專利名稱：交流穩壓器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種交流穩壓裝置。
目前廣泛在使用的交流穩壓器有(1)可控硅相控式交流穩壓器該穩壓器是利用升壓自耦變壓器來產生補償電壓的，其補償電壓的大小由串接在自耦變壓器原邊和交流電源之間的一對反并聯可控硅相控開關控制，通過調整相控開關的移相角，使輸出往縮小偏差的方向調整，以達到穩定電壓之目的。這種穩壓器，由于采用相控開關控制電壓，諧波分量大，所以失真度大，要濾除這些諧波，則需要配置較大尺寸的濾波器，這就增加了成本，體積和重量。又由于升壓自耦變壓器不可能產生與電綱電壓反相的補償電壓，這就使穩定電壓的范圍受到了限制，為擴大穩壓范圍，另需在輸出端接只降壓自耦變壓器，也導致成本、體積、重量增加。
(2)磁放大器式交流穩壓器該穩壓器用一只磁放大器串接在升壓自耦變壓器的原邊和交流電源之間，用誤差電壓作為磁放大器的直流激磁，來控制磁放大器的交流側阻抗，使輸出電壓偏差縮小，來實現穩壓的。這種穩壓器，由于采用了磁放大器，不僅動態相應時間長，且消耗有色金屬多，體積大，重量重，效率低。
本發明的任務是提供一種失真度小，穩壓范圍大，動態性能好、效率高、體積小、重量輕、成本低、運行可靠的穩壓器。
本發明的任務是通過如下技術措施來實現的整個交流穩壓器可分為電壓補償電路、反饋調節器、脈寬調制器、隔離驅動電路及保護系統部分，其電壓補償電路包括交流斬波器、工頻變壓器和濾波器。從普通交流電綱來的交流電，經過交流斬波器輸入變壓器原邊，將變壓器付邊輸出電壓和電綱電壓矢量迭加、濾波，并與給定電壓作比較后再送入反饋調節器中進行調節，用調節后的輸出信號去控制脈寬調制器的輸出脈寬，該輸出脈寬經隔離驅動電路隔離和放大后驅動交流斬波器，通過交流斬波器去控制變壓器的原、付邊電壓，使變壓器付邊輸出電壓大小正好等于電綱電壓和恒定電壓之間的差額，用以補償電壓偏差，實現輸出恒定電壓之目的，為提高運行可靠性，在穩壓裝置中還設置了過流保護系統。
以下結合附圖詳細說明本發明的構成及使用實例。
圖1是本發明交流穩壓器的原理框圖。
圖2是電壓補償電路及保護系統的主電路。
圖3是構成四開關交流斬波器的雙向全控開關，(僅表示一只開關的電路)。
圖4是誤差檢測、放大及采樣脈沖形成電路。
圖5是脈沖采樣調節器的電路。
圖6是四開關交流斬波器的倍頻式脈寬調制方法原理波形圖。
圖7是倍頻式脈寬調制器的電路。
圖8是隔離驅動電路。
圖9是保護系統控制電路的主體部分電路。
參照圖1，本發明的穩壓器具有電壓補償電路11，反饋調節器4，脈寬調制器5，隔離驅動電路6及保護系統7，其中電壓補償電路包括交流斬波器1，工頻變壓器2和濾波器3，這里，反饋調節器4由放大器8，采樣脈沖形成電路9及脈沖采樣調節器10構成。來自電網的交流電Vi經過交流斬波器1輸入變壓器2的原邊，把變壓器付邊輸出電壓V1′與電網電壓Vi矢量迭加，并經濾波器3濾波后所獲得的輸出電壓V0與給定電壓Vg進行比較，比較后的誤差電壓Vr′輸入反饋調節器4，而用調節后的輸出信號去控制脈寬調制器5的輸出脈寬，該輸出脈寬經隔離驅動電路6隔離、放大后驅動交流斬波器，使交流斬波器有正確的輸出電壓V1去控制變壓器，從而使變壓器付邊獲得的補償電壓V1′與電網電壓Vi迭加后，正好滿足V0＝Vg，達到穩壓之目的，在穩壓器中還設置了一個能有效地承受過載電流的保護系統7，旁路變壓器原邊的過載電流，以確保穩壓器正常工作。
圖2是交流穩壓器的電壓補償電路及保護系統的主電路。
