用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測提高輪廓加工精度方法

專利名稱：用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測提高輪廓加工精度方法
技術領域：
本發明屬于數控加工技術和控制領域，特別涉及一種用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測器相結合來提高輪廓加工精度的控制方法。
背景技術：
隨著高新技術的發展和航空航天工程、計算機設備、光學工程高精產品對零件精度要求越來越高，目前超精密切削加工的精度正從亞微米進入納米級。同時，用高效率加工方法已成為當今制造業的迫切要求，在刀具等相關技術的配合下，出現了高速高精度加工的切削機床，主要是各類加工中心和各種數控機床。當今所謂高速高精加工機床，不僅要有很高的主軸切削速度，而且要有很高的進給速度和加速度，同時應當具有亞微米級以至更高的加工精度。顯而易見，高速高精度機床不僅要有優良的機械機構設計，還要改善機床的靜、動態特性，同時也對機床進給系統的伺服性能提出了更高的要求。這些要求主要有足夠高的驅動推力、快速進給速度和極高的動態反應能力與定位精度。高速度、高加速度和高精度是現代數控機床伺服驅動的主要要求及發展趨勢。
現代的機械系統中，如機器手臂、工具母機、微機電設備等，都被要求需具備極佳的定位及跟蹤性能，同時隨著現代機械設備和微電子產品的體積不斷減小和表面光滑度要求不斷增高，高精度運動控制器的需求日益緊迫，高性能魯棒跟蹤控制器的目標是使跟蹤誤差和暫態性能接近測量精度。在運動控制中，XY平臺是常見的伺服機構。伺服電機透過滾珠絲杠桿來驅動負載，此種過程中存在諸多種非線性現象，主要的因素有伺服電機的飽和及機構的摩擦等。飽和現象會造成系統的穩態誤差和機構的跳躍振動，但我們只要保持在線性區操作，是可以避免的。至于摩擦所產生的問題，諸如能量消耗、停滯、穩態誤差、在零速度附近會停止、反轉時產生誤差等，雖然可以借助于潤滑來改善，不過并無法完全解決。只要機構的運動方向保持相同，速度回路使用傳統比例積分(PI)控制器就可以有效的克服庫侖摩擦。但是當運動方向改變時，庫侖摩擦的非線性影響會變得特別明顯。另一方面，假若系統不是剛體，則比例控制器的增益值太大的話，容易激發共振，也會導致伺服系統不穩定。因此在精密伺服控制中，摩擦為系統主要的不確定干擾來源，將摩擦力以及系統不確定性視為系統干擾，然后采用補償策略來消除干擾，使系統達到高精確度的控制。
在運動控制系統中，存在許多不確定性的非線性因素的影響，經典的PID伺服控制算法很難保證所要求的設計精度。為消除這些不良影響，設計和制造更高精密的機械零件將使得整個系統造價昂貴；然而，采用廉價計算技術，適當的補償策略將使得應用相對廉價的機械零件成為可能。為消除不確定性的影響，采用了有效的控制方案。對于一般精度而言，象PID這樣的經典線性控制策略能夠很好地滿足要求。但是，對于需要高精度控制的情形，由于不光滑非線性的影響，經典的控制策略可能不再適用。
隨著復雜型面零件加工精度不斷提高的需要，機床進給系統的輪廓跟蹤精度已成為其重要的精度指標之一。就數控機床系統來講，其輪廓加工軌跡是多軸協調運動的合成結果，輪廓精度的提高涉及到機床每個進給軸動態特性和參數匹配，并對各單軸進給驅動系統要求反應快、運動控制精度高、響應頻帶寬、擾動抑制能力強和對對象參數變化的強魯棒性，以取得盡可能小的跟隨誤差，進而提高輪廓加工精度。在數控機床的輪廓加工中，一般采用常規比例(P)型或比例微分(PD)型控制器，它對各坐標軸的參數匹配有嚴格的限制。同時由于切削力、導軌非線性摩擦力、系統模型振動的影響，都可能嚴重地降低了整個閉環系統的控制性能。一些研究指出，只要跟隨控制算法能保證系統有足夠的帶寬、干擾抑制能力及魯棒性，就可以滿足輪廓運動的精度要求。通過減小單軸的跟蹤誤差來提高輪廓加工精度，正是基于這種認識，來研究減小輪廓誤差的。常規的跟隨控制算法靠提高增益來拓寬頻響帶寬，但其可能導致受激系統產生非建模特性，甚至系統振蕩，因而提高增益受到限制。

發明內容
