專利名稱：穩壓補償型跟隨器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種穩壓補償型跟隨器(隨耦器)，尤其涉及一種采用解決液晶顯示器的驅動器輸出電壓的穩壓補償解決方法的穩壓補償型跟隨器。
背景技術：
液晶顯示器的驅動器的設計是利用跟隨器作為每一個分壓的驅動，不但可以穩定每一個分壓值，而且可以根據不同的偏壓需求，主動地提供適合的充電或放電以搭配不同需求的液晶顯示器。
已知的穩定高電平分壓的作法(請參閱圖1)是在分壓RV1(電阻R1、R2間的分壓)上加一推降電阻DR1或比較器C1，當輸出端電壓V1上升時，比較器C1感應而打開金屬氧化半導體(MOS)MN將輸出端電壓V1拉回。但已知中驅動器產生的輸出端電壓V1的跟隨器為正壓趨向驅動(Drive high easy)，該跟隨器本身對電壓下降有很好的拉回補償效果，但是當其電平上升時，卻無法有效率地將其拉回以穩住電壓。
已知作法的缺點在于經過推降電阻DR1的電流是固定的，所以無法發揮及時的作用；又比較器C1的反應速度會較慢，約需6000納秒(ns)，且容易產生振蕩20(請參閱圖2)。
又，已知的穩定低電平輸出電壓的做法(請參閱圖3)是在輸出端電壓V4上加一提升電阻PR4或比較器C4，當輸出端電壓V4下降時，比較器C4感應而打開金屬氧化半導體(MOS)MP將輸出端電壓V4拉回。但在已知的作法中，驅動器產生的輸出端電壓V4的跟隨器為低壓趨向驅動(Drive low easy)，該跟隨器本身對電壓上升有很好的拉回穩壓效果，但是當其電平下降時，卻無法有效率地將其拉回以穩住電壓。
已知作法的缺點在于流經提升電阻PR4的電流是固定的，所以無法發揮及時的作用；又比較器C4的反應速度會較慢，約需6000納秒(ns)，且容易產生振蕩40(請參閱圖4)。
發明內容
于是，本發明的主要目的在于解決上述已知的缺陷，避免缺陷存在，本發明提供了一種穩壓補償型跟隨器，目的在于解決已知驅動器分壓的跟隨器反應速度較慢且容易產生振蕩的問題。
為了實現上述目的，本發明的方法是以一第二線性放大器取代已知的比較器，該第一線性放大器的輸出端與其負極(-)連接，且借由一輸出線延伸為分壓輸出端，其特征在于該分壓接入第一線性放大器的正極(+)的同時亦接入一第二線性放大器的正極(+)，同樣的該第二線性放大器的輸出端與其負極(-)連接。
又該第二線性放大器的輸出端亦與一晶體管(MP1)與一晶體管(MN1)連接，該晶體管(MN1)的柵極(G)接一偏壓線。一晶體管(MP2)與上述輸出線連接，其柵極(G)與上述晶體管(MP1)的柵極(G)相連接，且該晶體管(MP2)的漏極(D)與一晶體管(MN2)的漏極(D)連接，該晶體管(MN2)的柵極(G)與上述晶體管(MN1)的柵極(G)一樣同接于一偏壓線。一晶體管(MN3)的漏極(D)與上述輸出線連接，其柵極(G)與上述晶體管(MP2)的柵極(G)相連接。
因此，本發明提供的穩壓補償型跟隨器的優點為以反應速度較快的第二線性放大器取代已知比較器，約只需200納秒(ns)，且分壓輸出端的電壓(V1)穩定不振蕩。且相同的電路聯結方式，借由晶體管種類的替換，即可對低電平分壓做電壓的穩壓補償。
圖1是已知的正壓趨向驅動跟隨器的電路示意圖。
圖2是圖1中V1電壓輸出示意圖。
圖3是已知的低壓趨向驅動跟隨器的電路示意圖。
圖4是圖3中V4電壓輸出示意圖。
圖5是本發明的正壓趨向驅動跟隨器的電路示意圖。
圖6是圖3中輸出電壓Vout與輸出端電壓V1關系示意圖。
圖7是圖3中輸出端電壓V1輸出示意圖。
圖8是本發明的低壓趨向驅動跟隨器的電路示意圖。
圖9是圖8中輸出端電壓V4輸出示意圖。
具體實施例方式
有關本發明的詳細內容及技術說明，現配合
