米勒補償電路及電子電路的制作方法
本發明涉及電子技術領域，尤其涉及一種米勒補償電路及電子電路。
背景技術：
反饋環路在電子電路中得到大量的應用，如工業界大規模使用的電壓調整器、鎖相環、模數轉換器等都是基于反饋環路而實現的。但反饋環路常常出現不穩定現象，實踐中往往通過環路補償電路來確保反饋環路的穩定性。
米勒補償是一種通用的環路補償電路。但米勒補償會引入一個右半平面零點，這將大大影響反饋環路的穩定性和限制反饋環路的帶寬，所以一般會使用某種方法來消除此零點或改變其位置從而使其變成左半平面零點。圖1就是一種常見的帶有跟隨器的米勒補償反饋環路。圖1中由電流源Ib和P溝道MOS晶體管MPF構成的跟隨器的目的就是消除米勒補償的前饋通路，從而消除右半平面零點。這時還將引入一個新的左半平面零點，其位置為：
其中ωzero代表零點位置，Gm,MPF代表PMOS晶體管MPF的跨導，Cc為米勒補償電容Cc。反饋環路的第二極點位置為：
其中ωp2代表第二極點位置，Gm,MPO代表PMOS輸出晶體管MPO的跨導，CL代表負載中的負載電容。若利用第二極點來補償所述左半平面零點，則需要滿足關系式ωzero＝α*ωp2，相當于需要Gm,MPF＝α*Gm,MPO*(Cc/CL)；這里的α可為預先設定的正實數，從而保證反饋環路的穩定性并擴展反饋環路的帶寬。
但有一個問題使ωzero＝α*ωp2條件很難得到滿足：Gm,MPO隨著輸出晶體管MPO的電流變化而變化，對不同的輸出晶體管MPO電流，無法滿足Gm,MPF＝α*Gm,MPO*(Cc/CL)成立。
故現有的米勒補償電路，只有輸出晶體管MPO電流不變時，才能利用第二極點補償左半平面零點，而MPO電流一旦變化就會出現補償失衡，從而出現補償效果差，補償穩定性差等問題。
技術實現要素：
有鑒于此，本發明實施例期望提供一種米勒補償電路及電子電路，期待解決現有米勒補償電路的補償不穩定性問題。
為達到上述目的，本發明的技術方案是這樣實現的：
本發明實施例第一方面提供一種米勒補償電路，包括：差分放大器、輸出晶體管、負載、米勒電容、跟隨器和電流采樣電路；
所述差分放大器包括反向輸入端、正向輸入端和一個輸出端；其中，所述反向輸入端，用于接所述米勒補償電路的輸入信號；所述正向輸入端與所述輸出晶體管的輸出端連接；所述差分放大器的輸出端，分別與所述輸出晶體管、所述米勒電容連接；
所述輸出晶體管包括第一端、第二端和第三端；其中，所述第一端與第一電源連接；所述第二端與所述差分放大器的輸出端連接，所述第三端為電壓輸出端，分別與所述差分放大器的所述正向輸入端及所述負載連接；
所述負載一端與所述輸出晶體管的第三端連接，另一端與第二電源連接；
所述米勒電容一端與所述差分放大器的輸出連接，另一端分別與所述電流采樣電路和所述跟隨器的輸出端連接；
所述跟隨器的輸入端與所述輸出晶體管的第三端連接，輸出端分別與所述米勒電容和所述電流采樣電路的輸出端連接；
所述電流采樣電路，對所述輸出晶體管的第一電流進行采樣，獲得第二電流，將所述第二電路在所述電流采樣電路的輸出端輸出；其中，所述第二電流與所述第一電流滿足預設比例關系。
基于上述方案，所述米勒補償電路還包括：反饋網絡；
所述輸出晶體管的第三端，通過所述反饋網絡與所述差分放大器的正向輸入端連接。
基于上述方案，所述米勒補償電路還包括：同相增益電路；
所述跟隨器，通過所述同相增益電路與所述輸出晶體管的第三端連接。
基于上述方案，所述增益電路的增益幅度大于0。
基于上述方案，所述輸出晶體管包括：金屬氧化物半導體場效應MOS管或雙極型三極管。
基于上述方案，當所述輸出晶體管為所述MOS管時，所述跟隨器包括：MOS管；
