專利名稱：一種基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法
技術領域：
本發明是一種磁軸承軸向控制方法，涉及高精度控制中的擾動觀測及抑制技術，對 于外界擾動在線觀測并自動抑制，可用于磁懸浮控制力矩陀螺系統中磁軸承的高精度控 制和擾動抑制。
背景技術：
控制力矩陀螺(Control Moment Gyroscope, CMG)是航天器進行姿態控制的關鍵執 行機構。CMG中高速磁軸承支承是關鍵部件，通常有機械滾珠軸承和磁軸承兩種方式。 磁懸浮支承方式解決了機械支承帶來的磨損和振動問題，具有長壽命的優點，并且允許 大幅度提高磁軸承轉速，在相同角動量前提下可以顯著縮小CMG的體積。同時，通過主 動振動控制能夠提高磁軸承的支撐精度，支撐磁軸承于陀螺房相對固定的位置。但是， 磁懸浮是一種有間隙的彈性支承方式，磁軸承的缺點在于擾動作用下必然會產生暫態或 穩態的位移，影響了懸浮的精度。因此，必須在保持穩定的前提下，通過擾動補償實現 磁軸承位移擾動響應的極小化，達到提高磁軸承懸浮精度的目的。影響精度的擾動主要 有可測和不可測兩種形式。對于可測擾動，可以直接通過檢測信號進行前饋補償。對于 不可測、不確定性的擾動，則需要對系統的擾動進行在線觀測，提取擾動信息，然后再 實現補償，以提高精度。
目前，針對磁軸承高精度控制的方法有主要有兩類， 一是優化控制器，讓擾動響應 函數極小化，包括滑模變結構控制方法等；二是對擾動進行等效補償，包括前饋控制方 法。滑模變結構控制方法，解決了系統的不平衡量帶來的干擾，可是計算量非常大，限 制了在實際系統中的應用。前饋控制方法通過直接檢測信號進行前饋補償，解決了確定 性的、可測量的擾動，是對可建模擾動的補償。這些方法的最大問題是沒有針對不可測、 不確定的擾動進行在線觀測和補償，例如載體擾動，外界噪聲干擾等沒有進行專門的擾 動抑制，所以不能對影響精度的這些擾動進行抑制。同時這些方法不能實時分析受到的 擾動情況，也缺乏相應的擾動記錄和定量分析的手段。
發明內容
本發明的技術解決問題提出一種磁懸浮軸承高精度控制中針對外部不確定、未知 擾動進行在線觀測、抑制擾動的方法，實現對干擾的有效抑制，提高了磁軸承的懸浮精度。
本發明的技術解決方案 一種基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法，實現 這種方法的系統有掃頻電路和數字控制硬件，數字控制硬件有A/D模塊，DSP模塊和FPGA 模塊；掃頻電路將傳感器信號和激勵信號疊加后傳給A/D模塊，FPGA模塊接收A/D模塊 轉換的數字量，再發送給DSP模塊，DSP模塊軟件包括干擾觀測器算法和控制器K算法 計算得到電流控制量，隨后傳送到FPGA模塊，然后FPGA模塊將電流控制量轉換成PWM 形式輸出，驅動功放產生電磁力作用在磁軸承上，本發明方法具體包括以下步驟
(a) 首先加入掃頻電路，對于功放及包括功放在內的廣義被控對象分別做掃頻實 驗，獲取廣義被控對象參數，建立廣義對象的逆Gn-1傳遞函數，然后撤去掃頻電路部 分，將傳感器輸出直接接入A/D模塊;
(b) 初始化DSP模塊中的干擾觀測器和控制器K參數，設置采樣數據存儲空間， 設定FPGA模塊的采樣模式為時鐘中斷；
(c) FPGA模塊控制A/D模塊采樣得到傳感器輸出，并且接收A/D模塊轉換得到的 數字量結果；
(d) FPGA模塊將數字量發送至DSP模塊，在DSP模塊中根據給定的懸浮中心位置， 計算輸入位移量值對應的位移偏差量；
(e) 在DSP模塊中的控制器K輸入為位移偏差量，控制器K采用控制器算法計算 得到基本控制量;
(f) 在DSP模塊中的干擾觀測器由Q濾波器和有理化廣義對象逆QGn-l構成，干 擾觀測器包括電流控制量和位移量兩個輸入，其中，電流控制量輸入Q濾波器進行計算， 位移量輸入有理化廣義對象逆QGn-l進行計算，上述兩者計算的結果相減為干擾估計量；