針對現有技術中存在的問題，本發明提供一種用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測提高輪廓加工精度的方法。
本發明以XY平臺伺服機構為實驗設備，電機驅動器設定在扭力模式，先利用系統識別獲得一個輸入命令與輸出速度之間的系統傳遞函數。以此傳遞函數為依據，將摩擦力的影響視為系統的干擾，并使用干擾觀測器(DOB)作為速度回路的控制器，使輸入命令與輸出速度為一線性關系。位置回路控制器則使用PD控制器，調整位置響應到最佳的情況，再加入零相位誤差跟蹤控制器(ZPETC)作為前饋控制器，來消除客觀上普遍存在的對象由于電磁作用和機械作用產生的滯后現象。
本發明方法的控制原理框圖如圖1所示，包括ZPETC、PD位置控制器、DOB、和被控對象四部分。其中ZPETC用以消除閉合回路系統相位滯后所產生的誤差；PD控制器用以改善位置回路響應特性；DOB用以消除系統的干擾，并使速度回路的傳遞函數成為參考模型；被控對象是由電機、速度環和電流環三部分組成。ZPETC的輸入信號為位置參考指令，經過ZPETC后的輸出位置信號與反饋位置信號比較后，送入PD位置反饋控制器，PD控制器的輸入信號為速度給定信號，速度給定信號與DOB的輸出信號比較后，所得的偏差送入被控對象，被控對象的輸出為實際輸出的速度信號，經過積分器后，所得的信號即為實際的位置信號。
目前在數控機床加工過程中，輪廓誤差是在多軸聯動時，由各個單軸的位置誤差耦合產生的。因此，系統運行時，各個單軸受到任何的負載擾動或參數不匹配都可能影向輪廓誤差。這里，以兩軸聯動系統為研究對象，根據實際情況，其輪廓誤差模型曲線如圖2所示，其中，L為輪廓曲線；P為實際位置；P*為參考位置；e為跟蹤誤差，即刀具的實際位置與參考位置之間的差距，跟蹤誤差沿機床各坐標軸上的分量用ex、ey表示；ε為輪廓誤差，即刀具的實際位置到輪廓曲線的最短距離。
通常減小輪廓誤差有兩種途徑，一種是直接減小輪廓誤差；直接減小輪廓誤差的輪廓控制算法則首先計算或估計出輪廓誤差的大小，然后對各坐標運動軸進行協調控制。但其要求各軸進行交叉耦合控制，且其控制器是非線性時變的，因此難以得到理想實用的控制算法。另一種為通過減小跟蹤誤差來間接地減小輪廓誤差，即間接減小輪廓誤差。通過各軸跟隨控制著重減小跟蹤誤差，從而間接地減小輪廓誤差。
另一方面，在數控機床高性能輪廓控制系統中通常存在機械非線性、摩擦及慣量變化，這些變化都可能引起模型參數的變化。此時采用傳統的PID調節器已經不能滿足數控機床輪廓加工精度的要求。
本發明方法用于永磁同步電動機伺服系統，通過減小跟蹤誤差的方法來間接地減小輪廓誤差，同時采用基于干擾觀測器的零相位魯棒控制。為了使系統具有強魯棒性，DOB用來補償外部擾動和對象的不確定性，并讓系統的傳遞函數成為預設定的標稱對象；在利用DOB使速度模式確保為預設定的標稱傳遞函數后，接著設計位置反饋回路，由于位置回路有一個極點在原點，所以控制器必須穩定此系統，本發明采用了PD控制器。由于系統存在滯后現象，為了補償系統相位滯后所產生的誤差，并使得系統有良好的快速動態跟蹤性能，引入ZPETC來作為前饋跟蹤控制器。
本發明方法包括以下具體步驟一、DOB的設計由于干擾形式具有多變化，不確定及隨機性，因此無法預見和直接測量，最終影響到對象模型。而干擾觀測器不需要對干擾信號建立準確的數學模型，而且它本身的結構也非常的簡單，因此在預測干擾信號時避免了大量的數學計算，能夠很好地滿足實時需要。在本發明方法設計中，干擾觀測器將系統不確定性視為系統干擾，并對干擾進行有效地估測和補償，在誤差允許范圍內可以將實際模型用其參考模型來等價。干擾觀測器的控制結構如圖3所示。其中，u為速度環的給定輸入信號；d為系統的外部干擾； 為干擾的估計量；ξ為測量噪聲；P(s)為實際對象的傳遞函數；Pn(s)為標稱對象的傳遞函數；Q(s)為低通濾波器。