當所述輸出晶體管為所述雙極型三極管時，所述跟隨器包括：雙極型三極管。
基于上述方案，當所述第一電源為正電源時，所述第二電源為零電源；
當所述第二電源為正電源時，所述第一電源為零電源。
基于上述方案，
所述跟隨器包括：金屬氧化物半導體場效應MOS管或雙極型三極管。
本發明實施例第二方面提供一種電子電路，包括上述的米勒補償電路中的一個或多個。
本發明實施例提供的米勒補償電路及電子電路，引入了電流采樣電路，電流采樣電路通過采集輸出晶體管的電路，為跟隨器提供一個等比于輸出晶體管中電流變化的電流源，從而使得輸出晶體管和跟隨器的跨導進行等比變化，從而解決現有技術中利用一個固定電源為跟隨器提供電流，無法跟隨輸出晶體管的電流變化而變化的補償失衡問題，從而解決了僅有輸出晶體管中電流變化，導致輸出晶體管的跨導變化，而跟隨器的跨導恒定，導致的補償失衡問題，提升了補償穩定性和補償效果。
附圖說明
圖1為一種米勒補償電路的電路結構示意圖；
圖2A為本發明實施例提供的第一種米勒補償電路的電路結構示意圖；
圖2B為本發明實施例提供的第二種米勒補償電路的電路結構示意圖；
圖2C為本發明實施例提供的第三種米勒補償電路的電路結構示意圖；
圖3為本發明實施例提供的第四種米勒補償電路的電路結構示意圖；
圖4為本發明實施例提供的4種輸出晶體管的可選電路結構示意圖；
圖5為本發明實施例提供的4種跟隨器可包括的晶體管的結構示意圖；
圖6為本發明實施例提供的第五種米勒補償電路的電路結構示意圖；
圖7為本發明實施例提供的第六種米勒補償電路的電路結構示意圖。
具體實施方式
以下結合說明書附圖及具體實施例對本發明的技術方案做進一步的詳細闡述。
如圖2A所示，本實施例提供一種米勒補償電路，包括：差分放大器310、輸出晶體管320、負載330、米勒電容340、跟隨器350和電流采樣電路360；
所述差分放大器310包括反向輸入端、正向輸入端和一個輸出端；其中，所述反向輸入端，用于接所述米勒補償電路的輸入信號VIN；所述正向輸入端與所述輸出晶體管320的輸出端連接；所述差分放大器310的輸出端，分別與所述輸出晶體管320、所述米勒電容340連接；
所述輸出晶體管320包括第一端、第二端和第三端；其中，所述第一端與第一電源連接；所述第二端與所述差分放大器310的輸出端連接，所述第三端為電壓輸出端VOUT，分別與所述差分放大器310的所述正向輸入端及所述負載330連接；
所述負載330一端與所述輸出晶體管320的第三端連接，另一端與第二電源連接；
所述米勒電容340一端與所述差分放大器310的輸出連接，另一端分別與所述電流采樣電路和所述跟隨器的輸出端連接；
所述跟隨器350的輸入端與所述輸出晶體管320的第三端連接，輸出端分別與所述米勒電容340和所述電流采樣電路360的輸出端連接；
所述電流采樣電路360，對所述輸出晶體管320的第一電流進行采樣，獲得第二電流，將所述第二電路在所述電流采樣電路360的輸出端輸出；其中，所述第二電流與所述第一電流滿足預設比例關系。
在本實施例中所述米勒補償電路，引入了電流采樣電路，這里的電流采樣電路一方面可以采集輸出晶體管320上當前的電流，另一方面根據當前采集的第一電流，形成第二電流。這里的第二電流和所述第一電流之間的比例一直滿足預設比例關系。例如，第一電流和第二電流的電流比值一直等于預設值。這樣的話，若第一電流變化，則所述第二電流會發生等比例的變化，相當于第二電流會跟隨所述第一電流的變化而變化。輸出晶體管320的跨導和所述跟隨器350的跨導均是與各自流經的電流呈現正相關的。所述第一電流為所述輸出晶體管320上的電流，所述第二電流為所述跟隨器350上的電流，這樣的話，顯然輸出晶體管320和跟隨器350上的電流等比變化，輸出晶體管320和跟隨器350的跨導同步變化，從而就解決了現有技術中輸出晶體管320上的電流有可能變化，而所述跟隨器上流經的電流不變化，導致輸出晶體管320和跟隨器350之間的跨導不同步變化，進而導致的補償失衡的問題，進而解決了輸出晶體管320電流漂移導致的補償不穩定的問題。
