專利名稱：快速回復的低壓降線性穩壓器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種低壓降線性穩壓器(low drop-out linearregulator；LDO)，特別涉及一種輸出電流突然有較大變化時，可快速回復到穩定電壓輸出的低壓降線性穩壓器。
背景技術：
在通訊市場逐漸成熟發展之際，相關IC的應用更是不斷成熟。然而隨著諸如手機等的可攜帶產品的發展，電池的使用時間長短更是額外重要。如何提高電池的功率并且維持其一定的穩定性是一個相當具有挑戰的課題。近年來低壓降線性穩壓器(low drop-out linearregulator，簡稱LDO)因為其轉換效率的提高，加上其小體積、低噪聲的特性，成為小功率降壓與穩壓電路的主流。在各式由電池供應電源的可攜式系統以及通訊相關的電子產品上，均被大量地使用。
在現有的產品(方法)中，為了讓低壓降線性穩壓器更加精確，一般而言會采用三級串聯方式的運算放大器(operational amplifier)來增大其增益，然而卻會因此造成不穩定的情形。所以，不斷地有人提出各式各樣的頻率補償方法來達到系統的穩定。一開始，有人提出利用外加大電容來降低主極點位置而增加相位邊際。不過這樣會存在以下缺點
由于此類電路的主極點落于輸出點，因此需要較大負載電容來穩定系統，然而因此不容易將此電容做在芯片內部，會增加系統整合性上的困難。
一般而言，我們希望較大的系統增益來提高系統的精準度，然而提高增益相對會降低系統的穩定度，因此會造成精準度與穩定度之間的取舍。
輸出電流的大小會受限于系統的穩定性。因為輸出電流越大，代表著負載電阻越小，因此相對的位于輸出點的主極點也越大，因此會使系統的穩定性越差。
由于此電路的非主極點位于運算放大器的輸出點(一般而言為高阻抗)，因此相對的第一非主極點(first non-dominant pole)較低，因而降低了系統的頻寬，也使得其瞬時響應變差。
因此，為了改善以上缺點，不斷地有人提出了各式各樣的頻率補償方法，如巢式米勒補償、阻尼系數ζ控制等。然而這些方法都需要兩個補償電容，因此相對而言，其使用的芯片面積又比簡單的米勒補償方法大，所以后來有人提出了利用增益放大的單一米勒補償，請參閱圖1所示。此方法雖成功地解決了上述的問題，但其阻尼系數ζ卻受輸出電流大小的影響而減緩其輸出電壓Vout穩定的速度。
請參閱圖2所示，為圖1所示的小信號模型，其中gm1，gm2，gmp分別為第一、第二和輸出級的傳導，go1，go2，gL為第一級、第二級和輸出級的輸出電導，Cp1、Cg分別為第二和輸出級的輸入寄生電容。Cout為負載電容，Re為負載電容的寄生電阻，Cm1、Rm為補償電容與補償電阻。Adc為系統的直流增益。ζ為阻尼系數。由圖2的小信號模型(small signal model)可推導得其系統轉換方程式如下Av(s)=Adc(1+SCoutRe)[1+SCm1(Rm-go2gm2gmp)-S2Cm1Cggm2gmp](1+SP-3db)(1+SCout(Re+go2gm2gmp)+S2CgCoutgm2gmp)---(1)]]>其中Adc=gm1gm2gmpgo1go2gL,P-3db=Cm1gm2gmpgo1go2gL.]]>ζ=12Cout(Re+go2gm2gmp)gm2gmpCgCout]]>→for small ESR≈12go2Coutgm2gmpCg---(2)]]>(gm2=Ib2Vgs2-Vth2,go2=λIb2)]]>αIb2gmp---(3)]]>為了減少所需成本，目前市場傾向使用陶瓷電容等較便宜的電容作為負載電容。然而陶瓷電容本身的寄生電阻較小，因此由(2)式可簡化得(3)式。
由(3)式可得知，阻尼系數ζ與輸出級傳導(gmp)成反比且與第二級放大器的偏壓電流(Ib2)成正比，由于當輸出電流變大(例如由0.1mA->150mA)時，輸出級傳導(gmp)也跟著變大(約30倍)，因此會使得阻尼系數ζ變小而小于1(甚至會遠小于1)，而使得頻率響應在單位增益頻率附近會有突波，以致于當輸出電流突然變化時，輸出電壓Vout的瞬時響應上會產生連波而減緩其穩定的速度，從而無法提供一快速穩定的低壓降線性穩壓器。
發明內容
本發明的主要目的在于動態調整第二級放大器的偏壓電流，來補償輸出電流變化對阻尼系數ζ的影響，以消除頻率響應的突波并加快輸出電壓的穩定速度。
