專利名稱：多相脈寬調制電壓調節器的制作方法
技術領域：
本發明通常涉及一種電壓調節器，更具體地說涉及多相脈寬調制(PWM)直流電(DC)到DC電壓調節器。
今天的復雜處理單元(PU)使電源設計者的工作變得更困難。這些PV連續要求更大的電流和較低的電壓。一個問題是提供一種所需的、高調節電壓，該電壓至少部分根據時鐘速度在如0.96伏到1.04伏的范圍內變化。另一個難題是在相對的大電流提供該電壓，該電流可在如一個時鐘周期中從幾百毫安變到如120安，并反向變回。另外，第三個難題是通過使用并行連接在一起的一公用構建模塊的多個實例，提供滿足這些較大電流要求的靈活的設計。因此，存在對一種DC-DC調節電路的需要，相比于現有技術的電路，該調節電路至少更接近實現這些目的，或實現這些目的中的至少一個目的。
下面表示附圖的簡單說明，其中
圖1是根據本發明的一個實施例，表示在母板上實現的一多相同步補償調節器的框圖；圖2是根據本發明的一個實施例，更詳細地表示多相同步補償調節器的框圖；圖3表示用于組合圖3A-3F的電路部分的整體電路設計，該電路為表示根據本發明的一個實施例的四相同步補償調節器，其中在一PU上實現該調節器；圖4表示用于組合圖4A-4D的電路部分的整個電路設計，該電路為表示根據本發明的一個實施例的四相同步補償調節器，其中在內插器上實現該調節器；以及圖5A和5B是根據本發明的一實施例，表示第一和第二過電壓保護電路的電路圖。
詳細說明在開始本發明的詳細說明前，按序進行下面的敘述。適當的話，在不同附圖中，同樣的參考數字和特征可用來指定相同的、相應的或相似的部分。另外，在下面的詳細描述中，可給出大小/模型/值/的例子范圍，但本發明并不限于此示例值。為了簡化描述和討論，與集成電路(IC)和其他部分的公知的電源/接地的連接在圖中未示出，免得難以理解本發明。另外，可以框圖的形式示出布置以便避免難以理解本發明，鑒于相對于實現這類框圖布置的具體情況很依賴于實現本發明的平臺的事實，即具體情況在本領域的技術人員的范圍內應當是公知。闡明具體的詳細情況(即電路圖)以便描述本發明的實施例，對本領域的技術人員來說沒有這些具體的詳細情況也能實現本發明是顯而易見的。
在本說明書中引用一個實施例表示結合該實施例描述、至少包括在本發明的一個實施例中的一個特定的特征、結構或特性。在本說明書中出現的短語在一個實施釜中并不必都引用相同的實施例。
本發明的一個實施例是涉及到一種DC-DC調節器，該調節器包括多相同步補償調節器，其具有脈寬調制器以生成多個開關信號，所述調節器包括多個激勵器，其相互耦合以接收開關信號中的一個，以及包括多個開關電壓轉換器，其相互耦合以從一個激勵器接收輸出和輸入電壓，其中組合開關電壓轉換器的輸出以形成一輸出電壓。多相同步補償調節器能在母板如一內插器上或直接在PU芯片上實現。
圖1是表示根據本發明的一個實施例的、在計算機母板上實現的多相同步補償調節器130的框圖。交流電(AC)墻上插座102對電源104提供AC電流。電源104將AC信號轉換成一個或多個DC電壓(其中DC電壓種類的數目被定為N)。例如，電源104能將AC信號轉換成兩個DC電壓，12伏和5伏。配電板106將DC電壓分配給各個負載，包括調節器130。配電板106向負載(如存儲器、芯片組、PU)提供低阻抗、低電感路徑。
在母板108(有時也可稱為處理器主板)上實現調節器130。母板108包括內插器122，插入在處理器插座中、一個或多個基板柵格陣列(Organic LAN Grid Array)124(示為124A和124B)、以及一個或多個PU 126。調節器130將從配電板106接收的一個或多個輸入DC電壓轉換成由PU 126使用的輸出電壓。因此調節器130提供PU 126所要求的復雜的、高調節電壓。調節器130將N個輸入DC電壓中的任何一個轉換成由PU 126的時鐘速度而定的、如范圍在0.9伏到1.6伏的輸出DC電壓。在輸出電壓信號中可接受的公差通常以平均輸出電壓的百分比表示。根據本發明的一個實施例，調節器130提供1伏±4％的一個輸出電壓(即，從0.96伏到1.04伏的輸出電壓)。另外，調節器130提供輸出電壓，即使在單個時鐘周期內當前負載從0安培(如PU 126待機)變化到200安培或更高，然后再反向變回的情況下。