在一些實施例中，如圖2B所示，所述米勒補償電路還包括：反饋網絡370；
所述輸出晶體管320的第三端，通過所述反饋網絡370與所述差分放大器310的正向輸入端連接。
在本實施例中所述米勒補償電路還包括反饋網絡，所述反饋網絡370可包括多個電子元氣件，可為有源網絡或無源網絡。所述反饋網絡的引入，可以通過調整反饋網絡的輸入端和輸出端之間的電路結構，可以調整輸出晶體管320的電壓輸出端輸入到差分放大器310的正向輸入端的電壓值，從而滿足不同的使用場景。
例如，所述反饋網絡可包括可調電阻，所述差分放大器310的正向輸入端與所述反饋網絡的可調端連接，通過調整可調端的位置，顯然可以調整輸入到差分放大器的正向輸入端的電壓。當然，所述差分放大器310還也可以包括多個串連和/或并連的阻抗元件，通過調整各個阻抗元件的阻抗值和/或連接關系，可以調整輸入到所述差分放大器301正向輸入端的電壓。
在一些實施例中，如圖2C所示，所述米勒補償電路還包括：同相增益電路380；
所述跟隨器350，通過所述同相增益電路380與所述輸出晶體管320的第三端連接。
輸出晶體管的第三端為電壓輸出端，在本實施例中所述同相增益電路380位于所述跟隨器350和所述輸出晶體管320的第三端之間。這里的同相增益電路380可為不改變交流信號的相位進行信號放大的電路。在本實施例中通過所述同相增益電路380的引入，可以保證米勒補償的負反饋性質，進而保證米勒補償電路的穩定性；同時通過調整同相增益電路380的增益，可以改變米勒補償負反饋環路的增益，來適應不同的工作環境。
例如，所述增益電路的增益幅度大于0。所述增益幅度可為0.5、1、1.5、2或3等取值。
在本實施例中，所述輸出晶體管320金屬氧化物半導體場效應MOS管或雙極型三極管。
所述MOS管又可分為N襯底，P溝道的PMOS管，和P襯底、N溝道的NMOS管。這里的N襯底、P溝道、P襯底和N溝道，都是用于形容對應部件組成材料自身所帶電荷屬性，詳細可以參見現有技術，在此就不重復了。
所述雙極型三極管又可分為NPN型雙極型三極管和PNP型雙極型三極管。
在本實施例中所述輸出晶體管320可為上述任意一種類型。
在本實施例中所述跟隨器350可包括至少一個晶體管，當然，所述跟隨器350還可包括一個或多個與所述晶體管連接的線性元件，例如，電阻。當然，所述跟隨器350還可包括多個級聯的晶體管，總之，本實施例中所述跟隨器350的跨導與流經其上的電流呈正相關即可。
在本實施例中所述跟隨器350包括的晶體管，可為所述MOS管或雙極型三極管。通常這里的MOS管同樣可為NMOS管或PMOS管；所述雙極型三極管可為PNP型雙極型三極管或NPN型雙極型三極管。
為了確保跟隨器350與輸出晶體管320的跨導保持精確等比變化，在本實施例中，當所述輸出晶體管為所述MOS管時，所述跟隨器包括：MOS管；當所述輸出晶體管為所述雙極型三極管時，所述跟隨器包括：雙極型三極管。