當Q(s)＝1，由圖3得d^=(1-PnP)u+1pξ+d---(1)]]>速度v可表示為v=P(u-d^+d)=Pnu-ξ---(2)]]>從式(2)可知，若能夠消除測量噪聲的影響，則輸出速度與輸入指令之間的關系將成為標稱對象。式(2)表明如果Q(s)＝1，干擾觀測器不能實現，表明1/Pn(s)不可獨立實現，因此必須適當設計Q(s)，并使得Q(s)/Pn(s)可以實現，也就是Q(s)的相對階數等于或大于Pn(s)的相對階數，其次，Q(s)必須能消除測量誤差的影響。根據圖3，速度v可表示為v＝Guv(s)u+Gdv(s)d+Gξv(s)ξ (3)式中，Guv=PPnPn+(P-Pn)Q,Gdv=PPn(1-Q)Pn+(P-Pn)Q,Gξv=PQPn+(P-Pn)Q.]]>如果Q(s)≈1，上面三個傳遞函數為Guv≈Pn，Gdv≈0，Gξv≈-1，可見式(2)近似成立。這表明干擾觀測器可以使實際對象表現為標稱對象，這為控制系統提供了較強的魯棒性。如果Q(s)≈0，那么Guv≈P，Gdv≈P，Gξv≈0，這樣觀測了速度環的開環動態。因此，對于擾動抑制和模型不確定性，要合理選擇Q(s)，Q(s)的低頻動態要接近于1，高頻動態必須接近于0。因此Q(s)的相對階等于或大于Pn(s)的相對階，這里將采用三階低通濾波器來滿足上述特性。
Q(s)=3τs+1(τs)3+3(τs)2+3τs+1---(4)]]>選擇不同的τ值，對應Q(s)不同的截止頻率。
由此可見，DOB的性能很大程度上取決于濾波器Q(s)的設計，DOB主要設計的是Q(s)的階次、相對階和帶寬。Q(s)的相對階應不小于標稱對象的傳遞函數的相對階，其帶寬要考慮魯棒性和干擾抑制能力的折衷，Q(s)的頻帶越寬系統干擾抑制能力越強，但系統的魯棒性會變差。
二、位置回路PD控制器設計在利用干擾觀測器使速度模式確保為預設的Pn(s)傳遞函數后，接著設計位置反饋控制器。因為位置回路有一個極點在原點，所以控制器必須穩定此系統，本發明利用PD控制器將極點安置在左半平面，使具有較佳的阻尼比ξ與固有頻率ωn，這樣在位置回路得到一上升時間快，且不震蕩的輸出響應。PD控制器若在離散化的過程中將采樣時間分離出來的話，將可以直接在連續模式下設計PD增益值，再將所求得的增益值直接代入離散化的方程式中，即可得到相應的響應。
PD控制器原理圖如圖4所示，其輸出信號u(t)與偏差輸入信號e(t)的關系如下式所示u(t)=KPe(t)+KPTDde(t)dt---(5)]]>式中TD——可調微分時間常數；KP——比例系數。
在PD控制器中，微分控制規律能夠反應出輸入信號的變化趨勢，產生有效的早期修正信號，以增加系統的阻尼程度，從而改善系統的穩定性。
三、ZPETC的設計方法數控機床進給伺服系統的設計中，采用前饋控制可以大大拓寬系統的頻帶，提高其跟隨性能。反饋控制器有改善系統穩定性，暫態響應及增加系統魯棒性的優點。然而，反饋控制器主要是靠誤差信號控制系統，所以反饋控制系統輸入指令和輸出響應之間必然有相位滯后的現象，在跟蹤控制時就會產生跟蹤誤差。要改善此相位滯后現象可考慮在閉環系統前使用一前饋控制器，本發明中前饋控制器采用的是ZPETC。ZPETC的設計是為了提高運動控制的跟蹤精度，其基本思想是基于零極點對消。而且，針對那些具有不穩定零點的系統抵消掉不穩定零點之后，ZPETC還可以補償這些零點產生的相位移，以便獲得零相位誤差。
首先考慮離散化后的閉環系統的傳遞函數Gc(z-1)=z-dBc(z-1)Ac(z-1)---(6)]]>式中Bc(z-1)＝b0+b1z-1+…bmz-m，b0≠0；Ac(z-1)＝1+a1z-1+…anz-n，m≤n；Gc(z-1)——閉環系統的傳遞函數；z-d——閉環系統所造成的d步延遲；Ac(z-1)——閉環傳遞函數的分母多項式，且首項為1；Bc(z-1)——閉環傳遞函數的分子多項式。
若上述閉環系統不包含不可對消的零點(單位圓外的零點)，即前饋控制器為理想的零相位誤差跟蹤控制器(C(z-1))，如圖5所示。根據圖5，可以得出輸出與輸入之間的表達式y(k)=2-dBc(z-1)Ac(z-1)·C(z-1)y*(k)=z-dBc(z-1)Ac(z-1)·zdAc(z-1)Bc(z-1)·y*(k)=y*(k)---(7)]]>式中C(z-1)——零相位誤差跟蹤控制器的離散傳遞函數；y*(k)——系統的參考輸入；zd——超前d步；Ac(z-1)——閉環傳遞函數的分母多項式，且首項為1；Bc(z-1)——閉環傳遞函數的分子多項式；