現有的電壓調節器是在與母板108分開的卡上實現。因此，這些電壓調節器卡被插入與處理器插座分開的插座中。這些插入電壓調節器要求在母板108、內插器122以及OLGA124上實現許多去耦電容器以便處理PU 126的動態響應要求。去耦電容器在母板108上要求相當多的空間(real estate)、增加成本、阻止氣流通過該系統并導致該系統發熱。另外，與插入電壓調節器和母板108間的分配和互速有關的分配阻抗限制了插入電壓調節器的性能。
根據本發明，在母板108上而不是在分開的插入模塊實現調節器130，減小了調節器130和PU 126間的分配阻抗。根據一個實施例，如圖1中所示，可以在內插器板122上實現調節器130。在這個第一實施例中，調節器130能提供一輸出DC電壓給一個或多個PU 126。根據另一個實施例，能直接在PU 126上實現調節器130。在該第二個實施例中，調節器130提供一輸出DC電壓給在其上實現調節器130的PU。下面將更詳細地描述這些實施例。
根據本發明的一個實施例，使用表面組裝技術(SMT)輸出電感器和電容器、以及多個低電感、低電容、低接通電阻表面組裝插件8引腳插件(SO8)來實現調節器130。為此，由于其低輸出阻抗路徑，極大地提高了調節器130的動態響應。在調節器130中所要求的輸出電容器的數量的減少，釋放了內插器122上的更多空間。
圖2是更詳細地表示根據本發明的一個實施例的M-相同步補償調節器130的框圖，其中M是在多相調節器中的相位的數量。調節器130包括脈寬調制器204、時序定時控制(sequence timing control)206、等于相位的數量的多個激勵器208(示為208-1至208-M)和相同數目的開關電壓轉換器210(示為210-1至210-M)以及調節電路214。來自電源204的輸入DC電壓(示為202-1至202-N)被輸入到調節器130。調節器130將輸入電壓202轉換成輸出電壓212。
脈寬調制器204生成等于脈沖M的數量的多個開關信號220(示為220-1至220-M)。關于波形方面，該開關信號可是方波，且與另一個異相。例如，對四相調節器，脈寬調制器204生成四個開關信號，其中從一個相位到下一個相位的信號相隔90E。對M個相位中的每一個，開關信號電源由激勵器208升壓(升壓信號用線224-1到224-M描述)。激勵器208提供在高頻上驅動開關電壓轉換器210所必需的電源。
時序定時控制206確保調節器130能正確操作而不管輸出DC電壓202的先后順序。現有的電壓調節器要求無論何時允許多輸入DC電壓，均要求沿用一特定的預置臨時模型(temporal pattern)。例如，現有的電壓調節器接收12伏和5伏DC信號作為輸入，該現有的電壓調節器可能隨時間交替要求12伏和5伏信號。來自這種模型的偏差能潛在地使電壓調節器發生嚴重故障。對公知的時序模式的要求使得要求更復雜和昂貴的系統。根據本發明，通過確保在脈寬調制器204前接通激勵器208，時序定時控制206允許輸入DC電壓隨機地以任何順序上升或下降。
根據本發明的一個實施例，開關電壓轉換器210表示一種脈寬調制(PWM)串聯開關降壓轉換器。通過使用在輸入和輸出之間周期地開和關的低阻抗晶體管開關，可以用PWM轉換器來從較高電壓獲得較低電壓。晶體管開關由脈寬調制器204產生的開關電壓驅動。如本領域所公知的，可通過改變“接通”時間開關信號的寬度來獲得低于輸入電壓的任何所需的輸出電壓。下面更詳細地描述開關電壓轉換器210的示例的實施方式。
