專利名稱：三參數最速自抗擾控制器裝置及自抗擾控制方法
技術領域：
本發明涉及三參數最速自抗擾控制器裝置及自抗擾控制方法。
背景技術：
目前，過程控制中用的絕大多數控制器是40年代形成的PID(Proportional-Integral-Derivative)調節器及其變種。進入60年代，以被控對象數學模型為基礎的現代控制理論得到了很大發展。但是，大量實際被控對象給不出合適的數學模型，現代控制理論成果很難用于實際控制工程中。于是80年代開始出現了各種形式的“先進控制”方法，但這些先進控制方法都沒有擺脫數學模型的束博，都要采用“對象建摸”、“系統辨識”、“自適應”等復雜手續，使控制算法復雜，且不能滿意地解決魯棒性問題，其應用受到很大限制。
控制理論和模擬技術的萌芽時期產生的PID調節器技術，在大量實際控制工程中出色地完成了各種控制任務，從而PID調節器成為一種“幾乎完美”的控制技術。然而，科學技術的進一步發展，使控制目標多樣化，控制精度和速度的要求越來越高，原始的PID調節器不能完全適應這個新變化。人們懷疑PID調節器“不行”，認為PID調節理論對對象的數學描述不精確是它的很大缺點，要建立新的對象描述方法來探討新的控制機理。于是從60年代開始，以對象的精確數學模型(狀態空間模型)為基礎的現代控制理論得到了很大發展。然而這個新理論沒能給出實用控制器的設計方法，其研究成果在工程實踐中難于得到應用。于是80年代末開始，又出現了“重新認識PID調節器”的新思潮。
尋求實用而高效的控制方法是控制理論界和控制工程界追求了半個多世紀而尚未得到解決的基本問題。為了尋求實用而高效的控制方法，本專利申請人深入研究了PID調節器技術和現代控制理論各自的優缺點。
PID調節器在過程控制中能夠得到大量應用的根本原因，是它不是靠對象數學模型來確定控制策略，而是靠“控制目標與被控對象實際行為之間的誤差”來確定消除此誤差的控制策略，而這個誤差信號是容易被檢測利用，其控制機理完全獨立于對象機理的數學模型。然而，它生成控制量的方法，由于受當時的認識水平和技術條件的限制，比較簡單“目標和行為之間誤差ε”的過去(I)、現在(P)及變化趨勢(D)的“加權和”形式，是直接去處理“目標和實際行為之間誤差ε”來得到控制量的。PID調節器的局限性就是由這種“目標信號”和“實際行為信號”的“簡單處理”所導致的。簡單地說“不靠模型”是PID調節技術的最大優點，是其“精髓”，而誤差信號的“處理簡單”是其缺點。
現代控制理論雖然對系統分析(即對控制系統基本機制的認識)作出了很大貢獻，但是由于大量的工程對象給不出合適的數學模型，它提出的控制方法很難得到實際應用。簡單地說“靠模型”是其優點，也是無法實用的最大“缺點”。
發揚PID調節技術“不靠模型”的長處并吸取現代控制理論對系統的認識和現代的數字信號處理技術來改進其“簡單處理”辦法，那么我們能夠構造出比PID調節器更好的新型實用數字控制器。
經典PID技術有如下四個方面需要改進1.控制目標可以跳變，但是作為動態環節的輸出-對象的實際行為只能緩變，要求“緩變的行為”來跟蹤“突變的目標”是不合理的；2.缺乏獲取誤差微分信號的合適辦法；3.誤差信號ε的“過去”( 即I)、“現在”(P)及“變化趨勢”(D)的“加權和”不一定是最好的組合形式；4.誤差的積分反饋I的引入，對消除常值外擾影響有很好的作用，但有許多副作用；對此，本專利申請者，發明了能解決PID調節器的這四個弱點的新的控制技術1.發明了根據設定值和對象的能力，先安排合適的目標“過渡過程”，并以這個安排的過渡過程及其微分作為控制目標及其微分信號的技術；2.發明了能夠合理提取微分信號的非線性動態環節-“非線性跟蹤微分器”(Tracking-Differentiator-TD)技術。此技術的詳細說明請參考以下文獻A及參考文獻[1，2]；文獻AHan Jing-Qing.Nonlinear Design Methods for ControlSystems.IFAC World Congress 1999，Beijing，P.R.China，C-2a-15-4，521-526，(5th-9th July 1999).