y(k)——系統的實際輸出。
若系統的初始條件為零，由式(7)可知前饋控制器使系統的輸出y(k)完全跟隨期望軌跡y*(k)，達到理想的跟蹤控制效果。
若式(6)所描述的系統包含不可對消的零點，則不可以設計前饋控制器直接對消系統的零點，否則將導致前饋控制器不穩定。下面將針對包含不可對消零點的系統來設計ZPETC。將Bc(z-1)因式分解為Bc(z-1)=Bca(z-1)Bcu(z-1)---(8)]]>式中Bca(z-1)——閉環傳遞函數分子多項式中可接受的部分，即可對消的零點多項式；Bcu(z-1)——閉環傳遞函數分子多項式中不可接受的部分，即不可對消的零點多項式。
則閉環傳遞函數可表示為Gc(z-1)=y(k)r(k)=z-dBca(z-1)Bcu(z-1)Ac(z-1)---(9)]]>式中r(k)——零相位誤差跟蹤控制器的輸出。
根據系統的逆思想設計ZPETC如圖6所示，控制器的表達式為C(z-1)=r(k)y*(k)=zdAc(z-1)Bcu(z)Bca(z-1)[Bcu(1)]2---(10)]]>式中C(z-1)——零相位誤差跟蹤控制器的離散傳遞函數；Bcu(z)——用z替換z-1換時，不可對消的零點多項式；Bcu(1)——當z＝1時不可接受部分的多項式；所以由y*(k)到y(k)的傳遞函數為y(k)y*(k)=Bcu(z)Bcu(z-1)[Bcu(1)]2---(11)]]>當z＝exp(jωT)時，輸入指令與輸出響應之間不存在相位差，可達到零相位跟蹤控制。當ω→0時，z→1。所以系統在甚低頻時，使得y(k)→y*(k)。式(11)的相位差在整個頻域內趨近于零，在一幅值接近1。證明如下z＝exp(jωT)，exp(jωT)＝cos(ωT)+jsin(ωT)
Bcu(exp(jωT))Bcu(1)=Re(ω)-jIm(ω)]]>式中Bcu(z-1)=bc0u+bc1uz-1+···bcsuz-s;]]>Re(ω)=bc0u+bc1ucos(ωT)+···+bcsucos(sωT)bc0u+bc1u+···+bcsu]]>Im(ω)=bc0u+bc1usin(ωT)+···+bcsusin(sωT)bc0u+bc1u+···+bcsu]]>于是得到在頻域內的表達式Bcu(z-1)/Bcu(1)][Bcu(z)/Bcu(1)]=[Re(ω)-jIm(ω)][Re(ω)+jIm(ω)]]]>=Re(ω)2+Im(ω)2]]>由上式可見，式(11)所表示的輸入輸出間傳遞函數無虛部，即在所有頻率處均無相位差，且在ω＝0時，即靜態時其增益為1，而在低頻段，其增益接近于1。
實現本發明方法的控制電路如圖7所示，控制電路的核心為TMS320LF2407處理器，采用LF2407評估版(LF2407EVM板)，EVM板主要的接口包括目標只讀存儲器、模擬接口、CAN接口、串行引導ROM、用戶指示燈和開關、RS232接口、SPI數據接口和擴展接口。本控制電路還包括電源、晶振、JTAG接口、128K字長無延遲靜態存儲器、模擬外擴接口、脈寬調制(PWM)外擴接口。
LF2407評估板及外圍電路的連接關系如圖8所示TMS320LF2407的地址總線分別接靜態存儲器U3、U4的地址總線以及地址外擴口P3。TMS320LF2407的數據總線分別接U3、U4的數據總線以及地址外擴口P3。TMS320LF2407的讀寫使能管腳分別接U3、U4的17、41管腳。TMS320LF2407的程序空間選通管腳接U3的6管腳，TMS320LF2407的數據空間選通管腳接U4的6管腳。TMS320LF2407的JTAG管腳接P5，P5與仿真器的一端相連，另一端通過打印口與PC機相連。TMS320LF2407的模數轉換管腳分別接模擬外擴口P2的23、24、5、6、7、8、9、10、11、12、13、14、15、16、19、20管腳。TMS320LF2407事件管理器的PWM接口外擴到P1的3、4、5、6、7、8、12、13、14、9、10、11、21、22、24管腳、P4的20、25、26、27、29管腳。TMS320LF2407的123管腳外接15M晶振U22的1管腳。TMS320LF2407的模擬參考電源管腳116、117分別接U19的4和11管腳。TMS320LF2407的數字參考電源管腳29、50、86、129、4、42、67、77、95、141接3.3V電壓源模塊U12的17、18和19管腳。TMS320LF2407的28、49、85、128、3、41、66、76、94、125、140管腳接數字地即U12的9和10管腳。