通過組合開關電壓轉換器210的輸出來形成輸出電壓212。調節器130的輸出電容使在輸出電壓212上產生紋波。該輸出可被模擬為與一電感和一電阻串聯的電容。即使在穩態的情況下，該電容器將充電然后放電，導致產生紋波。本發明的一個優點在于來自一個相位的紋波分量抵消另一個，能減小總的輸出紋波10倍或更多。
另外，調節電路214提供了用于電壓調節所必需的反饋。可以根據是使用電壓模式拓撲結構還是電流模式拓撲結構來改變調節電路214的特定實施方式。下面將更詳細地描述調節電路214的實施例。
圖3表示用于組合圖3A-3F的電路部分的整體電路布局，根據本發明的一個實施例，該電路表示四相同步補償調節器130A，其中在PU126上實現調節器A。互連箭頭(“＞＞”)被用來指定應當在各個電路部分間可重新連接的電路路徑，而較少量的可重新連接電路路徑已經用匹配的帶圓卷字母在相鄰的電路部分中標示出以幫助指明和定位應當被重新連接的電路路徑。所公開的剩余部分應當被視為稱為組裝形式的整體電路，以下可用術語“圖3”來指組裝的整體電路。調節器130A接收輸入DC電壓202-1(對在圖3所示出的例子中為+12伏)和輸入電壓202-2(對在圖3所示出的例子中為+5.6伏)。輸入電壓212端出現在整個圖的右邊。示例性的調節器130A能提供如60安培的電流給PU 126。
根據本發明的一個實施例，調節器130A繞PU 126芯片的周邊來實現。同樣，用熱vias和多層銅平面來均等地和快速從開關MOSFET(在開關電壓轉換器210中)將熱散出到室外。為此，不需要散熱片來從開關MOSFET散熱。
可使用如SEMTECH的可編程、多相、高性能PWM控制器SCI146以及如圖3中所示的支持電路來實現脈寬調制器204。由SCI146生成的四個開關信號222示為引腳Drv0到Drv3。
如圖3中所述的示例性的時序定時控制電路206包括電阻器R46和R48、電容器C42和C44以及二極管D11A、D11B、D12A、D12B以及D13A，結構如圖3所示。包括在該示例性的時序定時控制電路206中的用于電阻器和電容器的樣值如圖3中所示。在該示例性的時序定時控制電路206中的二極管能使用PHILLIP ELECTRONICS’二極管BAW56來實現。對示例性的調節器130A，在圖3中所描述的示例性的時序定時控制電路確保該調節器130A正確操作而不管該輸入電壓202-1和202-2的時序。
能使用如SEMTECH的高速同步電源MOSFET智能激勵器SCI405以及圖3中所示的支持電路來實現這四個激勵器208中的每一個。每個激勵器208接收由脈寬調制器204生成的一開關信號222，并在標記為TG的引腳處輸出升壓信號。
使用相似的部件來實現每個開關電壓轉換器210。例如，開關電壓轉換器210-1包括二極管D3、電容器C19、C20以及C23、電阻器R20、R21和R22、MOSFET Q1和Q2以及電感器L1，構成如圖3中所示。包括在這些示例性的開關電壓轉換器210中的電阻器、電容器以及電感器的樣值如圖3中所示。能使用MOTOROLA的二極管MBRA13OLT3來實現在這些示例性的開關電壓轉換器210中的二極管。能用INTERNATIONAL RECTIFIER的MOSFET IRF7809/IRF7811來實現MOSFET Q1和Q2。能使用VISAY的電感器IHLP5050FD-01來實現電感器L1。
注意在圖3中所述的許多元件在接近該元件符號中具有一“x”后跟一數字。這表示該元件是使用并聯連接的同樣的元件的規定的數量來實現。例如，“x2”出現在用于C40的標記上。這表示C40有兩個并聯連接的電容器，每個具有1μF的值。