(g) 在DSP模塊中利用干擾估計量與基本控制量得到電流控制量，然后將龜流控 制量傳給FPGA模塊，在FPGA模塊中形成P簡波形，控制功放產生電磁力，實現磁軸承
高精度穩定懸浮。
所述步驟(a)中的廣義對象的逆G/傳遞函數為
其中^是功放系數，ks為傳感器靈敏度，m為磁軸承的質量，kh為磁軸承的位移 剛度，ki為磁軸承的電流剛度。
所述步驟(f)中的Q濾波器為無零點、極點個數比廣義被控對象階數高一階的低
5通濾波器，其傳遞函數為 胸-~~^-^-
其中，Q(s)表示Q濾波器的拉普拉斯變換形式，s為拉普拉斯算子，r是Q濾波器 參數，可以調整Q濾波器截止頻率。
所述步驟(f)中干擾觀測器中的有理化廣義對象逆QG —'為廣義對象的逆G,'與Q 濾波器的乘積。
所述步驟(a)中的掃頻電路由反向加法器和一級反向器組成，反向加法器的兩個 輸入為傳感器輸出和激勵信號，激勵信號為正弦信號。
本發明的原理是將外部干擾及被控對象參數變化造成的差異，都等效到控制輸入 端，即觀測出等效干擾，在控制中引入等量的補償，實現對干擾完全抑制。同時，廣義 被控對象參數變化造成的模型差異也被觀測被反饋到控制輸入端，這樣有助于消除一定 范圍內的非線性。
如附圖7所示，可以得到在廣義被控對象的輸入端u與廣義被控對象輸出端y的傳 遞函數如下
"少、—,_ (7"W +胸,)—
從圖7中得到在輸入的干擾d與廣義被控對象輸出端y的傳遞函數如下
辦、廠竭一，+胸 5))
其中，Y(s)表示廣義被控對象的輸出y的拉普拉斯變換形式，s為拉普拉斯算子。 D(s)表示干擾d的拉氏變換形式，U(s)表示廣義被控對象的輸入u的拉氏變換形式，G(s) 表示廣義被控對象，Gn(s)表示廣義被控對象的名義模型，即干擾觀測器算法中采用的廣 義對象模型。設低通濾波器Q(s)的截止頻率為fq,當/《/￥即處于低頻段時，可以認為
lQO)卜l，則(^-《，( 辦=0。其中，6^ 《說明即使模型存在不確定性，即G-《，
干擾觀測器認識到的實際對象的響應與名義模型的響應一致，即控制器對廣義被控對象 參數變化具有一定魯棒性；(^-0說明干擾觀測器對于Q(s)頻帶內的低頻干擾具有完全
的抑制能力。
當/2《即在高頻段，可以認為l2(,)卜0，則(^-G， ^=G。 Gw-G說明干擾 觀測器對于對象參數的攝動沒有任何作用。(^-G說明由于干擾觀測器的低通濾波效果，對于處于Q(s)高頻段的干擾沒有抑制效果，基于干擾觀測器的系統傳遞函數仍然為
原系統的傳遞函數。
由上述分析可知，設計基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法的關鍵步驟是
Q濾波器，若Q濾波器具有理想低通濾波器形式，則完全達到上述分析性能，但理想低 通濾波器物理不可實現。因此，設計Q濾波器的形式和截止頻率決定了整個千擾觀測器 的動態性能。同時，還需考慮對干擾的抑制能力，與干擾觀測器的魯棒性，有下述約束
條件
(1) Q(s)濾波器的階數滿足Q G —'(s)正則，物理可實現。即要求Q(s)濾波器的相 對階應大于或等于廣義被控對象模型G(s)的相對階，同時Q(s)濾波器不應該太高，增 加濾波器的階數會導致不確定的邊際效應，這實際上降低了 Q(s)濾波器在峰值附近的控 制系統的魯棒穩定性。也會使控制器的運算量增大，對實時控制不利。所以選擇無零點、 極點個數比廣義被控對象階數高一階的低通濾波器。
(2) Q(s)濾波器的頻帶越寬抑制系統外干擾能力越強，但高頻段增益較大，則魯 棒穩定性變差，對測量噪聲的敏感性增大；反之，頻帶越窄的魯棒穩定性越好，測量噪 聲越不敏感，對外干擾的抑制能力也越弱。可以參考如下形式的Q(s)通式