圖中，標號O和P分別表示交流電網中的相線和零線，電綱交流電Vi從O、P端輸入交流斬波器，為了對正的或負的電綱電壓差額均起補償作用，這里，交流斬波器采用了四開關交流斬波器，它是由四個雙向全控開關T1～T4組成的橋式電路，其每一個雙向全控開關可以如圖3所示，用由四只二極管Di1～Di4和一個功率晶體管BGi構成的橋式電路，交流斬波器的輸出端a、b經過流取樣電阻R0與變壓器的原邊c，d端相連，變壓器的付邊輸出，其一端接電源O端，一端接穩壓器的輸出端R，穩壓器的另一輸出端S直接接電源P端，在RS之間接濾波電容C，經濾波后的電壓V0從RS端輸出。保護系統的主電路由過載能力較大的可控硅雙向開關Th1并接在變壓器原邊構成，以旁路過載電流，在圖示實例中，可控硅雙向開關采用雙向可控硅，或者可用二只反并聯單相可控硅，或者也可用由四只二極管和一只單相可控硅組成的組合雙向導通可控硅構成。保護系統主電路動作的控制信號來自保護系統的控制電路。
在正常運行情況下，可控硅雙向開關阻斷，交流斬波器正常工作，這時雙向全控開關T1和T4、T2和T3各自以較高的調制頻率互補導通，當輸出電壓V0小于恒定電壓時，則反饋控制系統使T1、T3的導通時間增加，T2、T4的導通時間減少，致使交流斬波器的輸出電壓V1及變壓器付邊輸出電壓V1′增加，從而使V0也相應增加，直到等于恒定電壓值。當輸出電壓V0大于恒定值時，則反饋控制系統使T1、T3的導通時間減少，T2、T4的導通時間增加，致使交流斬波器的輸出電壓V1及變壓器付邊輸出電壓V1′減小，從而使V0也相應減小，直到等于恒定電壓值。
當發生過流情況時，通過保護系統的控制電路，令交流斬波器輸出零電壓，同時令可控硅雙向開關Th1導通，以旁路變壓器的原邊過載電流。
本發明給出的實例，其反饋調節器由放大器，采樣脈沖形成電路及脈沖采樣調節器構成。
參照圖4，來自電壓補償電路的電壓V0經變壓器Tr2降壓和二極管D1～D4全波橋式整流后，在放大器A1中與穩壓管W1及電阻R3產生的基準電壓Vg進行比較，并經放大器A1、A2將比較后的誤差電壓二級放大后在A端輸出一個其峰值電壓與誤差電壓成正比的電壓Vr，與此同時，橋式整流后的信號經過比較器K1輸出一個頻率為電源頻率兩倍的采樣脈沖cp1、，cp1脈沖經非門N2形成脈沖CP1，而經過由電容c1、電阻R12、二極管D5和非門N1組成的單穩電路產生一個其前沿與cp1的后沿相重合的脈沖cp2。用生成的cp1，CP1，cp2這些脈沖信號去控制脈沖采樣調節器內的雙向模擬開關，使其周期性地接通。
圖5是脈沖采樣調節器的電路，脈沖采樣調節器由峰值保持器，脈沖采樣開關，零保持開關，跟隨器，積分器和放電開關構成。其中由運算放大器A1、二極管D4、電容C2組成的峰值保持器，將峰值誤差信號保持下來，雙向模擬開關SW1作為脈沖采樣開關，在采樣脈沖到來時，將開關打開，讓誤差信號通過，到運算放大器A4組成的跟隨器中進行阻抗變換，然后進入由電阻R13、電容C3、運算放大器A5組成的積分器中對誤差信號積分，當采樣完成后，由雙向模擬開關SW3作為放電開關為峰值保持器放電，雙向模擬開關SW2作為零保持開關，是防止跟隨器高輸入阻抗產生靜電干擾的。
參照圖5，將峰值保持器的輸出端接脈沖采樣開關SW1和放電開關SW3、SW3的另一端接負電源E-，控制端接cp2脈沖信號，SW1的另一端接跟隨器A4的輸入端，控制端接cp1脈沖信號，零保持開關SW2接在跟隨器A4的輸入端與地之間，其控制端接CP1脈沖信號，跟隨器A4的輸出端接積分器。
