現在包括儲能電路102和前文所述的內部電源)供電。儲能電路101的電容器C1由在C1正端處的二極管206通過支路106與柵極信號發生器和諧振儲能電路充電器114斷開，這樣，不允許C1對自身放電，MOSFET15被關斷，并且，通過不導通的接地，控制MOSFET21被關斷。MOSFET5以與MOSFET11控制電容器C2的放電時間的方式相同的方式控制電容器C1的放電時間。MOSFET6控制電感器L1的磁場的消失時間，方式與MOS-FET12控制電感器L2的磁場的消失時間的方式相同。MOSFET8、9和10被關斷，以允許儲能電路102將電容器C2充電至柵極信號發生器和諧振儲能電路充電器114所提供的120伏。
熟悉本技術領域的技術人員在上述說明的指導下能夠理解并能夠對本發明的上述實施例進行種種修改和變化。所以，應該理解，本發明完全可以在所附權利要求及其等同物的范圍內，以不同于上述說明的方式方法加以實施。
權利要求
1.一種用于向負載供電的電源，其特征在于，它包括a)具有一諧振頻率的第1諧振儲能電路；b)具有與第1諧振儲能電路的諧振頻率基本相同的諧振頻率的第2諧振儲能電路，其中，這兩個諧振儲能電路構造成適合于在兩個主時段中重復工作，其中，A)在第1主時段中，第1諧振儲能電路不向負載供電，而第2諧振儲能電路向負載供電并對第1諧振儲能電路充電；B)在第2主時段中，第2諧振儲能電路不向負載供電，而第1諧振儲能電路向負載供電并對第2諧振儲能電路充電。
2.如權利要求1所述的電源，其特征在于，它還包括c)用于有選擇地將諧振儲能電路與負載互連的多個開關;和d)用于產生控制所述開關的柵極信號的柵極信號發生器。
3.如權利要求2所述的電源，其特征在于，它還包括e)一個柵極信號放大器，它從柵極信號發生器接收柵極信號，用于產生通到所述開關的放大后的柵極信號。
4.如權利要求2所述的電源，其特征在于，它還包括f)一個用于向第1和第2諧振儲能電路供電的諧振儲能充電器;g)用于有選擇地向柵極信號發生器和諧振儲能電路充電器供電的電池;和h)連在負載與諧振儲電路充電器之間的反饋控制器，用于有選擇地從諧振儲能電路向柵極信號發生器和諧振儲能電路充電器提供更多的電力。
5.如權利要求4所述的電源，其特征在于，它還包括至少一個穩壓電路，響應電池或反饋控制器，以產生柵極信號發生器和諧振儲能電路充電器所采用的穩壓后的電壓。
6.如權利要求4所述的電源，其特征在于，所述諧振儲能電路充電器包括1)一個降壓電路，用于將來自至少一個穩壓電路的穩壓后的電壓轉換成小于該穩壓后的電壓的一個電壓;和2)一個升壓電路，響應降壓電路的輸出，產生一個大于該穩壓后的電壓的諧振儲能電路驅動電壓，其中，第1諧振儲能電路和第2諧振儲能電路響應該諧振儲能電路驅動電壓而動作。
7.如權利要求2所述的電源，其特征在于，柵極信號發生器包括一個用于產生多個次時段信號的電路，在一個時候僅有一個次時段信號有效，有效的那個次時段信號在多個次時段信號中依次連續重復地進行掃描，該掃描在大致等于兩個主時段的時間內完成。
8.如權利要求7所述的電源，其特征在于，用于產生多個次時段信號的電路包括具有第1、第2、第3和第4次時段輸出的多路輸出選擇器，其中1)第1和第2輸出依次分別在第1主時段的第1和第2次時段中有效;和2)第3和第4輸出依次分別在第2主時段的第3和第4次時段中有效。