(注IFACThe International Federation of Automatic Control)3.發明了采用安排的過渡過程與系統實際行為之間誤差的適當非線性組合策略來形成控制量的技術；此技術的詳細說明請參考文獻[3]；4.發明了由對象的輸入-輸出信號能夠估計對象狀態和不確定擾動總和作用的非線性動態環節-“擴張狀態觀測器”(ExtendedState Observer-ESO)，用于估計對象狀態和未知擾動實時總和作用量(參考文獻[4])。這個“擴張狀態觀測器”是獨立于對象的具體數學模型；此技術的詳細說明請參考上述文獻A，下述文獻B及參考文獻[4]。
文獻Bバグスマハワン，羅正華，韓京清(本申請專利的發明者)，中嶋新一“擴張狀態オブザバによるロボツトの高速高精度運動制御”，日本ロボツト學會誌，Vol.18，No.2，pp.244-251，2000。
本專利申請者，以以上四個方面的技術為基礎，發明了新型的非線性PID控制器。此控制器，首先，用一個“跟蹤微分器”來安排合適的目標過渡過程并抽取其微分信號；其次，用另一個“跟蹤微分器”來跟蹤被控對象的實際行為并抽出其微分信號；接著，算出第一個“跟蹤微分器”安排的目標過渡過程與第二個“跟蹤微分器”跟蹤對象的實際行為之間的誤差和這個誤差的積分，以及上述目標過渡過程的微分信號和實際行為微分信號之間的誤差；然后用誤差、誤差積分、誤差微分的非線性組合來生成控制被控對象的控制量。對此技術的詳細說明請參考前記文獻A的Fig.1及參考文獻[4]。這種新型非線性PID控制器與經典PID調節器相比，其控制效果極好，無需量測外擾而能消除其影響，參數調整也很容易。
另外，本專利申請者，為了強化控制器對不確定因素作用的適應能力和未知外擾作用的抑制能力，根據狀態觀測器思想和非線性反饋的特殊效應，開發出基于被控對象輸入信號和輸出信號能夠很好地估計被控對象狀態變量和對系統的不確定因素和外擾的總和作用的“擴張狀態觀測器”，并利用它來發明了“自抗擾控制器”(Auto-Disturbances-Rejection ControllerADRC)。因為“擴張狀態觀測器”能夠估計不確定擾動的實時作用量，在“自抗擾控制器”(ADRC)中，不象PID調節器所必需的“誤差積分反饋”就沒有必要了。此技術的詳細說明請參考上述文獻A的4.2節Fig.2及參考文獻[5]，[6]。
“自抗擾控制器”(ADRC)是由如下四部分組成第一部分是用一個跟蹤微分器(TD)來安排目標過渡過程并提取其微分信號；第二部分是用擴張狀態觀測器(ESO)來估計對象的狀態變量和未知擾動的實時作用量；第三部分是用安排的目標過渡過程與擴張狀態觀測器給出的對象狀態估計值之間誤差的“適當非線性組合”來決定誤差反饋律；第四部分是用擴張狀態觀測器給出的未知擾動作用量的估計來對誤差反饋律進行擾動的動態補償，最后給出控制被控對象的控制信號。
ADRC的上述四部分中的前三部分都用到了“合適的非線性特性”。這對數字式控制器來說不是障礙，因為數字控制器只認得算法程序，不能區分“線性”與“非線性”。
ADRC完全適應了數字控制器時代的要求，可以彌補常規PID的不足，PID不易實現的時滯系統控制、多變量系統解耦控制等都是比較容易做到的。在ADRC中，確定性系統的控制和不確定性系統的控制完全可以統一起來。
然而，從工程實用角度看，自抗擾控制器也有一些需要進一步改善的部分。
在自抗擾控制器(ADRC)中需要改進的部分主要有如下三方面1.用跟蹤微分器(TD)安排的目標過渡過程有加速度的跳躍，容易引起過渡過程中控制量的跳躍，這種現象有時對工程實現帶來一定困難；2.擴張狀態觀測器(ESO)中所用非線性函數計算量多一些；3.誤差和誤差微分的非線性反饋形式需要進行優化。
本發明專利申請人改進了自抗擾控制器(ADRC)的這三個不足點，提出了更實用的控制器方案-“最速自抗擾控制器”(TimeOptimal Auto-Disturbances-Rejection Controller)，是中國專利申請第01129433.7號的主要內容。