如下請參閱圖5所示，是本發明的正壓趨向驅動跟隨器的電路示意圖。如圖所示將驅動器(圖中未示)的分壓RV1(電阻RE1、RE2間的分壓)點處與一第一線性放大器OP1的正極(+)相接，該第一線性放大器OP1的輸出端與其負極(-)連接，且借由一輸出線50延伸為分壓輸出端電壓V1，其特征在于該分壓RV1接入第一線性放大器OP1的正極(+)的同時亦接入一第二線性放大器OP2的正極(+)，同樣，該第二線性放大器OP2的輸出端也與其負極(-)連接。
又，該第二線性放大器OP2的輸出端也與一晶體管MP1的源極S連接，且該晶體管MP1的漏極D與自身的柵極G相連接并與一晶體管MN1的漏極D連接，該晶體管MN1的源極S與電源Vss連接，其柵極G接一偏壓線BN。
一晶體管MP2，該晶體管MP2的源極S與上述輸出線50連接，其柵極G與上述晶體管MP1的柵極G相連接，且該晶體管MP2的漏極D與一晶體管MN2的漏極D連接，該晶體管MN2的源極S與電源Vss連接，其柵極G與上述晶體管MN1的柵極G一樣同接于一偏壓線BN。
一晶體管MN3，該晶體管MN3的漏極D與上述輸出線50連接，其柵極G與上述晶體管MP2的漏極D與晶體管MN2的漏極D連接處相連接，其源極S與電源Vss相連接。
其中，該晶體管MP1與晶體管MP2是基體為正離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管(P-MOSFET)；該晶體管MN1、晶體管MN2與晶體管MN3是基體為負離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管(N-MOSFET)。
借助上述本發明的電路，可達到輸出端電壓V1的穩壓反應速度快，且穩定不振蕩，其動作關系如下(以圖5電路示意圖說明之)一、當輸出端電壓V1等于分壓RV1的電壓時，即電壓未浮動時，晶體管MP1的柵源極電壓(VgsMP1)等于晶體管MP2的柵源極電壓(VgsMP2)，可用VgsMP1＝VgsMP2表示。又在設計上使晶體管MP1的W/L大于晶體管MP2的W/L，其中，源極與漏極之間柵極的距離稱為通道長度(L)，源極與漏極本身的寬度稱為通道寬度(W)；在晶體管MP1、晶體管MP2均飽和的狀態下流經晶體管MP1的電流I1將會大于流經晶體管MP2的電流I2(I1＞I2)。但是晶體管MN1等于晶體管MN2，所以在晶體管MN1飽和的狀態下，晶體管MN2為導通(turn-on)，此時晶體管MP2與晶體管MN2間的輸出電壓Vout為低電位，晶體管MN3關閉(turn-off)。
二、當輸出端電壓V1的電平上升時，晶體管MP2的柵源極電壓(VgsMP2)增加，最后晶體管MN2達飽和狀態，此時在晶體管MP2及晶體管MN2均飽和狀態下，晶體管MP2與晶體管MN2間的輸出電壓Vout等于輸出端電壓V1電平乘于晶體管MP2的漏源極電阻(Drain-Source Resistor)(RdsMP2)除以晶體管MP2的漏源極電阻(RdsMP2)加晶體管MN2的漏源極電阻(RdsMN2)之和，關系式表示如Vout＝(V1-Vss)×RdsMP2/(RdsMP2+RdsMN2)，此時Vout的設計需能有較高的電位足以導通晶體管MN3。
三、若輸出端電壓V1上揚太高時，晶體管MP2將進入線性導通(Turn-on linear)，而晶體管MN2達飽和狀態，此時晶體管MP2與晶體管MN2間的輸出電壓Vout將為高電位(接近輸出端電壓V1)，且晶體管MN2此時為導通。
現以計算的方式表示當輸出端電壓V1上升電壓差ΔV時，晶體管MP1與晶體管MP2的W/L比值如何可以使晶體管MP2與晶體管MN2同時進入飽和狀態，即本發明的電路可以控制欲補償的感應電壓差ΔV。
晶體管MP1I1＝(K/2)(WMP1/LMP1)(VgsMP1-Vth)^2