其中，% = , W!、為系數，N為分母的階數，M為分子的階數，N-M為相對階。
由干擾的傳遞函數分析可以知道，理想情況下，若廣義被控對象的傳遞函數和名義 模型一致，則上述分析具有理想的結果，但是存在建模誤差攝動及外部干擾的情況下， 實際系統與名義模型之間必然有誤差。通過對系統的掃頻實驗可以求得廣義對象的實際 參數，建立相對準確的名義模型。殘余的模型誤差在干擾觀測器的實現中，將此誤差折 算到控制信號端，等效為外部干擾，進行補償。
由于本發明的使用前提是通過掃頻實驗建立準確的名義模型，獲取模型參數，而掃 頻獲取的是單輸入單輸出系統的頻率響應曲線，則在磁軸承的軸向單通道上可以實現， 所以對于徑向耦合的多通道則無法使用掃頻的方法，則限定了使用的范圍在于單通道的 軸向控制系統。
綜上所述，本發明的基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法，能夠針對外部 不確定、未知擾動進行在線觀測，并且有效的抑制擾動，實現高精度控制的目的。本發明的方案與現有方案相比，主要優點在于r
(1) 由于采用了干擾觀測器的算法，所以實現了對不可建模、不確定擾動的觀測和
抑制，提高了磁軸承軸向控制的精度；
(2) 通過干擾觀測器實現對于擾動的在線觀測和抑制，算法運算量較小，運算時間較短，易于現場實現，調試過程比較靈活；
(3) 在干擾觀測器中通過改變Q濾波器的截止頻率，可以有效的抑制各種不同頻帶的外部干擾；
(4) 本發明的千擾觀測器部分具有獨立性，觀測出的干擾量值實現記錄和定量分析，拓展了應用范圍。
圖1為本發明方法實現的系統原理框圖2為圖1中A/D模塊電路原理圖3為圖1中DSP模塊硬件部分電路原理圖4為圖1中FPGA模塊電路原理圖5為本發明方法的實現流程圖6為圖l中的掃頻電路原理圖7為本發明的原理框圖8為本發明的干擾觀測器算法流程圖。
具體實施例方式
如圖1所示，實現本發明方法的系統包括掃頻電路5和數字控制硬件6，其中數字控制硬件6包括A/D模塊8、 DSP模塊9和FPGA模塊7;掃頻電路5將傳感器4的輸出信號和激勵信號疊加后傳給A/D模塊8， FPGA模塊7接收A/D模塊8轉換的數字量，再發送給DSP模塊9， DSP模塊9采用干擾觀測器算法計算得到電流控制量，隨后傳送到FPGA模塊7，然后FPGA模塊7將電流控制量轉換成P麗形式輸出，驅動功放2產生電磁力作用在磁軸承上，實現懸浮功能。
如圖2所示為本發明的A/D模塊8的原理圖，該A/D模塊8用于采集位移值轉換為數字量。A/D模塊8選用TI公司的AD7938芯片，該芯片精度為12位，并行輸出，可8通道同時采樣。AD7938單通道采樣率為25M/(17*8)= 183.8235KHz,可以滿足軸承控制所需采樣率(lOKHz)的需求。此AD芯片輸出電壓可調，本發明設計輸出高電平為3. 3V，可省去與FPGA模塊7連接時所需的電平轉換電路。
如圖3、 4所示，為本發明的DSP模塊9和FPGA模塊7為數字控制硬件部分的主控芯片。FPGA模塊7作為主控系統控制A/D模塊8處理外部信號,通過總線將鄰部信號送入進入DSP模塊9進行運箅，運算的結果再通過總線傳送回FPGA模塊7形成PWM信號驅動功放。
DSP模塊8的硬件部分采用選用TI公司的TMS320VC33芯片，主頻最高可達到150MHz，字長為32位，擴展精度為40位，分開的程序總線、數據總線和DMA總線使得取指、讀寫數據可同時進行，集成同步串口，可實現DSP之間高速通訊。
FPGA模塊7的硬件部分選用Xilinx的Spartan-3系列XC3S400芯片，此芯片集成40萬門電路，滿足管理控制外設所需的資源，此芯片1/0端口供電電壓為3.3V，內核供電電壓為1.2V，功耗低。支持主串、主并、JTAG下載方式，調試靈活方便。