但中國專利申請第01129433.7號中的“最速自抗擾控制器”含有較多可調參數，且有些參數的工程意義不十分明確等缺陷需要進一步完善。
表1，背景技術參考文獻
發明內容根據上述現有的自抗擾控制器存在的缺陷，本發明需要解決的問題是提供一種可調參數少，避免參數的工程意義不十分明確的最速自抗擾控制器及自抗擾控制方法。
為解決上述問題，本發明提供一種自抗擾控制器，其中包括根據控制的目標和對象承受能力儲存幾種過渡過程模式的過渡過程模式記憶裝置，在該記憶裝置中存放了根據目標設定值和過渡過程時間來決定的幾組過渡過程模式及其微分模式；根據對象的輸入輸出信號估計出對象運動狀態和作用于對象的所有擾動的實時作用量總和的擴張狀態觀測器裝置，利用對象的輸入、輸出信號，所述擴張狀態觀測器裝置將給出對象運動的狀態的估計值和作用于對象的所有擾動量總和的估計值；從安排上述過渡過程模式記憶裝置中取出一組過渡過程模式及其微分模式，與上述擴張狀態觀測器裝置給出的對象位置信號估計值及其微分信號的估計值之間分別取誤差，以這兩個誤差信號為輸入按最速形式反饋控制律產生出誤差反饋控制量的誤差反饋裝置；對上述誤差反饋裝置給出的反饋控制信號補償上述擴張狀態觀測器給出的擾動總和作用量的估計值來產生最終控制信號的動態補償裝置，所述擴張狀態觀測器裝置中的參數是由采樣步長h來確定的，現場可調的參數分別是上述誤差反饋裝置中包含的決定閉環響應快慢的參數快速因子h1、抑制超調使響應緩變的阻尼因子c和上述動態補償裝置中所含的代表擾動補償能力的參數補償因子b0。
所述擴張狀態觀測器裝置采用如下的函數計算公式δ＝he＝z1-yfe＝fal(e，0.5，δ)fe1＝fal(e，0.25，δ)z1=z1+h(z2-β01e)z2=z2+h(z3-β02fe+b0u)z3=z3+h(-β03fe1)]]>其中，h是系統的采樣步長，y是系統的輸出，u是作用于系統的控制量，z1，z2，z3是擴張狀態觀測器的狀態變量，z1跟蹤系統輸出y，z2估計系統輸出y的微分，而z3估計作用于系統的各種擾動的總和作用量；這個擴張狀態觀測器中所用的非線性函數fal(e，α，δ)的定義是，fal(e,α,δ)=eδ1-α,|e|≤δ|e|αsign(e),|e|>δ]]>
其中，δ是線性區間大小，一般取為h。
所述采樣步長h來確定所述擴張狀態觀測器裝置的參數方法，是讓所述擴張狀態觀測器裝置跟蹤受擾系統x·1=x2,x·2=w,y=x1]]>w＝γsign(sin(ωt))，γ≈k1/h2，ω≈k2/h的狀態x1，x2和擾動w＝γsign(sin(ωt))，其中，k1≈0.1～1.0；k2≈0.005，先給定參數β01取為1/h，然后調整參數β02，β03來跟蹤擾動w＝γsign(sin(ωt))，擾動w＝γsign(sin(ωt))是幅值為γ的方波信號，對給定的步長h和擾動幅值γ＝k1/h2，調整出理想的參數β02和β03；確定三個參數β01，β02，β03。
所述阻尼因子c確定閉環系統的響應過程。
所述誤差反饋裝置包含的計算公式如下d＝rh12ε1＝v-z1ε2＝c(v2-z2)a0＝h1ε2y＝ε1+a0a1=d(d+8|y|)]]>a2=a0+a1-d2sign(y)]]>s＝(sign(y+d)-sign(y-d))/2a＝(a0+y-a2)s+a2s＝(sign(a+d)-sign(a-d))/2fst(ϵ1,cϵ2,r,h1)=-rads-r(1-s)sign(a)]]>u00＝fst(ε1，cε2，r，h1)其中，ε1是安排的過渡過程和擴張狀態觀測器輸出z1之間的誤差值，ε2是安排的過渡過程的微分和擴張狀態觀測器輸出z2之間的誤差值，r為與過渡過程加速度有關的參數，ε0，y，a0，a1，a2，a為內部變量，sign(y)和sign(a)分別是y和a的符號函數，fst(ε1，cε2，r，h1)為上述帶阻尼因子c的最速形式反饋控制律函數、u00為最速反饋控制量。
所述動態補償裝置決定最終控制律的動態補償控制量，所述動態補償控制量為u=u00-z3b0=fst(ϵ1,cϵ2,r,h1)-z3b0]]>這里u00是誤差反饋控制量，z3是系統總擾動作用的估計值，而參數b0是補償因子。