這樣的話，所述輸出晶體管320和所述跟隨器350之間采用的是同一類型的晶體管，這樣可以更好的確保輸出晶體管320和跟隨器350的跨導等比變化。從而確保補償的穩定性和補償效果。當然，在具體實現時，所述輸出晶體管320和跟隨器350包括的晶體管也可以屬于不同類型的晶體管，但是此時可能在配置各個晶體管時，需要考慮不同類型晶體管跨導對電流的敏感性不同的問題，若需要保持穩定性，可能需要其他電子元件來解決該問題，例如，通過連接到非線性元件來實現等比變化等。當然也可以通過根據不同類型的晶體管的參數，使得其即便是屬于不同的類型的晶體管，也可以滿足隨電流發生跨導等比變化的特性，例如，使得不同類型的晶體管的遷移率、長寬比及單位面積的柵介質電容的乘積相等即可。
在有些實施例中，當所述第一電源為正電源時，所述第二電源為零電源；
當所述第二電源為正電源時，所述第一電源為零電源。
在本實施例中所述零電源可為與接地點連接的接地點或接地電源。當然，在本實施例中所述零電源可為參考電源，所述正電源為提供的電壓值高于所述零電源的電源。在本實施例中將所述零電源設置為接地點，可以降低正電源所需提供的電壓，可以降低對正電源的要求，減少電路所消耗的電量。
在本實施例中還提供一種電子電路，可包括上述任意一種米勒補償電路。該電子電路還包括其他電子模塊，其他電子模塊可以與所述差分電路的反向輸入端連接，用于提供所述VIN，也可以與所述輸出晶體管320的第三端連接，用于接收所述第三端輸出的VOUT。總之，在本實施例中提供的電子電路因為包括了前述方案的任意一個米勒補償電路，會具有米勒補償穩定的特點，減少了因為米勒補償的不穩定導致的各種電路工作異常現象。
以下結合上述實施例提供幾個具體示例：
示例一：
如圖3所示，本示例提供一種米勒補償電路，包括差分放大器100，輸出晶體管102，反饋網絡112和負載114。
所述差分放大器100的反相輸入端接輸入信號VIN、差分放大器100的正相輸入端F接反饋網絡112的輸出、差分放大器100的輸出端接輸出晶體管102的輸入端B，輸出晶體管102的第二端E接輸出VOUT，輸出晶體管102的第三端接電源1，反饋網絡112的輸入端接輸出VOUT，負載114在輸出VOUT和電源2之間；包括同相增益電路106，其特征為同相增益電路輸入接節點E、輸出接節點D，輸入到輸出的小信號增益為A，A為正實數；包括跟隨器108,其特征為跟隨器輸入接節點D、輸出接節點C；包括輸出電流采樣電路104，其特征為輸出電流采樣電路對輸出晶體管102的電流進行采樣，從而得到和輸出晶體管的電流IO成比例的電流ISNS其中ISNS＝IO/M,M為人為設定的實數，電流ISNS注入節點C；包括電容110，其特征為電容110一端接節點B，一端接節點C，此電容作用為米勒電容；包括電源1、電源2，電源1、電源2為正電源和零電源或者成為地GND中的一個，當電源1為正電源時電源2即為零電源，當電源1為零電源時電源2即為正電源。
如圖4所示，輸出晶體管102可以由PMOS晶體管200實現，由PNP晶體管202實現、由NMOS晶體管204實現、或是由NPN晶體管206實現。如果輸出晶體管102由PMOS晶體管200實現，此時反饋環路的第二極點為：
Gm,200為PMOS晶體管200的跨導，μp為PMOS的遷移率，Cox，200為單位面積的柵介質電容，為PMOS晶體管200的寬長比。
如果輸出晶體管102由PNP晶體管202實現，此時反饋環路的第二極點為：
其中Gm,202為PNP晶體管202的跨導，Vt為熱電壓。如果輸出晶體管102由NMOS晶體管204實現，此時反饋環路的第二極點為：
其中Gm，204為NMOS晶體管204的跨導，μn為NMOS的遷移率，Cox，204為單位面積的柵介質電容，為NMOS晶體管204的寬長比。
如果輸出晶體管102由NPN晶體管206實現，此時反饋環路的第二極點為：