脈沖采樣調節器的工作過程是這樣的，在每半個電源周期中，峰值保持器將峰值誤差電壓在電容c2上保持下來，其后采樣脈沖cp1來到，脈沖采樣開關SW1導通，峰值誤差電壓就通過SW1，跟隨器A4到積分器中進行積分，積分后的調節電壓us在B點輸出，由于有跟隨器A4提高輸入阻抗，所以能避免在SW1導通時，電容C2上的電壓下降。當cp1脈沖為低電平時，CP1為高電平，零保持開關SW2導通，以保證積分器停止積分，當cp1脈沖到來時，則通過放電開關SW3使電容C2放電，以備峰值保持器保持電源下一個半周的峰值誤差電壓，這樣就完成了一個脈沖采樣調節周期的工作。這種脈沖采樣調節器的特點是，在每半個電源周期中，用寬度一定(由采樣脈沖cp1的寬度決定)，幅度和誤差成正比的脈沖電壓對積分器積分，所以每調節一次的調節量(積分器輸出電壓的增量)與誤差電壓成正比，當誤差大時，調節量大，誤差小時，調節量小，由此可見，采用這種脈沖采樣調節器，其調節過程準確迅速，不易產生振蕩，由于積分環節的存在，能做到使穩態誤差為零。圖中由非門N3和雙向模擬開關SW4組成的放電電路是保護系統控制電路的一部分，其工作情況在后面闡述。
為便于濾波，本發明采用的脈寬調制器最好用倍頻式脈寬調制器，四開關交流斬波器的倍頻式脈寬調制方法，如圖6所示，對照圖中a、b，其中b中的b1、b2、b3、b4分別代表雙向全控開關T1～T4的驅動信號，調制基波是一個對稱三角波uc，把從脈沖采樣調節器獲得的相對于調制三角波中心線對稱的二個大小相等，方向相反的調節電壓us和u′s與uc比較，可得四種工作狀態。
當uc＞us時，T2導通，T3截止，當uc＜us時，T3導通，T2截止，當uc＞u′s時，T1導通，T4截止，當uc＜u′s時，T4導通，T1截止。
由此可見，在每個三角波調制周期中，雙向全控開關僅工作一個開關周期，而輸出電壓卻工作了兩個斬波周期，所以交流斬波器輸出的基波電壓V1的頻率是開關工作頻率的兩倍，(見圖中c、d)這就非常有利于濾波。同時可見，us越大，交流斬波器的輸出電壓V1也越大，us越小，V1也越小，當us＞u′s時，交流斬波器輸出的基波電壓V1與電綱輸入電壓Vi同相，(比較圖中c和e)，而當us＜u′s時，則V1與Vi反相(比較圖中d和e)，所以改變us，就可使交流斬波器的輸出電壓V1在-Vi與Vi之間連續變化，隨時都能滿足調壓功能的要求。
圖7是倍頻式脈寬調制器的電器。參照圖7，由比較器K4、電阻R17、R18、R19，運算放大器A7及電容C4組成的對稱三角波發生器，產生一對稱三角波電壓uc，來自脈沖采樣調節器的調節電壓us，一方面和三角波電壓uc在比較器K2中比較后輸出一組用以控撲蛉乜豑2和T3的開關信號，另一面，經過運算放大器A6產生一個與調節電壓us大小相等，極性相反的電壓-us，即u′s、u′s與uc經比較器K3比較后輸出另一組用以控制雙向全控開關T1和T4的開關信號;這二組開關信號經由與非門N4、N5組成的起保護作用的封鎖電路和非門N6，N7輸出信號f1～f4分別控制T1～T4。
圖8表示隔離驅動電路。交流斬波器的四只雙向全控開關需四個這樣的電路，分別去控制每一只雙向全控開關中的功率晶體管BGi，圖8僅示出了一個隔離驅動電路，其中下標i＝1，2，3，4，圖中的bi接圖3BGi的基極，Oi接BGi的發射極，fi分別與圖7中的f1～f4相連。當fi為高電平時，則晶體管G1i，G2i，光耦合器li均導通，為BGi提供正的基極電流，這時，對應的雙向全控開關Ti也導通，反之，當fi為低電平時，Ti關斷。