本發明還提供一種自抗擾控制方法，其中包括過渡過程模式記憶裝置根據控制的目標和對象承受能力儲存幾種過渡過程模式，并根據目標設定值和過渡過程時間來決定的幾組過渡過程模式及其微分模式的步驟；擴張狀態觀測器裝置根據對象的輸入、輸出信號估計出對象運動狀態和作用于對象的所有擾動的實時作用量總和的步驟；誤差反饋裝置從安排上述過渡過程模式記憶裝置中取出一組過渡過程模式及其微分模式，與上述擴張狀態觀測器裝置給出的對象位置信號估計值及其微分信號的估計值之間分別取誤差，以這兩個誤差信號為輸入按最速形式反饋控制律產生出誤差反饋控制量的步驟；動態補償裝置對上述誤差反饋裝置給出的反饋控制信號補償上述擴張狀態觀測器給出的擾動總和作用量的估計值來產生最終控制信號的步驟；采樣步長h來確定所述擴張狀態觀測器裝置中的參數的，根據調整上述誤差反饋裝置中包含的決定閉環響應快慢的參數快速因子h1、抑制超調使響應緩變的阻尼因子c和上述動態補償裝置中所含的代表擾動補償能力的參數補償因子b0實現自抗擾控制的步驟。
所述擴張狀態觀測器裝置采用如下的函數計算公式估計出對象運動狀態和作用于對象的所有擾動的實時作用量總和δ＝he＝z1-yfe＝fal(e，0.5，δ)fe1＝fal(e，0.25，δ)z1=z1+h(z2-β01e)z2=z2+h(z3-β02fe+b0u)z3=z3+h(-β03fe1)]]>其中，h是系統的采樣步長，y是系統的輸出，u是作用于系統的控制量，z1，z2，z3是擴張狀態觀測器的狀態變量，z1跟蹤系統輸出y，z2估計系統輸出y的微分，而z3估計作用于系統的各種擾動的總和作用量；這個擴張狀態觀測器中所用的非線性函數fal(e，α，δ)的定義是，fal(e,α,δ)=eδ1-α,|e|≤δ|e|αsign(e),|e|>δ]]>其中，δ是線性區間大小，一般取為h。
通過所述采樣步長h來確定所述擴張狀態觀測器裝置的參數的步驟，是讓所述擴張狀態觀測器裝置跟蹤受擾系統x·1=x2,x·2=w,y=x1]]>w＝γsign(sin(ωt))，γ≈k1/h2，ω≈k2/h的狀態x1，x2和擾動w＝γsign(sin(ωt))，其中，k1≈0.1～1.0；k2≈0.005，先給定參數β01取為1/h，然后調整參數β02，β03來跟蹤擾動w＝γsign(sin(ωt))，擾動w＝γsign(sin(ωt))是幅值為γ的方波信號，對給定的步長h和擾動幅值γ＝k1/h2，調整出理想的參數β02和β03；確定三個參數β01，β02，β03。
所述的自抗擾控制方法，還包括通過所述阻尼因子c確定閉環系統的響應過程的步驟。
所述誤差反饋裝置產生出誤差反饋控制量的步驟中包含的計算公式如下d＝rh12ε1＝v-z1ε2＝c(v2-z2)a0＝h1ε2y＝ε1+a0a1=d(d+8|y|)]]>a2=a0+a1-d2sign(y)]]>s＝(sign(y+d)-sign(y-d))/2a＝(a0+y-a2)s+a2s＝(sign(a+d)-sign(a-d))/2fst(ϵ1,cϵ2,r,h1)=-rads-r(1-s)sign(a)]]>u00＝fst(ε1，cε2，r，h1)其中，ε1是安排的過渡過程和擴張狀態觀測器輸出z1之間的誤差值，ε2是安排的過渡過程的微分和擴張狀態觀測器輸出z2之間的誤差值，r為與過渡過程加速度有關的參數，ε0，y，a0，a1，a2，a為內部變量，sign(y)和sign(a)分別是y和a的符號函數，fst(ε1，c ε2，r，h1)為上述帶阻尼因子c的最速形式反饋控制律函數、u00為最速反饋控制量。
所述動態補償裝置決定最終控制律的動態補償控制量步驟中，所述動態補償控制量為
u=u00-z3b0=fst(ϵ1,cϵ2,r,h1)-z3b0]]>這里u00是誤差反饋控制量，z3是系統總擾動作用的估計值，而參數b0是補償因子。
所述的自抗擾控制方法，還包括對大時滯對象控制的辦法和調整參數的步驟，當時滯越大，選擇使用越大的快速因子h1和補償因子b0，而調整小的阻尼因子c。