如圖5所示，本發明的這種基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法具體實現步驟如下-
步驟一利用掃頻電路5，對于功放2及包括功放在內的廣義被控對象1分別做掃頻實驗，獲取廣義被控對象參數，建立廣義對象的逆G —'傳遞函數，然后撤去掃頻電路5部分，將傳感器4直接接入A/D模塊8;
由發明的原理可知，本發明的設計依賴于廣義被控對象參數是否準確，所以在使用之前，必須對廣義被控對象做掃頻實驗，以獲取對象模型的實際參數。
如圖6所示，是本發明加入的掃頻電路5。如圖1所示，圖中的A、 B、 C、 D為測試不同環節時電氣連接點。A、 B、 C、 D分別代表閉環控制系統中的四個測試點A點為位移傳感器經過調理之后的值，B點為控制器的輸入信號值，C點為數字控制量輸出，D點為電流量值。
采用Agilent35670A動態分析儀對功放環節做掃頻實驗，如圖1所示，掃頻的激勵信號與傳感器信號同時輸入由運算放大器組成的反向加法器，再經過由運算放大器組成的一級反向器運算之后成為輸出信號，傳送到A/D模塊端口。運算放大器選用TI公司的TL084。動態分析儀的輸入端接到圖7中的C點，即控制器的數字量輸出，動態分析儀的輸出端接到圖7中的D點，即功放輸出的電流量值。激勵端加入的激勵信號為V峰值=40mV， V^WV的正弦信號，掃頻時正弦信號的頻率從O. 1Hz到2kHz，由此求得功放的掃頻曲線。功放的理論公式如下所示
其中，k,是功放直流放大倍數，g,M為功放低通濾波函數。掃頻曲線經過擬合之后得到實際模型的解析表達式，與理論公式相比較，獲得實際的kw參數值。
采用相同的方法對包括功放2在內的廣義被控對象1進行掃頻實驗，輸入端在數字
9控制量輸出C點，輸出端在傳感器輸出A點，得到廣義被控對象的解析表迖式。按照公式
AAA
求得廣義對象的逆G —'(s)，其中ks為傳感器靈敏度，m為磁軸承的質量，kh為磁軸承的位移剛度，ki為磁軸承的電流剛度，k，是功放系數，采用上述已經測定的參數。
在建立廣義對象的逆G —'傳遞函數之后，為了保證系統不受到其他信號的干擾，必須撤去掃頻電路部分，將傳感器直接接入A/D模塊，形成獨立的閉環系統運行。
步驟二初始化這種控制方法中DSP模塊中的干擾觀測器11和控制器K參數，設定采樣數據的存儲空間，設置FPGA模塊7的采樣模式為時鐘中斷。
初始化的參數包括在控制器K采用PID控制中的各項參數及由上述掃頻實驗得到的在干擾觀測器中使用的Q濾波器12的參數和有理化廣義對象QGn:113的參數等，具體包括-.(a)初始化的控制器K10的參數包括給定的磁軸承懸浮中心位置參數，其值為磁軸承兩端位置取半，作為中心位置；控制器的比例、積分、微分參數，其值為事先調節好的給定量；控制器的時間常數，其值與采樣時間一致；控制器的控制變量存儲單元都初始化為零。(b)初始化的Q濾波器12的參數包括設定的Q濾波器截止頻率，其值設定為最小的截止頻率即20Hz;根據截止頻率計算的濾波器參數，其值即為根據Q濾波器的傳遞函數和截止頻率得到對應的對于輸入、輸出所做的乘法系數；Q濾波器中輸入量和輸出量的存儲單元初始化為零。(c)初始化的有理化廣義對象逆QGn—'13的參數包括輸入輸出乘法權值參數，其值根據上述Q濾波器的截止頻率計算得到；輸入量和輸出量的存儲單元初始化為零。A/D模塊8的采樣時間是7kHz，在控制器K10中開辟的存儲空間映射到FPGA模塊7內部的分布式ROM中。
步驟三:FPGA模塊7控制A/D模塊8采樣得到傳感器4輸出的位移量，變換成數字量輸入硬件控制器的DSP模塊9; A/D模塊8和FPGA模塊7采用上述數字控制硬件的設計。