9.如權利要求2所述的電源，其特征在于，柵極信號發生器包括一個用于產生第1和第2主時段信號的電路，其中1)第1主時段信號在第1主時段中有效而在第2主時段中無效;和2)第2主時段信號在第2主時段中有效而在第1主時段中無效。
10.如權利要求1所述的電源，其特征在于，它還包括一個用于交流負載的定時電路，該定時電路包括用于產生一個具有第1振幅的第1正弦波信號的正弦波發生器;用于將第1正弦波信號轉變成兩個反相的正弦半波的第1電路;用于將第1正弦波信號轉變成兩個反相的方法的第2電路;和一個轉換電路，響應第1和第2電路，在方波的控制下，將兩個正弦半波合并成具有第2振幅的完整的正弦波，該完整正弦波加到交流負載上。
11.如權利要求1所述的電源，其特征在于，其中第1諧振儲能電路和第2諧振儲能電路分別包括1)一個第1節點和一個第2節點;2)第1和第2節點之間的一條第1支路，包括一個串聯電感器，一個第1中間節點和第1開關;3)第1節點和第2節點之間的一條第2支路，包括一個電容器;和4)第3支路，連在第1支路的第1中間節點與第2節點之間，第3支路包括一個第2開關;其中，第1和第2開關控制流過第1和第2諧振儲能電路的電流。
12.如權利要求11所述的電源，其特征在于，第1和第2諧振儲能電路中每一電路還有下列各項與其相連5)通過一第3開關將第1中間節點與負載的第1端相連的第4支路;和6)通過一第4開關將第1節點連到負載的第1端的第5支路。
13.如權利要求11所述的電源，其特征在于，第1和第2諧振儲能電路中每一電路還有下列各項與其相連7)連在負載的第2端和第1節點之間的恒流控制器。
14.如權利要求13所述的電源，其特征在于，恒流控制器包括兩個在線性區域中工作從而控制進入第1節點的電流的MOS-FET。
15.一種用于向負載供電的電源，其特征在于，它包括a)一個具有一諧振頻率的第1諧振儲能電路，包括一個第1電容器和第1電感器，它們基本決定了第1諧振儲能電路的諧振頻率;b)具有與第1諧振儲能電路的諧振頻率基本相等的諧振頻率的第2諧振儲能電路，包括基本決定第2諧振儲能電路的諧振頻率的第2電容器和第二電感器;c)用于將諧振儲能電路連到負載的多個恒流控制器;和d)用于有選擇地互連諧振儲能電路、恒流控制器和負載的一組開關，其中，諧振儲能電路、恒流控制器和開關構造和配置成在第1和第2主時段中工作，第1和第2主時段中每一個都包括第1和第2次時段，其中1)第1主時段的第1次時段形成了第2電容器對負載供電并對第1諧振儲能電路充電的時間段;2)第1主時段的第2次時段形成了第2電感器對第1諧振儲能電路充電并向負載供電的時間段;3)第2主時段的第1次時段形成了第1電容器對第2諧振儲能電路充電并向負載供電的時間段;和4)第2主時段的第2次時段形成了第1電感器對第2諧振儲能電路充電并向負載供電的時間段;其中，所述開關控制次時段和主時段的定時。
全文摘要
本發明提供一種向負載提供電功率的電源，包括具有一共同諧振頻率并在兩個“主時段”中重復工作的第1和第2諧振儲能電路。在第1主時段中，第1諧振儲能電路與負載斷開，而第2諧振儲能電路向負載供電并對第1諧振儲能電路充電。在第2主時段中，第2諧振儲能電路與負載斷開，而第1諧振儲能電路向負載供電并對第2諧振儲能電路充電。諧振儲能電路配置有恒流控制器和開關。
文檔編號G05F1/563GK1069838SQ92109228
公開日1993年3月10日 申請日期1992年8月8日 優先權日1991年8月9日
發明者理查德·L·邁克凱 申請人:理查德·L·邁克凱