本發明提供的自抗擾控制器和自抗擾控制方法，不管是針對大時滯、強非線性、強耦合對象，只要適當調整三個參數，就能獲得很好的控制效果。
這種控制器和控制方法是根據被控對象的輸入、輸出信號來實時地估計被控對象狀態及對系統的所有未知擾動總和作用量，從而實現未知擾動的實時動態補償而具有強抗擾能力的控制器。在這個控制器中采用了離散系統最速反饋綜合函數形式的具有三個可調參數的特殊非線性狀態誤差反饋律。用這個控制器來閉環的系統的動態性能對這三個參數在比較大范圍之內的變化很不敏感，因此比起調整傳統PID調節器的三個參數來容易的多。
圖1為三參數自抗擾控制器框圖；圖2為直線型阻尼因子的幾何解釋；圖3為拋物線型阻尼因子的幾何解釋；圖4a～圖4g為七組不同參數下的仿真結果示意圖。
具體實施例方式
本發明中涉及的“由采樣步長h來確定擴張狀態觀測器參數”的辦法，是按如下方式進行首先假定對象模型為二階離散系統，是受方波擾動w＝γsign(ωt)的作用，x1=x1+hx2x2=x2+wy=x1]]>其中γ是擾動強度，ω是方波頻率。用如下擴張狀態觀測器e=z1-yz1=z1+h(z2-β01e)z2=z2+h(z3-β02fal(e,0.5,h))z3=z3+h(-β03fal(e,0.25,h))]]>來跟蹤對象的狀態變量x1，x2和外擾作用w。
先固定方波頻率ω=1200h,]]>然后把外擾強度取為γ=0.3h;]]>先固定參數β01=1h,]]>(也可取β01=0.8h~1.2h]]>范圍的值)，然后調整參數β02，β03。調整這兩個參數的基本目的是z3要快速無超調地跟蹤外擾作用w＝γsign(ωt)。z3跟蹤外擾作用γsign(ωt)的過程中，參數β02起阻尼因子的作用，而參數β03卻起速度因子的作用，因此β02大，跟蹤的慢且能壓制超調，而β03大，跟蹤的快，但超調大，震蕩多。
表2.給出h分別等于0.25，0.5，1.0時的參數β01，β02，β03及參數γ的適應范圍
從表2中看出，當步長h和參數β01，β02，β03按這個表格給定時，擴張狀態觀測器就能估計滿足|w(t)|≤γ的擾動w(t)作用下的系統
x1=x1+hx2x2=x2+hw(t)y=x1]]>的狀態和未知擾動作用w(t)。
對于“阻尼因子c”的引入及其應用辦法，給出了如下基本理論結果基本定理在控制系統x·1=x2x·2=w+u]]>中取變結構反饋控制律u=-r1sign(x1+x2|x2|2r),r<r1,]]>那么閉環系統完全能夠抑制滿足不等式|w|＜r2＝r1-r的任意擾動w的作用，并且閉環系統的所有軌線最多切換一次后沿滑動曲線有限時間到達原點。
在這個基本結果中，令r=r1c2,]]>那么上面u的表達式變成u=-r1sign(x1+cx2|cx2|2r1)]]>這里，我們把參數c叫做“阻尼因子”。
如圖2所示，我們來考察PID調節器的阻尼因子的幾何解釋。簡單的PD調節器的誤差反饋形式是u＝k1e+k2，其中，k2是阻尼因子，起減慢過渡過程速度，壓制超調的作用。這時，直線k1e+k2＝0代表控制量取正值和負值的界線，阻尼因子k2越大，直線的斜率越小，越接近橫軸。同樣，在反饋律u=-r1sign(e1+ce2|ce2|2r1)]]>
中，控制量取正值和負值的界線是在原點對頂的拋物線e1+ce2|ce2|2r1=0,e2=-2r1|e1|csign(e1)]]>如圖3所示，參數c越大，曲線越接近橫軸，是和誤差PD反饋的阻尼因子的幾何意義完全相符。實際上，用誤差的非線性反饋u=-r1sign(e1+ce2|ce2|2r1)]]>閉環的系統的階躍響應過程中，參數c的作用確實是減緩過渡過程并壓制超調的阻尼作用，因此我們把這個參數稱作“阻尼因子”。
如圖1所示，為三參數自抗擾控制器的框圖，從圖1中可以看到，與中國專利申請第01129433.7號中的公開的方案在安排過渡過程、非線性反饋、擴張狀態觀測器等部分的具體做法上有差異。
下面舉例說明對大時滯系統的控制方法。
關于大時滯系統的控制問題給出如下環節的階躍響應例子來說明調整參數的基本方法。
設被控對象的傳遞函數為y=ke-τsTs+1u---(1)]]>其中，k是放大系數，τ是延遲時間，T是系統的時間常數。一般認為，比值 越大，越難以進行控制。