本發明方法最終由嵌入控制電路DSP處理器中的控制程序實現，如圖9所示，其控制過程按以下步驟執行步驟一、系統初始化；步驟二、電機轉子初始定位；
步驟三、允許INT1，INT2中斷；步驟四、啟動T1下溢中斷；步驟五、中斷等待；步驟六、T1中斷處理；步驟七、保護中斷處理；步驟八、結束。
其中步驟七中保護中斷處理過程按以下步驟執行(如圖10所示)步驟1禁止所有中斷；步驟2封鎖IPM；步驟3中斷返回。
步驟六中T1中斷處理過程按以下步驟執行(如圖11所示)步驟1保護現場；步驟2判斷是否調進行干擾補償，是進入步驟3，否則進入步驟4；步驟3調用干擾觀測器子程序進行干擾抑制；步驟4判斷是否位置調節，是進入步驟5，否則進入步驟9；步驟5位置采樣，并與給定值比較后獲得位置偏差；步驟6位置PD調節；步驟7轉速采樣，位置PD調節器輸出信號比較后獲得轉速偏差；步驟8速度PI調節；步驟9調用ZPETC子程序進行前饋補償；步驟10電流采樣；步驟11對電流值進行3S/2R變換；步驟12利用q軸電流計算轉矩；步驟13求出轉矩偏差作為電流調節器的輸入信號；步驟14電流調節器進行電流調節；步驟15對控制器輸出電流值進行2R/3S變換；步驟16用變換得到的電流值作為載波與三角載波調制獲得PWM信號；步驟17恢復現場；步驟18中斷返回。
電流采樣周期設為0.01ms，擾動觀測器的采樣周期為0.05ms，位置，轉速采樣周期為0.1ms。每次電流采樣時間到都轉去處理；至于擾動觀測器的處理則是通過定時計數單元1的計數值是否為5來確定，如果沒到5，則說明擾動觀測器的采樣周期未到，否則說明擾動觀測器的采樣周期到，這時將定時計數單元清零，為下一次的位置、轉速采樣作準備；位置、轉速采樣也是同理，只是通過定時計數單元2的計數值是否為10來確定。
結合數控機床輪廓運動控制的特點，本發明提出ZPETC和DOB相結合的控制方案。零相位誤差跟蹤控制器作為前饋跟蹤控制器，提高了快速性，使系統實現準確跟蹤；基于干擾觀測器的魯棒反饋控制器補償了外部擾動、未建模動態、系統參數變化和機械非線性不確定因素，并根據預測到的干擾信息對各軸進行補償以消除干擾對系統的影響，從而保證了系統的強魯棒性能，提高了輪廓加工精度。


圖1為本發明方法的控制原理框圖；圖2為本發明方法采用的輪廓誤差模型曲線圖；圖3為本發明方法中干擾觀測器控制原理框圖；圖4為本發明方法中PD控制器控制原理框圖；圖5為理想零相位誤差跟蹤控制器控制原理框圖；圖6為本發明方法中零相位誤差跟蹤控制器控制原理框圖；圖7為本發明方法中控制電路框圖；圖8為本發明方法中控制電路原理圖，其中圖8(a)為DSP處理器及其部分外圍電路原理圖，圖8(b)為靜態存儲器U3的連接關系圖，圖8(c)為靜態存儲器U4的連接關系圖，圖8(d)為地址外擴口P3的連接關系圖，圖8(e)為U17的連接關系圖，家圖8(f)為P5的電路原理圖，圖8(g)為模擬外擴口P2的連接關系圖，圖8(h)為外擴I/O口P1的連接關系圖，圖8(i)家為控制口P4的連接關系圖，圖8(j)大為DSP外圍晶振電路原理圖，圖8(k)為U19、U16、U10、U14、U8、U1及其外圍電路原理圖，圖8(l)為電壓模塊TPS73HD318及其外圍電路原理圖，圖8(m)為RS232及其外圍電路原理圖，圖8(n)為U7及其外圍電路原理圖；圖9為本發明方法中控制程序流程圖；圖10為本發明方法中保護中斷處理子程序流程圖；圖11為本發明方法中T1中斷處理子程序流程圖；圖12為本發明方法具體實例中PD控制器控制原理框圖；圖13為本發明方法具體實例中離散化閉合回路控制原理框圖；圖14為僅采用PD控制器時位置跟蹤誤差曲線圖；圖15為僅采用PD控制器和ZPETC時位置跟蹤誤差曲線圖；圖16為采用本發明方法獲得的位置跟蹤誤差曲線圖。