又，VgsMP1＝RV1-VBVB＝RV1-Vth-ΔV1(其中，RV1為由電阻RE1與電阻RE2分壓的固定參考電壓值，ΔV1＝(2LMP1*I1/KWMP1)^0.5)(依照MOS的基本計算公式I1＝(K/2)(WMP1/LMP1)(VgsMP1-Vth)^2，左右開根號得(I1)^0.5＝(KWMP1/2LMP1)^0.5(VgsMP1-Vth)，最后得VgsMP1＝Vth+(2LMP1*I1/KWMP1)^0.5，此(2LMP1*I1/KWMP1)^0.5即為ΔV1值)所以I1＝(K/2)(WMP1/LMP1)(ΔV1)^2晶體管MP2I2＝(K/2)(WMP2/LMP2)(VgsMP2-Vth)^2又，VgsM2＝RV1-VBVB＝RV1-Vth-ΔV1V1＝RV1+ΔV所以I2＝(K/2)(WMP2/LMP2)(ΔV+ΔV1)^2又，I1＝I2，且使LMP1＝LMP2可得ΔV＝((WMP1/WMP2)^0.5-1)×ΔV1其中，該晶體管MN2間的輸出電壓Vout與輸出端電壓V1的關系示意圖如圖6所示。
這樣，根據本發明的穩壓補償的跟隨器的優點在于以反應速度較快的第二線性放大器OP2取代已知比較器C1，約只需200納秒(ns)，且輸出端電壓V1穩定不振蕩70(請參閱圖7)。
本發明的另一實施例是將上實施例中基體為正離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管替換成基體為負離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管，而基體為負離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管替換成基體為正離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管；根據上述相同的電路聯結方式，即可對低電平分壓做一電壓的穩壓補償。其電路說明如下(請參閱圖8所示)將驅動器(圖中未示)的分壓RV4(電阻RE4、RE5間的分壓)點處與一第一線性放大器OP81的正極(+)相接，該第一線性放大器OP81的輸出端與其負極(-)連接，且借由一輸出線80延伸為輸出端電壓V4，其特征在于該分壓RV4接入第一線性放大器OP81的正極(+)的同時亦接入一第二線性放大器OP82的正極(+)，同樣，該第二線性放大器OP82的輸出端與其負極(-)連接。
又該第二線性放大器OP82的輸出端可更替為與一晶體管MN21的源極S連接，且該晶體管MN21的漏極D與自身的柵極G相連接并與一晶體管MP21的漏極D連接，該晶體管MP21的源極S與電源V0連接，其柵極G接一偏壓線BP。
一晶體管MN22，該晶體管MN22的源極S與上述輸出線50連接，其柵極G與上述晶體管MN21的柵極G相連接，且該晶體管MN22的漏極D與一晶體管MP22的漏極D連接，該晶體管MP22的源極S與電源V0連接，其柵極G與上述晶體管MP21的柵極G一樣同接于一偏壓線BP。
一晶體管MP23，該晶體管MP23的漏極D與上述輸出線80連接，其柵極G與上述晶體管MN22的漏極D與晶體管MP22的漏極D連接處相連接，其源極S與電源V0相連接。
其中該晶體管MN21與晶體管MN22是基體為負離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管；該晶體管MP21、晶體管MP22與晶體管MP23是基體為正離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管。
借助上述實施例的電路，可達到輸出端電壓V4的穩壓反應速度快，且穩定不振蕩，其動作關系如下(以圖8電路示意圖說明之)一、當輸出端電壓V4等于分壓RV4的電壓時，即電壓未浮動時，晶體管MN21的柵源極電壓(VgsMN21)等于晶體管MN22的柵源極電壓(VgsMN22)，可用VgsMN22＝VgsMN22表示。又在設計上使晶體管MN21的W/L大于晶體管MN22的W/L，其中，源極與漏極之間柵極的距離稱為通道長度(L)，源極與漏極本身的寬度稱為通道寬度(W)；在晶體管MN21、晶體管MN22均飽和的狀態下流經晶體管MN21的電流I1將會大于流經晶體管MN22的電流I2(I1＞I2)。但是晶體管MP21等于晶體管MP22，所以在晶體管MP21飽和的狀態下，晶體管MP22為導通(turn-on)，此時晶體管MN22與晶體管MP22間的輸出電壓Vout為低電位，晶體管MP23關閉(turn-off)。