如果我們在式(1)中把延遲算子e-τs近似成慣性環節 那么原系統近似成y=k1τs+1Ts+1u=kTτs2+(T+τ)s+1u---(3)]]>這樣系統變成了無延遲的二階被控對象，這就可以用本專利中提出的三參數最速自抗擾控制器進行控制。系統(1)的狀態變量表示為x·(t)=-1Tx(t)+bu(t-τ))y(t)=x(t)---(4)]]>在這里，我們假定k＝1，T＝0.1，而 分別等于50，100，500，1000來進行數字仿真，以此來說明調整參數的基本方法.這里原系統的b=kT=10.]]>在仿真計算中采樣步長取為h＝0.1，并且對被控對象外加方波擾動w＝γ(1-sign(sin(0.005t)))/2。仿真計算用的全部算法是1.給定步長h＝0.1和線性區間δ＝h；2.這時根據步長和擴張狀態觀測器參數β01，β02，β03之間的對應關系(由上述表)可選定β01＝10，β02＝12，β03＝8；3.計算參數d＝rh12，δ1=h,δ2=δ1;]]>4.控制量的計算過程e＝z1-ye1=|e|e2=e1]]>u(i)＝0.0，i＝1，…，k，k=int(τh),]]>(仿真計算中時滯的處理方式)s＝(sign(e-δ)-sign(e+δ))/2fe＝sign(e)(1-s)e1-se/δ1fe1＝sign(e)(1-s)e2-se/(δ1δ2)z1＝z1+h(z2-β01e)z2＝z2+h(z3-β02fe+b0u)z3＝z3+h(-β03fe1)
ε1＝v-z1ε2＝-cz2a0＝h1ε2y＝ε1+a0a1=d(d+8|y|)]]>a2＝a0+sign(y)(a1-d)/2s＝(sign(y+d)-sign(y-d))/2a＝(a0+y-a2)s+a2s＝(sign(a+d)-sign(a-d))/2u00=-rads-r(1-s)sign(a)]]>u＝u00-z3/b0u(i)＝u(i+1)，i＝1，…，k-1，u(k)＝u5.對象的積分過程(用最簡單的Euler折線法求解微分方程)w＝γ(1-sign(sin(0.05t)))/2ff=-kTx+wx=x+h(ff+kTu(1))]]>y＝x在這個算法中參數r取為50。我們只需調整三個參數h1，c，b0就能得到滿意的階躍響應。這里的一般規律為，隨τ的增大，h1增大，且b0比實際的b要大，而阻尼因子c要適當減小(比起源系統的阻尼因子)。
實際應用中，只需調整4中提到的三個參數h1，c，b0就能得到滿意的控制效果。
在最速反饋函數中的另一參數r只要適當大就可以，再大也沒有用。
一般取成大于3倍的
就可以了。
對象參數為a0=1T=10,γ=0.5,r=50]]>表3為圖4a～4g對應的不同參數組列表
表3中七組參數仿真的結果示于圖4a～4g中。從第2和3組，第4和5組，第6和7組的比較可以看出，參數b0的增大和h1的擴大，其效果是差不多的，但其效率卻大不一樣。另一方面，這也說明參數的魯棒性很強，因此參數的調整也比較容易。
本發明涉及的自抗擾控制器及自抗擾控制方法不僅在大時滯系統中，而且在其它控制系統中均能獲得良好的控制效果。
權利要求
1.一種自抗擾控制器，其中包括根據控制的目標和對象承受能力儲存幾種過渡過程模式的過渡過程模式記憶裝置，在該記憶裝置中存放了根據目標設定值和過渡過程時間來決定的幾組過渡過程模式及其微分模式；根據對象的輸入輸出信號估計出對象運動狀態和作用于對象的所有擾動的實時作用量總和的擴張狀態觀測器裝置，針對輸入對象的輸入、輸出信號，所述擴張狀態觀測器裝置將給出對象運動的狀態的估計值和作用于對象的所有擾動量總和的估計值；從安排上述過渡過程模式記憶裝置中取出一組過渡過程模式及其微分模式，與上述擴張狀態觀測器裝置給出的對象位置信號估計值及其微分信號的估計值之間分別取誤差，以這兩個誤差信號為輸入按最速形式反饋控制律產生出誤差反饋控制量的誤差反饋裝置；對上述誤差反饋裝置給出的反饋控制信號補償上述擴張狀態觀測器給出的擾動總和作用量的估計值來產生最終控制信號的動態補償裝置，所述擴張狀態觀測器裝置中的參數是由采樣步長h來確定的，現場可調的三個參數分別是上述誤差反饋裝置中包含的決定閉環響應快慢的參數快速因子h1、抑制超調使響應緩變的阻尼因子c和上述動態補償裝置中所含的代表擾動補償能力的參數補償因子b0。