開關電壓轉換器210-1至210-4的輸出被連接在一起以形成輸出電壓212。圖3描述由電容器C10、C11、C39和C40給出的示例性的輸出電容。
在圖3中所述的示例性調節電路214包括電阻器R69、R70、R73、R29以及R63。輸出電壓212的正端被反饋到引腳FB14，而負端被反饋到引腳FBG16。示例性調節電路214也包括由VoSen(+)和VoSen(-)表示的另外的反饋路徑，而這些終端表示遙測。
根據本發明的實施例，調節器130A也能包括如圖3中所示的固定偏差電路(droop circuit)。該示例性的固定偏差電路包括電阻器R43、R49、R50、R53、R54、R59、R55以及R56，電容器C47、運算放大器U3A以及N溝道晶體管Q10，構造如圖3所示。用于包括在該示例性固定偏差電路中的電阻器和電容器的樣本值如圖3所示。運算放大器U3A能用如TEXAS INSTRUMENTS(德州儀器)的運算放大器TL072實現。N溝道晶體管Q10能用如MOTOROLA的NPN晶體管MMBT3904來實現。
如上所述，用于許多應用的輸出電壓212必須抑制在一適當定義的可接受值范圍內。在上面給出的例子中，輸出電壓212可從0.96伏變化到1.85伏，而1.6伏是平均穩態輸出電壓，另外在此稱為電壓識別(VID)設定。然而，PU 126要求的電流隨時間改變。例如，PU 126可從要求從0到幾百毫安的等待模式進入要求100安培及以上的一上電模式，再返回到等待模式，均在一單個時鐘周期的跨度內完成。在電流負載中的升壓過渡(即從等待到上電模式)引起在輸出電壓212中產生瞬時的傾斜。相反地，在電流負載中的降壓過渡(即從上電到等待模式)導致在輸出電壓212中產生瞬時的峰值。為保持正確操作，調節器130應當確保輸出電壓212保持在可接受值的預定范圍內，即使在由于升壓和降壓過濾的傾斜和峰值的過程中。可通過另外的輸出電容減小傾斜和峰值的幅度。
固定偏差電路允許電路設計者設計輸出電壓212的VID設定。對圖3中所示的示例性的固定偏差電路，通過選擇用于電阻R55和R66的特定值來設計VID設定。例如，為晶體管R55和R56所示的值導致40毫伏的固定偏差電壓，即輸出電壓212被增加40毫伏。這使得更好利用輸出電壓的有效范圍，因為由升壓過渡引起的傾斜的幅度通常大于由降壓過渡引起的峰值的幅度。換句話說，通過增加VID設定，由于升壓過渡引起的傾斜不太可能超過輸出電壓212的可接受下限。且由于升壓過渡引起的峰值相對于傾斜來說在幅度方面更低，增加VID設定不會導致增加輸出電壓212的可接受的上限的偏離。
通過添加固定偏差電壓來增加該VID設定，可減小要求用來控制升壓過渡傾斜的幅度的電容器的數量。例如，輸出電壓212可限制在1伏±4％，添加40毫伏固定偏差減小了25％的電容量。
另外，如圖3中所示的示例性的固定偏差電路還具有很快的優點，這表示該固定偏差電路能快速響應AC瞬態負載事件并能提供40毫伏固定偏差電壓給電路。增加的速度使調節器130A的動態性能更好。
根據本發明的示例性的實施例，調節器130A也可包括電流分配電路，如圖3中所示的例子。該示例性電流分配電路包括電阻器R60、R62以及R68，電容器C48、運算放大器U3B以及二極管D14A，結構如圖3所示。用于包括在該示例性電流分配電路中的電阻和電容的樣值如圖3所示。運算放大器U3B能用如TEXAS INSTRUMENT的運算放大器TL72來實現。二極管D14A可用如PHILLIPELECTRONICS的二極管BAW56來實現。
電流分配電路確保在并聯連接在一起的多個調節器130A間平均分配該電流負載。因此該電流分配電路在使多個調節器模塊組合來滿足更大的電流要求的意義上使調節器130A靈活。沒有該電流分配電路，就不能保證每個調節器能傳送總的電流負載的一平均部分。這能導致特定模塊傳送大于為它們所設計的負載，能損害該模塊。