二、當輸出端電壓V4的電平上升時，晶體管MN22的柵源極電壓(VgsMP2)增加，最后晶體管MP22達飽和狀態，此時在晶體管MN22及晶體管MP22均飽和狀態下，晶體管MN22與晶體管MP22間的輸出電壓Vout等于輸出端電壓V4電平乘于晶體管MN22的漏源極電阻(RdsMN22)除以晶體管MN22的漏源極電阻(RdsMN22)加晶體管MP22的漏源極電阻(RdsMP22)之和，關系式表示如Vout＝(V0-V4)×RdsMN22/(RdsMN22+RdsMP22)，此時Vout的設計需能有較高的電位足以導通晶體管MP23。
三、若輸出端電壓V4上揚太高時，晶體管MN22將進入線性導通，而晶體管MP22達飽和狀態，此時晶體管MN22與晶體管MP22間的輸出電壓Vout將為高電位(接近輸出端電壓V1)，且晶體管MP22此時為導通。
現以計算的方式表示當輸出端電壓V4上升電壓差ΔV時，晶體管MN21與晶體管MN22的W/L比值如何可以使晶體管MN22與晶體管MP22同時進入飽和狀態，即本發明的電路可以控制欲補償的感應電壓差ΔV。
晶體管MN21I1＝(K/2)(WMN21/LMN21)(VgsMN21-Vth)^2又，VgsMN21＝RV4-VBVB＝RV4-Vth-ΔV4(其中，RV4為由電阻RE4與電阻RE5分壓的固定參考電壓值，ΔV4＝(2LMN21*I1/KWMN21)^0.5)(依照MOS的基本計算公式I1＝(K/2)(WMN21/LMN21)(VgsMN21-Vth)^2，左右開根號得(I1)^0.5＝(KWMN21/2LMN21)^0.5(VgsMN21-Vth)，最后得VgsMN21＝Vth+(2LMN21*I1/KWMN21)^0.5，此(2LMN21*I1/KWMN21)^0.5即為ΔV4值)所以I1＝(K/2)(WMN21/LMN21)(ΔV4)^2晶體管MN22I2＝(K/2)(WMN22/LMN22)(VgsMN22-Vth)^2
又，VgsMN22＝RV4-VBVB＝RV4-Vth-ΔV4V4＝RV1+ΔV所以I2＝(K/2)(WMN22/LMN22)(ΔV+ΔV4)^2又，I1＝I2，且使LMN21＝LMN22可得ΔV＝((WMN21/WMN22)^0.5-1)×ΔV4如是，根據本發明的穩壓補償型跟隨器的優點在于以反應速度較快的第二線性放大器OP82取代已知比較器C1，約只需200納秒(ns)，且輸出端電壓V4穩定不振蕩90(請參閱圖9)。
以上所述僅為本發明的優選實施例而已，并不用于限制本發明，對于本領域的技術人員來說，本發明可以有各種更改和變化。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的權利要求范圍之內。
權利要求
1.一種穩壓補償型跟隨器，采用針對液晶顯示器的驅動器高電平輸出電壓的穩壓補償解決方法，將驅動器的分壓(RV1)點處與一第一線性放大器(OP1)的正極(+)相接，所述第一線性放大器(OP1)的輸出端與其負極(-)連接，且通過一輸出線(50)延伸為一輸出端電壓(V1)；其特征在于所述分壓(RV1)接入第一線性放大器(OP1)的正極(+)的同時也接入一第二線性放大器(OP2)的正極(+)，同樣，所述第二線性放大器(OP2)的輸出端與其負極(-)連接；又所述第二線性放大器(OP2)的輸出端也與一晶體管(MP1)的源極(S)連接，且所述晶體管(