2.根據權利要求1所述的自抗擾控制器，所述擴張狀態觀測器裝置采用如下的函數計算公式δ＝he＝z1-yfe＝fal(e，0.5，δ)fe1＝fal(e，0.25，δ)z1=z1+h(z2-β01e)z2=z2+h(z3-β02fe+b0u)z3=z3+h(-β03fe1)]]>其中，h是系統的采樣步長，y是系統的輸出，u是作用于系統的控制量，z1，z2，z3是擴張狀態觀測器的狀態變量，z1跟蹤系統輸出y，z2估計系統輸出y的微分，而z3估計作用于系統的各種擾動的總和作用量；這個擴張狀態觀測器中所用的非線性函數fal(e，α，δ)的定義是，fal(e,α,δ)=eδ1-α,|e|≤δ|e|αsign(e),|e|>δ]]>其中，δ是線性區間大小，取為h。
3.在根據權利要求2所述的擴張狀態觀測器裝置中，所述采樣步長h來確定所述該裝置的參數的方法是讓該裝置跟蹤受擾系統x·1=x2,x·2=w,y=x1w=γsign(sin(ωt)),γ≈k1/h2,ω≈k2/h]]>的狀態x1，x2和擾動w＝γsign(sin(ωt))，其中，k1≈0.1～1.0；k2≈0.005，先給定參數β01＝1/h，然后調整參數β02，β03來跟蹤擾動w＝γsign(sin(ωt))，擾動w＝γsing(sin(ωt))是幅值為γ的方波信號，對給定的步長h和擾動幅值γ＝k1/h2，調整出理想的參數β02和β03來確定三個參數β01，β02，β03。
4.根據權利要求1所述的自抗擾控制器，調整所述阻尼因子c來確定理想閉環系統的響應過程。
5.根據權利要求1所述的自抗擾控制器，誤差反饋裝置包含的計算公式如下d＝rh12ε1＝v-z1ε2＝c(v2-z2)a0＝h1ε2y＝ε1+a0a1=d(d+8|y|)]]>a2=a0+a1-d2sign(y)]]>s＝(sign(y+d)-sign(y-d))/2a＝(a0+y-a2)s+a2s＝(sign(a+d)-sign(a-d))/2fst(ϵ1,cϵ2,r,h1)=-rads-r(1-s)sign(a)]]>u00＝fst(ε1，cε2，r，h1)其中，ε1是安排的過渡過程和擴張狀態觀測器輸出z1之間的誤差值，ε2是安排的過渡過程的微分和擴張狀態觀測器輸出z2之間的誤差值，r為與對象加速度變化范圍有關的參數，ε0，y，a0，a1，a2，a為內部變量，sign(y)和sign(a)分別是y和a的符號函數，fst(ε1，cε2，r，h1)為上述帶阻尼因子c的最速形式反饋控制律函數，u00為最速反饋控制量。
6.根據權利要求5所述的自抗擾控制器，所述動態補償裝置決定最終控制律的動態補償控制量，實現動態補償后的控制量為u=u00-z3b0=fst(ϵ1,cϵ2,r,h1)-z3b0]]>這里u00是誤差反饋控制量，z3是系統總擾動作用的估計值，而參數b0是補償因子。
7.一種自抗擾控制方法，其包括過渡過程模式記憶裝置根據控制的目標和對象承受能力儲存幾種過渡過程模式，這些模式是根據目標設定值和過渡過程時間來決定的幾組過渡過程模式及其微分模式；擴張狀態觀測器裝置根據對象的輸入、輸出信號估計出對象運動狀態和作用于對象的所有擾動的實時作用量總和；誤差反饋裝置從安排上述過渡過程模式記憶裝置中取出一組過渡過程模式及其微分模式，與上述擴張狀態觀測器裝置給出的對象位置信號估計值及其微分信號的估計值之間分別取誤差，以這兩個誤差信號為輸入按最速形式反饋控制律產生出誤差反饋控制量；動態補償裝置對上述誤差反饋裝置給出的反饋控制信號補償上述擴張狀態觀測器給出的擾動總和作用量的估計值來產生最終控制信號；采樣步長h確定所述擴張狀態觀測器裝置中的參數；自抗擾控制器參數的整定是通過調整上述誤差反饋裝置中包含的決定閉環響應快慢的參數快速因子h1、抑制超調使響應緩變的阻尼因子c和上述動態補償裝置中所含的代表擾動補償能力的參數補償因子b0來實現的。