網9是保護系統控制電路的主體部分電路圖，(其他部分已分別在圖2、5、7中表示出)。保護系統的主電路，如前所述，由并接在變壓器原邊的可控硅雙向開關Th1構成，控制電路包括絕對值比較器，雙向可控硅驅動電路，單穩電路，光耦合器，延時電容及由與非門N4、N5組成的封鎖電路(見圖7)，由非門N3和雙向模擬開關SW4組成的放電電路(見圖5)和過流取樣電阻R0(見圖2)。來自過流取樣電阻R0上的電流信號從Q端輸入，經由比較器K5、K6組成的絕對值比較器比較后，一路控制由晶體管G5組成的雙向可控硅驅動電路，在g端輸出觸發主電路可控硅雙向開關Th1(即圖示實例的雙向可控硅)的控制信號，另一路觸發由晶體管G1、G2組成的單穩電路，控制光耦合器l5在P端輸出電平信號。在晶體管G1的集電極與發射極間并接了延時電容C1。
保護動作是這樣完成的，當交流斬波器輸出正常電流時，絕對值比較器輸出低電平，這時晶體管G1、G3截止，雙向可控硅驅動電路在g端無信號輸出，單穩電路也無信號控制光耦合器，光耦合器截止，P端呈高電位，此時封鎖電路的與非門N4、N5的門打開，交流斬波器按正常規律工作;放電電路的非門N3輸出低電平，雙向模擬開關SW4斷開，故脈沖采樣調節器也按正常規律工作。當交流斬波器過流時，絕對值比較器輸出高電平，這時，晶體管G3導通，雙向可控硅驅動電路在g端有控制信號輸出，去觸發可控硅雙向開關Th1，為變壓器原邊提供了旁路通道。同時，晶體管G1、G2也導通，使光耦合器l5導通，P端呈低電平，此時，封鎖電路的與非門N4、N5輸出高電平，使T1、T2關斷，T3、T4導通，交流斬波器輸出零電壓;放電電路的非門N3輸出高電平，雙向模擬開關SW4導通，為脈沖采樣調節器中積分器的積分電容C3放電，這樣就為恢復正常運行時，提供了一個軟調節過程，使積分器從零開始積分，可避免輸出電壓發生階越變化。當過流消除后，必須保證可控硅雙向開關Th1阻斷后，交流斬波器才輸出電壓，為此，設置了延時電容C7，以使在過流消除，晶體管G3截止后，P端仍維持低電平10ms以上，交流斬波器繼續保持輸出零電壓，直到可控硅雙向開關Th1恢復阻斷后，交流斬波器才輸出電壓。由此可見，保護系統的控制電路在過流發生時，同時完成a.觸發可控硅雙向開關Th1，為變壓器原邊電流提供旁路通道。
b.給脈沖采樣調節器中積分器的積分電容放電。
c.令交流斬波器輸出電壓為零并保持至可控硅雙向開關Th1關斷為止。
發明實施例，將圖2中的Q、g端分別與圖9中的Q、g端對應連接，圖2中的R、S端分別與圖4中的R、S端對應連接，圖4中的A端與圖5中的A端相連，圖5中的B端與圖7中的B端相連，圖5、圖7械腜端與圖9中的P端相連。
本發明交流穩壓器的電壓補償采用了交流斬波器，由于交流斬波器輸出中的諧波分量容易濾除，特別當采用四開關交流斬波器時，用倍頻式脈寬調制方法，使頻率增高，就更有利于消除諧波，而且還能對正或負的電綱電壓均作補償，使用時，不必另配自耦變壓器，所以本發明穩壓器的穩壓范圍大，濾波器簡單，尺寸小，再則，交流斬波器的輸出受反饋調節器內的脈沖調節器控制，而這種調節器是在每半個電源周期中，用和誤差成比例的脈沖電壓對積分器積分，其調節過程動態響應快，穩態無差，準確度高。穩壓裝置的保護采用過載能力大的可控硅旁路變壓器原邊電流，其價格低，可靠性高，綜上所述，本發明具有體積小、重量輕、成本低、穩壓范圍大、失真度小、動態性能好、運行可靠、效率高等優點。
權利要求