MP1)的漏極(D)與自身的柵極(G)相連接并與一晶體管(MN1)的漏極(D)連接，所述晶體管(MN1)的源極(S)與電源(Vss)連接，其柵極(G)接一偏壓線(BN)；一晶體管(MP2)，所述晶體管(MP2)的源極(S)與上述輸出線(50)連接，其柵極(G)與上述晶體管(MP1)的柵極(G)相連接，且所述晶體管(MP2)的漏極(D)與一晶體管(MN2)的漏極(D)連接，所述晶體管(MN2)的源極(S)與電源(Vss)連接，其柵極(G)與上述晶體管(MN1)的柵極(G)一樣同接于一偏壓線(BN)；一晶體管(MN3)，所述晶體管(MN3)的漏極(D)與上述輸出線(50)連接，其柵極(G)與上述晶體管(MP2)的漏極(D)與晶體管(MN2)的漏極(D)連接處相連接，其源極(S)與電源(Vss)相連接。
2.根據權利要求1所述的穩壓補償型跟隨器，其特征在于所述晶體管(MP1)與晶體管(MP2)是基體為正離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管。
3.根據權利要求1所述的穩壓補償型跟隨器，其特征在于所述晶體管(MN1)、晶體管(MN2)與晶體管(MN3)是基體為負離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管。
4.根據權利要求1所述的穩壓補償型跟隨器，也可用于低電平輸出電壓的穩壓補償，將驅動器的分壓(RV4)點處接一第一線性放大器(OP81)的正極(+)相接，所述第一線性放大器(OP81)的輸出端與其負極(-)連接，且借由一輸出線(80)延伸為一輸出端電壓V4；其特征在于所述第二線性放大器(OP82)的輸出端可更替為與一晶體管(MN21)的源極(S)連接，且所述晶體管(MN21)的漏極(D)與自身的柵極(G)相連接并與一晶體管(MP21)的漏極(D)連接，所述晶體管(MP21)的源極(S)與電源(V0)連接，其柵極(G)接一偏壓線(BP)；一晶體管(MN22)，所述晶體管(MN22)的源極(S)與上述輸出線(80)連接，其柵極(G)與上述晶體管(MN21)的柵極(G)相連接，且所述晶體管(MN22)的漏極(D)與一晶體管(MP22)的漏極(D)連接，所述晶體管(MP22)的源極(S)與電源(V0)連接，其柵極(G)與上述晶體管(MP21)的柵極(G)一樣同接于一偏壓線(BP)；一晶體管(MP23)，所述晶體管(MP23)的漏極(D)與上述輸出線(80)連接，其柵極(G)與上述晶體管(MN22)的漏極(D)與晶體管(MP22)的漏極(D)連接處相連接，其源極(S)與電源(V0)相連接。
5.根據權利要求4所述的穩壓補償型跟隨器，其特征在于所述晶體管(MN21)與晶體管(MN22)是基體為負離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管。
6.根據權利要求4所述的穩壓補償型跟隨器，其特征在于所述晶體管(MP21)、晶體管(MP22)與晶體管(MP23)是基體為正離子結構的金屬氧化半導體場效應晶體管。
全文摘要
本發明提供了一種穩壓補償型跟隨器，解決了已知驅動器分壓的跟隨器反應速度較慢且容易產生振蕩的問題，這是通過將一第二線性放大器取代已知的比較器相接來實現的，為了實現上述目的，本發明的方法是以一第二線性放大器取代已知的比較器，又該晶體管(MN1)與晶體管(MN2)的柵極接于同一偏壓線，借此使晶體管(MP2)與晶體管(MN2)在輸出端電壓V1往上飄動時，同時進入飽和狀態，以導通晶體管(MN3)，因此，本發明的穩壓補償使分壓輸出端的電壓穩定不振蕩。
文檔編號G05F3/24GK1617212SQ200310115309
公開日2005年5月18日 申請日期2003年11月14日 優先權日2003年11月14日
發明者廖敏男 申請人:矽創電子股份有限公司