步驟四FPGA模塊7將數字量傳送至DSP模塊9，在DSP模塊9中根據給定的懸浮中心位置，計算輸入的位移量值得到對應的位移偏差量；DSP模塊9中給定的懸浮位置為磁軸承的中心位置，在系統調試之前采用不浮，將A/D模塊8采集到的兩端位置取半，作為中心位置，確定方向為若中心位置之上則位移偏差量為正值，反之為負值。
步驟五輸入的位移偏差量在DSP模塊9中，采用控制器K算法中計算得封基本控
10制量；控制器Ii的算法應甩分散PID控制算法，其傳遞函數為:
1 7>
7> l+r,
其中，^為比例系數，7;為積分系數，7;為微分系數，7;為微分環節加入的慣性環節的時間常數，r為.采樣周期。
步驟六:DSP模塊9中的干擾觀測器算法有兩個輸入，電流控制量輸入Q濾波器進
行計算，位移量輸入有理化廣義對象逆QG。—'計算，上述兩者的計算結果相減求得干擾估
計量；
如圖7所示為本發明的基于干擾觀測器的原理框圖，其中，y為廣義被控對象的輸出，d為干擾，u為廣義被控對象的輸入，G(s)表示廣義被控對象，G。(s)表示廣義被控對象的名義模型，即干擾觀測器算法中采用的廣義對象模型，干擾觀測器對系統進行擾動觀測和補償，是將外部干擾造成的實際對象G(s)輸出加到G/'(s)，復現擾動和誤差信號之和，再減去誤差信號，觀測出擾動量，并在控制輸入中引入等量的補償，實現對干擾的消除。由原理分析可知，本發明的關鍵在于求得基于磁軸承系統的名義模型G。，以及實現G/(s)的Q濾波器。之前的掃頻實驗已經得到名義模型Gn的參數，接下來選擇合適的Q濾波器，并且實現干擾觀測器算法。
根據發明原理中所述，廣義被控對象的階數為2階，選擇的Q濾波器的相對階必須大于等于2階，所以選為通式的形式，其中N:3， M=0，則相對階為N-M=3，滿足相對階的要求，且保證了良好的魯棒性能指標，如下形式所示
,=~~^-^-
其中，r是Q濾波器參數，可以調整Q濾波器截止頻率。在實現的過程中，可以根據干擾特性，調整低通濾波器的截止頻率，其范圍為20HZ~1630Hz，對應的r = 0.004 ~ 0.00005 。
有理化廣義對象逆QGn—'13中選取的Q濾波器12的形式和上述的Q濾波器12完全一致，且參數相詞。廣義對象的逆.G,'即為步驟一所求得的傳遞函數，有理化廣義對象逆QG —1 (s)的傳遞函數為廣義對象的逆G/1 (s)與Q濾波器的Q (s)乘積，如下式所示=_*_2_
— 柳2 - &
((w)3 + 3(r力2 ++ 1化
如圖8為本發明的干擾觀測器算法流程圖。對設計的傳遞函數進行離散化，其方法可以是向后差分法，也可以是向前差分法、Tustin變換法或預修正Tustin變換法。本發明中采用了后向差分的方法編寫相應的算法。在干擾觀測器算法實現中，首先根據設定的截止頻率，初始化算法使用的參數，有理化廣義對象逆的輸入為軸向傳感器的位移值，計算得到結果；然后Q濾波器的輸入為軸向控制量，計算得到對應結果；兩個結果相減，得到干擾觀測器觀測到的千擾估計值，干擾估計值負反饋加入控制量中，對外界擾動做等效補償，實現磁軸承的高精度控制。
步驟七在DSP模塊9中利用干擾估計量與基本控制量得到電流控制量，然后將電流控制量傳送給FPGA模塊7，在FPGA模塊7中形成PWM波形，控制功放驅動電磁鐵產生電磁力，實現磁軸承高精度穩定懸浮。
總之，本發明可以有效控制磁軸承懸浮的穩定性，并且補償外界未知、未建模的擾動對軸向磁軸承干擾。通過對控制量和位移量之間的比較計算，求出系統受到的擾動，通過負反饋加入系統，達到抑制擾動的作用。同時，對于觀測出的擾動可以用示波器或頻譜分析儀做動態分析，定量求解磁軸承受到的擾動情況。在使用干擾觀測器的過程中，通過調節Q濾波器的截止頻率可以有效的抑制不同頻帶的擾動，增強了系統調試的靈活性。具有顯著提高磁懸浮軸向磁軸承懸浮精度的優點。
本發明說明書中未作詳細描述的內容屬于本領域專業技術人員公知的現有技術。
1權利要求