具體實施例方式
本發明以加工圖2所示的圓弧軌跡為例，設定系統標稱對象Pn(s)＝5/(0.1s+1)。
一、DOB的設計根據設定的系統標稱對象，即速度回路傳遞函數，不斷改變三階低通濾波器的頻寬，如下式Q(s)=3τs+1(τs)3+3(τs)2+3τs+1]]>合理選擇τ值，這里，選擇τ＝1/260，采樣周期為0.1ms，若Pn(s)＝P(s)，，則從u到v的開環傳遞函數為Q(s)1-Q(s)=0.001154s+15.69×10-8s3+4.438×10-5s2]]>這樣在低頻時具有高增益，在高頻時則增益衰減很快，此系統具有良好的回路整型。當速度回路傳遞函數為我們設定的標稱對象時，再設計位置回路PD控制器就比較簡單。
二、位置回路PD控制器設計根據經驗，PD控制器參數最佳選擇為Kp＝4.5，Kd＝0.3，位置回路的采樣周期為1ms，位置回路控制結構圖如圖12所示，位置回路PD增益值選定后，跟蹤響應存在著相位滯后，這樣就要設計ZPETC來消除滯后現象。
三、ZPETC的設計圖13為離散化閉合回路系統，主要是將圖12連續模式下設計的控制方框圖離散化，其中標稱對象是利用加入零階保持器的方式離散化。
離散化閉合回路系統傳遞函數為z-1B(z-1)A(z-1)=z-1(0.00759+8.69×10-5z-1-0.00745z-2)1-1.982z-1+0.99z-2-0.00745z-3]]>其中A(z-1)與B(z-1)的根都在單位圓內，因此前饋控制器可設計為B(z-1)A(z-1)=r(k)yd(k+1)=1-1.982z-1+0.99z-2-0.00745z-3z-20.00759+8.69×10-5z-1-0.00745]]>只要事先規劃出yd(k)，即可得到輸入命令r(k)。
根據以上所設計的控制方案，在輸入給定為yd(k)＝10sin10t(mm)時，分別對只有PD控制器、PD控制器+ZPETC和PD控制器+ZPETC+DOB三種不同控制方式下進行理論分析驗證，位置跟蹤誤差曲線分別如圖14、15和16所示。通過對三種控制策略的位置跟蹤誤差曲線對比，可以看出在相同的頻帶下，采用PD控制器+ZPETC+DOB的控制策略的位置跟蹤定位精度高，跟蹤性能好，抗擾動能力強，從而能夠在較好地抑制系統所受干擾的同時，有效地減小輪廓誤差。
實現本發明方法的控制電路如圖7所示，控制電路的核心為TMS320LF2407處理器，采用LF2407評估版(LF2407EVM板)，EVM板主要的接口包括目標只讀存儲器、模擬接口、CAN接口、串行引導ROM、用戶指示燈和開關、RS232接口、SPI數據接口和擴展接口。本控制電路還包括電源、晶振、JTA6接口、128K字長無延遲靜態存儲器、模擬外擴接口、PWM外擴接口。
其中EVM板可對LF2407代碼進行全速檢驗，包括544個字長的片上數據存儲器、128K字長的板上存儲器、片上只讀閃爍存儲器、片上UART和一個MP7680D/A轉換器。板上安裝的器件可使評估板解決各類問題。4個擴展接口，可提供給任何評估電路。
LF2407評估板及外圍電路的連接關系如圖8所示TMS320LF2407如圖8(a)的127、130、132、134、136、138、143、5、9、13、15、17、20、22、24、27管腳分別接靜態存儲器U3如圖8(b)、U4如圖8(c)(IS61LV6416)的7、8、9、10、13、14、15、16、29、30、31、32、35、36、37、38管腳以及地址外擴口P3如圖8(d)的1、2、3、4、5、6、7、8、9、10、11、12、13、14、15、16管腳。TMS320LF2407的80、78、74、71、68、64、61、57、53、51、48、45、43、39、34、31管腳分別接U3、U4的5、4、3、2、1、44、43、42、27、26、25、24、21、20、19、18管腳以及地址外擴口P3的19、20、21、22、23、24、25、26、27、28、29、30、31、32、33、34管腳。TMS320LF2407的93、89管腳接U3、U4的17、41管腳。TMS320LF2407的87管腳接U3的6管腳，TMS320LF2407的84管腳接U4的6管腳。