本發明是一種快速回復的低壓降線性穩壓器，其具有一具有增益放大單一米勒補償電容的低壓降線性穩壓器電路，該低壓降線性穩壓器電路具有一第二級放大器(2ndstage amplifer)且具有一輸出電流供一負載使用，其包括一電流偵測電路、一比較電路、一控制元件與一加壓電路，該電流偵測電路用于偵測該補償電路的該輸出電流的大小，以輸出一相對應的比較電流；該比較電路，輸入該比較電流與一固定的參考電流，以利用該比較電路作大小比較并產生一比較信號；該控制元件是由該比較信號操控，并輸出一控制信號；該加壓電路，用以改變該第二級放大器的偏壓電流，該加壓電路接收該控制元件的該控制信號，以決定是否改變該第二級放大器的偏壓電流；據此當該比較電流大于該參考電流，該比較電路即輸出該比較信號控制該加壓電路增加該第二級放大器的偏壓電流，據以抵消輸出電流變化對阻尼系數ζ的影響以減少瞬時響應上輸出電壓的連波，并加快其穩定速度。
圖1是現有的低壓降線性穩壓器。
圖2是圖1的小信號模型。
圖3是本發明的系統電路圖。
圖4是本發明未補償時的頻率響應圖。
圖5是本發明未補償時的瞬時響應圖。
圖6是本發明補償后的頻率響應圖。
圖7是本發明補償后的瞬時響應圖。
具體實施例方式
有關本發明的詳細內容及技術說明，現結合
如下請參閱圖3所示，其為本發明的系統電路圖，其包括一具有增益放大單一米勒補償電容(Miller capacitor)的低壓降線性穩壓器電路10，其利用一高準位供應電壓Vdd供應所需的驅動電壓，該低壓降線性穩壓器電路10具有一第二級放大器101且具有一輸出電流I10供一負載使用，其利用電流鏡(current mirror)原理采用兩個晶體管MP、MPR形成一電流偵測電路20，并可再利用放大器30形成一負反饋(feedback)機制，去精準地偵測低壓降線性穩壓器電路10的輸出電流I10，并輸出一相對應的比較電流I20，且為了降低電路的負載與消耗，該比較電流I20的大小值可以倍數縮小，如讓I20＝I10/K；其中K是晶體管MP、MPR的特性所決定。
該比較電流I20與一個固定的參考電流Iref，利用一比較電路40作比較，以輸出一比較信號，該參考電流Iref是兩高準位供應電壓Vdd、Vb與一晶體管MI所產生，該比較電路40可由1比1NMOS的電流鏡41所構成，其分別輸入該比較電流I20與該參考電流Iref，且具有一高阻抗點Vr，該高阻抗點Vr的兩端分別為該參考電流Iref與1比1NMOS的電流鏡41根據該比較電流I20所產生相等的電流I40，通過測量該高阻抗點Vr的電流變化，即可作電流比較，并產生一比較信號。
該比較信號用于輸入到一控制元件50以產生一控制信號，而該控制元件50可以利用兩串聯的反向器invn、invp所構成，并與該高阻抗點Vr連接，因而由高阻抗點Vr的電流變化所產生的該比較信號，經由該二串聯的反向器invn、invp(Inverter)即產生一(invn、invp)的0、1控制信號。
該控制信號用于控制加壓電路60，而加壓電路60用于改變該第二級放大器101的偏壓電流，該加壓電路60可由晶體管MSP、M24a、M22a與MSN所構成，以利用該控制信號控制晶體管MSP、MSN的導通與否來增加第二級放大器101的偏壓電流。
本發明在運作前，須先決定該參考電流Iref的大小值，該參考電流Iref的最佳設計值與系統的阻尼系數ζ小于1時所具有的輸出電流I10有關，若輸出電流I10的大小值為A時，其系統的阻尼系數ζ即會小于1，則該參考電流Iref的數值可設為A/K。
本發明在運作時可以分為兩個狀態，首先當輸出電流I10以輕載輸出時，此時系統的阻尼系數ζ大于1，該比較電流I20(＝I10/K)小于參考電流Iref，此時該控制元件50兩串聯的反向器的控制信號為(invn0、invp1)，讓該晶體管MSP、MSN的開關關閉而為開路，故此時第二級放大器101的偏壓電流沒有變大，然此時系統的阻尼系數ζ仍大于1，其并不需要補償，即可讓輸出電流I10的輸出電壓Vout快速達到穩定。
當輸出電流I10改以重載輸出時，其輸出電流I10變大，此時系統的阻尼系數ζ開始變小，輸出電流I10的輸出電壓Vout開始有不穩定的漣漪產生；然而當比較電流I20大于參考電流Iref的瞬間，此時該控制元件50兩串聯的反向器invn、invp的控制信號轉變為(invn1、invp0)，而讓晶體管MSP、MSN的開關打開而加大了第二級放大器101的偏壓電流，又因為阻尼系數ζ與第二級放大器101的偏壓電流成正比，故本發明通過加大第二級放大器101的偏壓電流，即可補償輸出電流I10對阻尼系數ζ的影響，讓阻尼系數ζ可以保持適當的值(大于1)。因此當輸出電流I10由輕載(如0.1mA)轉換至重載(如150mA)時，其輸出電流I10的輸出電壓Vout也可快速達到穩定的狀態。