8.根據權利要求7所述的自抗擾控制方法，所述擴張狀態觀測器裝置采用如下的函數計算公式估計出對象運動狀態和作用于對象的所有擾動的實時作用量總和δ＝he＝z1-yfe＝fal(e，0.5，δ)fe1＝fal(e，0.25，δ)z1=z1+h(z2-β01e)z2=z2+h(z3-β02fe+b0u)z3=z3+h(-β03fe1)]]>其中，h是系統的采樣步長，y是對象的輸出，u是作用于對象的控制量，z1，z2，z3是擴張狀態觀測器的狀態變量，z1跟蹤系統輸出y，z2估計系統輸出y的微分，而z3估計作用于系統的各種擾動的總和作用量；這個擴張狀態觀測器中所用的非線性函數fal(e，α，δ)的定義是，fal(e,α,δ)=eδ1-α,|e|≤δ|e|αsign(e),|e|>δ]]>其中，δ是線性區間大小，一般取為h。
9.根據權利要求8所述的自抗擾控制方法，其中通過所述采樣步長h確定所述擴張狀態觀測器裝置的參數的步驟，是讓所述擴張狀態觀測器裝置跟蹤受擾系統x·1=x2,x·2=w,y=x1w=γsign(sin(ωt)),γ≈k1/h2,ω≈k2/h]]>的狀態x1，x2和擾動w＝γsign(sin(ωt))，其中，k1≈0.1～1.0；k2≈0.005，先給定參數β01取為1/h，然后調整參數β02，β03來跟蹤擾動w＝γsign(sin(ωt))，擾動w＝γsign(sin(ωt))是幅值為γ的方波信號，對給定的步長h和擾動幅值γ＝k1/h2，調整出理想的參數β02和β03；確定三個參數β01，β02，β03。
10.根據權利要求7所述的自抗擾控制方法，還包括通過所述阻尼因子c確定閉環系統的響應過程。
11.根據權利要求7所述的自抗擾控制方法，誤差反饋裝置產生出誤差反饋控制量的步驟中包含的計算公式如下d＝rh12ε1＝v-z1ε2＝c(v2-z2)a0＝h1ε2y＝ε1+a0a1=d(d+8|y|)a2=a0+a1-d2sign(y)]]>s＝(sign(y+d)-sign(y-d))/2a＝(a0+y-a2)s+a2s＝(sign(a+d)-sign(a-d))/2fst(ϵ1,cϵ2,r,h1)=-rads-r(1-s)sign(a)]]>u00＝fat(ε1，cε2，r，h1)其中，ε1是安排的過渡過程和擴張狀態觀測器輸出z1之間的誤差值，ε2是安排的過渡過程的微分和擴張狀態觀測器輸出z2之間的誤差值，r為與過渡過程加速度有關的參數，ε0，y，a0，a1，a2，a為內部變量，sign(y)和sign(a)分別是y和a的符號函數，fst(ε1，cε2，r，h1)為上述帶阻尼因子c的最速形式反饋控制律函數、u00為最速反饋控制量。
12.根據權利要求7所述的自抗擾控制方法，所述動態補償裝置決定最終控制律的動態補償控制量步驟中，所述動態補償控制量為u=u00-z3b0=fst(ϵ1,cϵ2,r,h1)-z3b0]]>這里u00是誤差反饋控制量，z3是系統總擾動作用的估計值，而參數b0是補償因子。
13.根據權利要求7所述的自抗擾控制方法，還包括采用大時滯對象控制的辦法調整參數的步驟，當時滯越大，向大的方向調整快速因子h1和補償因子b0，而阻尼因子參數c則向小的方向調整。
全文摘要
本發明涉及三參數最速自抗擾控制器裝置及自抗擾控制方法。本發明中提出的控制器包括根據控制的目標和對象承受能力儲存幾種過渡過程模式的過渡過程模式記憶裝置；根據對象的輸入、輸出信號估計出對象運動狀態和作用于對象的所有擾動的實時作用量總和的擴張狀態觀測器裝置；以誤差信號為輸入按最速控制律產生出誤差反饋控制量的誤差反饋裝置；對反饋控制信號補償擴張狀態觀測器給出的擾動總和作用量的估計值產生最終控制信號的動態補償裝置，其中擴張狀態觀測器裝置中的參數是由采樣步長h按一定方式給定的，不必在現場進行調試，現場可調的三個參數分別是誤差反饋裝置中包含的兩個參數h
文檔編號G05B11/36GK1725131SQ20041007098
公開日2006年1月25日 申請日期2004年7月21日 優先權日2004年7月21日
發明者韓京清 申請人:韓京清, 韓學鋒