TMS320LF2407的19、89、96、92、82、84、87管腳分別連接U17如圖8(e)(GAL16V8)的4、5、6、7、8、9、11管腳。TMS320LF2407的90、91、135、139、142、144管腳分別接P5如圖8(f)(JTAG)的13、14、9管腳和11、3、7、1管腳。TMS320LF2407的112、110、107、105、103、102、100、99、113、111、109、108、106、104、101、98管腳分別接模擬外擴口P2如圖8(g)的23、24、5、6、7、8、9、10、11、12、13、14、15、16、19、20管腳。TMS320LF2407的56、54、52、47、44、40、16、18、8、65、62、59、55、46、38、6管腳分別接外擴I\O與PWM復用接口P1如圖8(h)的3、4、5、6、7、8、12、13、14、9、10、11管腳、P4如圖8(i)的25、26、27、29管腳。TMS320LF2407的83、79、88、81管腳接外擴I\O與PWM復用接口P1的21、22、24管腳和P4的20管腳。TMS320LF2407的123管腳外接15M晶振U22如圖8(j)的1管腳。TMS320LF2407的模擬參考電源管腳116、117分別接U19如圖8(k)(TLC2274)的4和11管腳。TMS320LF2407的數字參考電源管腳29、50、86、129、4、42、67、77、95、141接3.3V電壓源模塊U12如圖8(l)(TPS73HD318)的17、18和19管腳。TMS320LF2407的28、49、85、128、3、41、66、76、94、125、140管腳接數字地即U12的9和10管腳。TMS320LF2407的25、19、26管腳分別接RS232接口U21的11、10和JP12的2管腳，如圖8(m)所示。TMS320LF2407的72、70管腳分別接U7的1管腳和JP2的2管腳，如圖8(n)所示。
本發明方法最終由嵌入控制電路DSP處理器中的控制程序實現，如圖9所示，其控制過程按以下步驟執行步驟一、系統初始化；步驟二、電機轉子初始定位；步驟三、允許INT1，INT2中斷；步驟四、啟動T1下溢中斷；步驟五、中斷等待；步驟六、T1中斷處理；步驟七、保護中斷處理；步驟八、結束。
其中步驟七中保護中斷處理過程按以下步驟執行(如圖10所示)步驟1禁止所有中斷；步驟2封鎖IPM；步驟3中斷返回。
步驟六中T1中斷處理過程按以下步驟執行(如圖11所示)步驟1保護現場；步驟2判斷是否調進行干擾補償，是進入步驟3，否則進入步驟4；步驟3調用干擾觀測器子程序進行干擾抑制；步驟4判斷是否位置調節，是進入步驟5，否則進入步驟9；步驟5位置采樣，并與給定值比較后獲得位置偏差；步驟6位置PD調節；步驟7轉速采樣，位置PD調節器輸出信號比較后獲得轉速偏差；步驟8速度PI調節；步驟9調用ZPETC子程序進行前饋補償；步驟10電流采樣；步驟11對電流值進行3S/2R變換；步驟12利用q軸電流計算轉矩；步驟13求出轉矩偏差作為電流調節器的輸入信號；步驟14電流調節器進行電流調節；步驟15對控制器輸出電流值進行2R/3S變換；步驟16用變換得到的電流值作為載波與三角載波調制獲得PWM信號；步驟17恢復現場；步驟18中斷返回。
權利要求
1.一種用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測提高輪廓加工精度方法，其特征在于用零相位誤差跟蹤控制與干擾觀測相結合控制機床輪廓加工，該方法包括ZPETC、PD位置控制器、DOB、和被控對象四部分，其中ZPETC用以消除閉合回路系統相位滯后所產生的誤差，PD控制器用以改善位置回路響應特性，DOB用以消除系統的干擾，并使速度回路的傳遞函數成為參考模型，被控對象是由電機、速度環和電流環三部分組成；ZPETC的輸入信號為位置參考指令，經過ZPETC后的輸出位置信號與反饋位置信號比較后，送入PD位置反饋控制器，PD控制器的輸入信號為速度給定信號，速度給定信號與DOB的輸出信號比較后，所得的偏差送入被控對象，被控對象的輸出為實際輸出的速度信號，經過積分器后，所得的信號即為實際的位置信號。