Gm,206為NPN晶體管206的跨導。
如圖5所示，跟隨器108可以由PMOS晶體管300、PNP晶體管302、NMOS晶體管304或者NPN晶體管306實現。
如果跟隨器108由PMOS晶體管300實現，此時反饋環路的左半平面零點為：
Gm,300為PMOS晶體管300的跨導，為PMOS晶體管300的寬長比，所述Cox，300為PMOS晶體管300的單位面積的柵介質電容；所述M同樣為預設比例系數。
如果跟隨器108由PNP晶體管302實現，此時反饋環路的左半平面零點為：
Gm,302為PNP晶體管302的跨導。
如果跟隨器108由NMOS晶體管304實現，此時反饋環路的左半平面零點為：
Gm,304為NMOS晶體管304的跨導，μn為NMOS的工藝跨導，為NMOS晶體管304的寬長比；所述Cox，304為NMOS晶體管304的單位面積的柵介質電容。
如果跟隨器108由NPN晶體管306實現，此時反饋環路的左半平面零點為：
Gm,306為NPN晶體管306的跨導。
由于反饋環路的左邊平面零點ωzero和第二極點ωp2都隨著輸出晶體管的電流IO的增大而增大，隨輸出晶體管的電流IO的減小而減小，并且其變化系數和輸出晶體管的電流IO無關，所以在輸出晶體管電流變化時，可以很好的保證左邊平面零點ωzero和第二極點ωp2的相互補償，從而解決輸出晶體管的跨導隨電流變化而導致的補償失衡的問題。
示例二：
如圖6所示，本示例提供一種米勒補償電路。其輸出晶體管由PMOS晶體管200來實現；跟隨器由PMOS晶體管300來實現；PMOS晶體管400構成輸出電流采樣電路，PMOS晶體管400的漏極電流即為采樣電流ISNS；電阻402和電阻404構成反饋電路，輸出節點E為反饋電路的輸入，節點F為反饋電路的輸出；電阻408和電容406構成負載；同相增益電路的輸入和輸出端短接，所以輸入到輸出的小信號增益為A＝1。此時反饋環路的第二極點為：
反饋環路的左半平面零點為：
由ωzero＝α*ωp2，可得
此式和輸出晶體管的電流IO無關，所以可以很好的保證輸出晶體管電流變化時，左邊平面零點ωzero和第二極點ωp2的相互補償，從而解決輸出晶體管隨電流變化而跨導變化，導致的補償失敗的問題。
示例三：
如圖7所示，本示例提供另一種米勒補償電路，其輸出晶體管由PNP晶體管202來實現；跟隨器由NPN晶體管306來實現；PNP晶體管500、NPN晶體管502、NPN晶體管504構成輸出電流采樣電路，NPN晶體管504的集電極電流即為采樣電流ISNS；電流源506和PNP晶體管508構成同相增益電路，其輸入到輸出的小信號增益為A＝1；電流源510和電容512構成負載；反饋網絡的輸入和輸出端短接。此時反饋環路的第二極點為：
反饋環路的左半平面零點為：
由ωzero＝α*ωp2，可得α＝M。
此式和輸出晶體管的電流IO無關，所以可以很好的保證輸出晶體管電流變化時，左邊平面零點ωzero和第二極點ωp2的相互補償，從而解決輸出晶體管的電路導致的補償失敗的現象。
值得注意的是：在發明提供的圖1至圖7中，VDD均泛指電源，但是并不表示是同樣的電源或提供同壓值或同電流的電源；GND均表示接地。
以上所述，僅為本發明的具體實施方式，但本發明的保護范圍并不局限于此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術范圍內，可輕易想到變化或替換，都應涵蓋在本發明的保護范圍之內。因此，本發明的保護范圍應以所述權利要求的保護范圍為準。
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