請再參閱圖4與圖5所示，其分別為該低壓降線性穩壓器電路10未補償時所得的頻率響應圖以及瞬時響應圖。由圖4所示，明顯可見當輸出電流I10改以重載輸出時，頻率響應圖在單位增益頻率(unity gain frequency)附近會有突波，也因此圖5的瞬時響應圖上會有不少漣波的產生，以致于其輸出電壓Vout的穩定時間需耗時34微秒。
請再參閱圖6與圖7所示，分別為該低壓降線性穩壓器電路10補償后所得的頻率響應(frequency response)圖以及瞬時響應(transient response)圖。由圖6可見，在單位增益頻率附近并無突波的產生，也因此圖7中可見，瞬時響應上的漣波減少因而得以快速達到穩定(約8微秒)；因此本發明在輸出電流I10改以重載輸出時，其仍然可以快速讓輸出電流I10的輸出電壓Vout回復至穩定的狀態。
以上所述僅為本發明的優選實施例而已，并不用于限制本發明，對于本領域的技術人員來說，本發明可以有各種更改和變化。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包括在本發明的權利要求范圍之內。
權利要求
1.一種快速回復的低壓降線性穩壓器，其具有一具有增益放大單一米勒補償電容的低壓降線性穩壓器電路(10)，所述低壓降線性穩壓器電路(10)具有一第二級放大器(101)且具有一輸出電流(I10)供一負載使用，其特征在于包括一電流偵測電路(20)，所述電流偵測電路(20)用于偵測所述低壓降線性穩壓器電路(10)的所述輸出電流(I10)的大小，以輸出一比較電流(I20)；一比較電路(40)，輸入所述比較電流(I20)與一固定的參考電流(Iref)，以利用所述比較電路(40)作大小比較并產生一比較信號；一控制元件(50)，所述控制元件(50)由所述比較信號操控，并輸出一控制信號；一加壓電路(60)，用以改變所述第二級放大器(101)的偏壓電流，所述加壓電路(60)接收所述控制元件(50)的所述控制信號，以決定是否改變所述第二級放大器(101)的偏壓電流；據此當所述比較電流(I20)大于所述參考電流(Iref)時，所述比較電路(40)即輸出所述比較信號控制所述加壓電路(60)，以增加所述第二級放大器(101)的偏壓電流。
2.根據權利要求1所述的低壓降線性穩壓器，其特征在于所述電流偵測電路(20)由電流鏡電路所構成。
3.根據權利要求2所述的低壓降線性穩壓器，其特征在于還具有一放大器(30)，所述放大器(30)與所述電流偵測電路(20)形成一負反饋機制。
4.根據權利要求1所述的低壓降線性穩壓器，其特征在于所述比較電路(40)由1比1NMOS的電流鏡(41)所構成，所述比較電路(40)分別輸入所述比較電流(I20)與所述參考電流(Iref)，且所述比較電路(40)具有一高阻抗點(Vr)，所述高阻抗點(Vr)的兩端分別為所述參考電流(Iref)與1比1NMOS的電流鏡(41)根據所述比較電流(I20)所產生的電流(I40)，通過測量所述高阻抗點(Vr)的電流變化，即可作電流比較。
5.根據權利要求1所述的低壓降線性穩壓器，其特征在于所述控制元件(50)是兩反向器(invn、invp)串接而構成，讓所述控制信號具有兩反向器(invn、invp)的0、1的信號輸出。
6.根據權利要求1所述的低壓降線性穩壓器，其特征在于所述加壓電路(60)由晶體管(MSP、MSN、M24a、M22a)所構成，其利用所述控制信號控制所述晶體管(MSP、MSN)的導通與否來增加所述第二級放大器(101)的偏壓電流。
7.根據權利要求1所述的低壓降線性穩壓器，其特征在于所述比較電流(I20)的大小值是所述輸出電流(I10)的倍數縮小。
全文摘要
本發明公開了一種快速回復的低壓降線性穩壓器，其利用一電流偵測電路偵測出輸出電流的大小，并與一參考電流比較，以動態地調整第二級放大器的偏壓電流，使其在高輸出電流時，其系統的阻尼系數ζ仍大于1而保持穩定，從而讓輸出電流突然有較大變化時，其輸出電壓可快速回復到穩定。
文檔編號G05F1/575GK1848018SQ20051006462
公開日2006年10月18日 申請日期2005年4月15日 優先權日2005年4月15日
發明者劉深淵, 呂紹鴻 申請人:矽創電子股份有限公司