1、一種基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法，其特征在于步驟如下(a)首先加入掃頻電路，對于功放及包括功放在內的廣義被控對象分別做掃頻實驗，獲取廣義被控對象參數，建立廣義對象的逆Gn-1傳遞函數，然后撤去掃頻電路部分，將傳感器輸出直接接入A/D模塊；(b)初始化DSP模塊中的干擾觀測器和控制器K參數，設置采樣數據存儲空間，設定FPGA模塊的采樣模式為時鐘中斷；(c)FPGA模塊控制A/D模塊采樣得到傳感器輸出，并且接收A/D模塊轉換得到的數字量結果；(d)FPGA模塊將數字量發送至DSP模塊，在DSP模塊中根據給定的懸浮中心位置，計算輸入位移量值對應的位移偏差量；(e)在DSP模塊中的控制器K輸入為位移偏差量，控制器K采用控制器算法計算得到基本控制量；(f)在DSP模塊中的干擾觀測器由Q濾波器和有理化廣義對象逆QGn-1構成，干擾觀測器包括電流控制量和位移量兩個輸入，其中，電流控制量輸入Q濾波器進行計算，位移量輸入有理化廣義對象逆QGn-1進行計算，上述兩者計算的結果相減為干擾估計量；(g)在DSP模塊中利用干擾估計量與基本控制量得到電流控制量，然后將電流控制量傳給FPGA模塊，在FPGA模塊中形成PWM波形，控制功放產生電磁力，實現磁軸承高精度穩定懸浮。
2、 根據權利要求1所述的基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法，其特征在于所述步驟(a)中的廣義對象的逆GJ傳遞函數為G"-1 (力=鵬2 _ &AAA其中k.是功放系數，ks為傳感器靈敏度，m為磁軸承的質量，kh為磁軸承的位移剛度，ki為磁軸承的電流剛度。
3、 根據權利要求1所述的基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法，其特征在于所述步驟(f)中的Q濾波器為無零點、極點個數比廣義被控對象階數高一階的低通濾波器，其傳遞函數為<formula>formula see original document page 3</formula>其中，Q(s)表示Q濾波器的拉普拉斯變換形式，s為拉普拉斯算子，r是Q濾波器參數，可以調整Q濾波器截止頻率。
4、 根據權利要求1所述的基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法，其特征在于所述步驟(f)中干擾觀測器中的有理化廣義對象逆QG,'為廣義對象的逆G/'與Q濾波器的乘積。
5、 根據權利要求l所述的基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法，其特征在于所述歩驟(a)中的掃頻電路由反向加法器和一級反向器組成，反向加法器的兩個輸入為傳感器輸出和激勵信號，激勵信號為正弦信號。
全文摘要
一種基于干擾觀測器的高精度磁軸承軸向控制方法，該方法主要由控制器和干擾觀測器兩部分組成，干擾觀測器包括Q濾波器、有理化廣義對象逆QG<sub>n</sub><sup>-1</sup>部分，控制系統中控制器根據位移偏差計算得到基本控制量，形成位置閉環控制系統，干擾觀測器觀測得到的干擾估計值，負反饋到基本控制量中補償外界擾動，最后形成的電流控制量驅動功放實現磁軸承高精度懸浮。本發明將外部干擾及對象參數變化造成的差異，都等效到控制輸入端，在控制量中引入等量的補償，實現干擾抑制。本發明針對外部未建模、未知的擾動，可以進行在線觀測和有效抑制，提高了懸浮的控制精度，有利于系統的穩定性。
文檔編號G05D3/20GK101488031SQ20091007775
公開日2009年7月22日 申請日期2009年2月16日 優先權日2009年2月16日
發明者力 丁, 房建成, 王英廣, 鄭世強, 冬 陳, 彤 魏 申請人:北京航空航天大學