1.一種交流穩壓器，其特征在于具有交流斬波器[1]，工頻變壓器[2]，濾波器[3]，反饋調節器[4]，脈寬調制器[5]，隔離驅動電路[6]和保護系統[7]，電綱交流電經交流斬波器[1]輸入變壓器[2]的原邊，把變壓器付邊電壓與電綱電壓迭加，再經濾波器[3]濾波后得到的輸出電壓與給定電壓比較后輸入反饋調節器[4]調節，用調節后的輸出信號去控制脈寬調制器[5]的輸出脈寬，該輸出脈寬經隔離驅動電路[6]隔離和放大后驅動交流斬波器，使變壓器在交流斬波器提供的電壓控制下，其付邊電壓值正好等于差額電壓，用以補償電壓偏差，實現穩壓；設置的保護系統[7]用以旁路變壓器[2]原邊的過載電流。
2.按權利要求1所述的交流穩壓器，其特征在于所說的交流斬波器〔1〕為四開關交流斬波器，它是由四個雙向全控開關〔T1～T4〕組成的橋式電路。
3.按權利要求1所述的交流穩壓器，其特征在于所說的脈寬調制器〔5〕為倍頻式脈寬調制器。
4.按權利要求1所述的交流穩壓器，其特征在于所說的反饋調節器〔4〕包括a.放大器〔8〕，對誤差電壓進行放大。b.采樣脈沖形定電路〔9〕，提供一個頻率為電源頻率兩倍的采樣脈沖cp1，脈沖CP1及前沿與cp1的后沿相重合的脈沖cp2。c.脈沖采樣調節器〔10〕，在每半個電源周期中，用寬度一定，幅度和誤差成正比的脈沖電壓對積分器積分。
5.按權利要求4所述的交流穩壓器，其特征是所說的脈沖采樣調節器包括a.峰值保持器，將峰值誤差信號保持下來。b.脈沖采樣開關，當采樣脈沖到來時，開關打開，讓誤差信號通過。c.跟隨器，對誤差信號進行阻抗變換。d.零保持開關，防止跟隨器高輸入阻抗產生靜電干擾。e.積分器，當采樣脈沖到來時，對誤差信號積分。f.放電開關，當采樣完成后，為峰值保持器放電。
6.按權利要求5所述的交流穩壓器，其特征在于所說的峰值保持器由運算放大器A3、二極管D6和電容C2組成，所說的脈沖采樣開關，零保持開關，放電開關分別為雙向模擬開關SW1、SW2、SW3，所說的跟隨器由運算放大器A4組成，所說的積分器由運算放大器A5，電阻R13，電容C3組成，將峰值保持器的輸出端接脈沖采樣開關SW1和放電開關SW3，SW3的另一端接負電源E-，SW1的另一端接跟隨器的輸入端，跟隨器的輸出端接積分器，零保持開關SW2接在跟隨器的輸入端及地之間，SW1、SW2、SW3的控制端分別接cp1、CP1、cp2脈沖。
7.按權利要求1所述的交流穩壓器，其特征在于所說的保護系統包括主電路和控制電路二部分，其主電路由并接在工頻變壓器原邊的可控硅雙向開關Th1構成，控制電路由絕對值比較器、雙向可控硅驅動電路、單穩電路、光耦合器、延時電容、封鎖電路、放電電路及過流取樣電阻構成，在過流發生時，控制電路同時完成a.觸發可控硅雙向開關Th1，為變壓器原邊電流提供旁路通道。b.給脈沖采樣調節器中積分器的積分電容放電。c.令交流斬波器輸出電壓為零并保持至可控硅雙向開關Th1關斷為止。
8.按權利要求7所述的交流穩壓器，其特征是并接在工頻變壓器原邊的可控硅雙向開關Th1為雙向可控硅，或者是二只反并聯單相可控硅，或者是由四只二極管和一只單相可控硅組成的組合雙向導通可控硅。
全文摘要
本發明公開的“交流穩壓器”是一種交流穩壓裝置。該穩壓器由反饋調節器內所含的脈沖采樣調節器，在每半個電源周期中對誤差電壓進行積分，并用積分后的信號經脈寬調制器去控制交流斬波器，使其有正確的輸出電壓供給工頻變壓器原邊，從而使變壓器副邊獲得的電壓正好等于電網電壓和恒定電壓間的差額，用以補償電網電壓的偏差，實現穩壓之目的。該交流穩壓器失真度小，穩壓范圍大，動態性能好，體積小，重量輕，成本低，可靠性高。
文檔編號G05F1/20GK1033325SQ87107968
公開日1989年6月7日 申請日期1987年11月22日 優先權日1987年11月22日
發明者應建平 申請人:浙江大學