2.根據權利要求1所述的用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測提高輪廓加工精度方法，其特征在于所述的ZPETC的設計方法是根據系統的逆思想設計的，當閉環系統不包含不可對消的零點時，理想的零相位誤差跟蹤控制器的表達式為C(z-1)=r(k)y*(k)=zdAc(z-1)Bc(z-1)]]>式中C(z-1)——零相位誤差跟蹤控制器的離散傳遞函數；r(k)——零相位誤差跟蹤控制器的輸出；y*(k)——系統的參考輸入；zd——超前d步；Ac(z-1)——閉環傳遞函數的分母多項式，且首項為1；Bc(z-1)——閉環傳遞函數的分子多項式；當閉環系統包含不可對消的零點時，零相位誤差跟蹤控制器的表達式為C(z-1)=r(k)y*(k)=zdAc(z-1)Bcu(z)Bca(z-1)[Bcu(1)]2,]]>式中Bca(z-1)——閉環傳遞函數分子多項式中可接受的部分，即可對消的零點多項式；Bca(z-1)——閉環傳遞函數分子多項式中不可接受的部分，即不可對消的零點多項式；Bca(z)——用z替換z-1換時，不可對消的零點多項式；Bca(1)——當z＝1時不可接受部分的多項式。
3.實現權利要求1所述的用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測提高輪廓加工精度方法，其特征在于采用嵌入控制電路DSP處理器中的控制程序，該程序按以下步驟執行步驟一、系統初始化；步驟二、電機轉子初始定位；步驟三、允許INT1，INT2中斷；步驟四、啟動T1下溢中斷；步驟五、中斷等待；步驟六、T1中斷處理；步驟七、保護中斷處理；步驟八、結束。
4.根據權利要求3所述的用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測提高輪廓加工精度方法，其特征在于所述步驟七中保護中斷處理過程按以下步驟執行步驟1 禁止所有中斷；步驟2 封鎖IPM；步驟3 中斷返回。
5.根據權利要求3所述的用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測提高輪廓加工精度方法，其特征在于所述步驟六中T1中斷處理過程按以下步驟執行步驟1 保護現場；步驟2 判斷是否調進行干擾補償，是進入步驟3，否則進入步驟4；步驟3 調用干擾觀測器子程序進行干擾抑制；步驟4 判斷是否位置調節，是進入步驟5，否則進入步驟9；步驟5 位置采樣，并與給定值比較后獲得位置偏差；步驟6 位置PD調節；步驟7 轉速采樣，位置PD調節器輸出信號比較后獲得轉速偏差；步驟8 速度PI調節；步驟9 調用ZPETC子程序進行前饋補償；步驟10 電流采樣；步驟11 對電流值進行3S/2R變換；步驟12 利用q軸電流計算轉矩；步驟13 求出轉矩偏差作為電流調節器的輸入信號；步驟14 電流調節器進行電流調節；步驟15 對控制器輸出電流值進行2R/3S變換；步驟16 用變換得到的電流值作為載波與三角載波調制獲得PWM信號；步驟17 恢復現場；步驟18 中斷返回。
全文摘要
一種用零相位誤差跟蹤控制和干擾觀測提高輪廓加工精度方法，包括ZPETC、PD位置控制器、DOB、和被控對象四部分，其中ZPETC用以消除閉合回路系統相位滯后所產生的誤差，PD控制器用以改善位置回路響應特性，DOB用以消除系統的干擾，并使速度回路的傳遞函數成為參考模型，被控對象是由電機、速度環和電流環三部分組成；ZPETC的輸入信號為位置參考指令，經過ZPETC后的輸出位置信號與反饋位置信號比較后，送入PD位置反饋控制器，PD控制器的輸入信號為速度給定信號，速度給定信號與DOB的輸出信號比較后，所得的偏差送入被控對象，被控對象的輸出為實際輸出的速度信號，經過積分器后，所得的信號即為實際的位置信號。
文檔編號G05B19/19GK1845025SQ20061004646
公開日2006年10月11日 申請日期2006年4月29日 優先權日2006年4月29日
發明者趙希梅, 郭慶鼎 申請人:沈陽工業大學