根據本發明的示例性的實施例，調節器130A也能包括如圖5A所示的例子過電壓保護電路。過電壓保護電路監視輸出電壓212，并且如果輸出電壓超過某一閾值時，停止調節器130A的操作。該示例性的過電壓保護電路包括電阻器R33、R34、R35和R37，電容器C37和C38，基準齊納(Zener)二極管U2以及一同步控制整流器SCR1，以及P溝道晶體管Q9，構造如圖5A所示。用于包括在該示例性過電壓保護電路中的電阻器和電容器的樣值如圖5A所示。基準Zener二極管U2能使用如TEXAS INSTRUMENT的基準調節器TL431來實現。同步控制整流器SCR1能用如MOTOROLA的整流器2N6504來實現。P溝道晶體管Q9能用如MOTOROLA的P溝道晶體管MMBT3906來實現。對如圖5A所述的示例性過電壓保護電路來說，輸出電壓閾值是2.098伏。
使用根據本發明設計的調節器130A能實現甚高頻開關信號220。現有的調節器已經實現每相位約250kHz的開關頻率(對四相位設計來說總共為1MHz)。調節器130A能實現每相位至少1-2MHz開關速率(總共為4-8MHz)。增加的開關頻率部分是由于幾個因素(i)選擇具有在開關電壓轉換器210中的低輸出阻抗和低輸入電容MOSFET的快速激勵器208，(ii)將調節器130A移動到PU 126上導致的減小的環路電感(并因此增加速度)，(iii)在開關電壓轉換器210中選擇高Q和低電阻輸出電感器。輸出電感器應當很小并且很有效以便支持調節器130A的高開關速率。
高頻地開關對調節器130A帶來許多好處。隨著PU 126電源要求增加，調節器130A必須開關更快或使用更大的元件。更快地開關意味著在調節器130A的輸出能使用的電容更小，節約與如圖4中所示的另外的電容元件有關的芯片空間和成本。同時，調節器130A能通過PU 126更快地響應升壓和降壓過渡。更快地開關減小了與升壓過濾有關的電壓傾斜。另一個優點是調節器130A能使用表面組裝技術(SMT)而不是寵大和很難制造的通孔技術來實現。
在另一示例性實施例中，可省略在圖3E中的一區域1000中的元件。另外，在屬于示例性電路的整個圖中，可省略具有與之相關的標志“DNS”的任何元件。
圖4表示用于組合圖4A-4D的電路部分的整個電路布局，根據本發明的另一示例性實施例，該電路表示四相同步補償調節器130B，調節器130B在內插器122上實現。而且，正如圖3一樣，對于可重新連接電路路徑，使用可互連箭頭和標示圓圈的字母，術語“圖4”在下文中將被用來指組裝的整個電路。調節器130B接收輸入DC電壓202-1(對圖4中所示的例子為+12伏)以及輸入DC電壓202-2(對圖4中所示的例子為+5.0伏)。輸出電壓212端出現在圖4的右邊。
根據本發明的一個示例性的實施例，調節器130B能將輸出電壓212提供給駐留在母板108上的多個PU 126。如圖4中所述的示例性的調節器130B被設計成提供總共為120安培的電流給兩個PU 126。本領域的技術人員將意識到調節器130B的設計能容易擴展到支持不只兩個PU 126。
根據該示例性調節器130B實施例，除圖4中所示的支持電路以外，能使用INTERSIL的PWM控制器HIP6301來實現脈寬調制器204。HIP6301具有一內置的固定偏差電路，其操作與如圖3所述的固定偏差電路相似。
圖4中所述的示例性的時序定時控制電路206包括電阻器R198和R223、電容器C101以及二極管CR18，構造如圖4所示。該示例性時序定時控制電路操作與圖3中所述的示例性時序定時控制電路類似。用于在該示例性時序定時控制電路206中的電阻器和電容器的樣值如圖4所示。可用如MOTOROLA二極管IN4148來實現二極管CR18。
能按相對于圖3所述的來實現四個激勵器208。例如，使用SEMTECH的高速同步MOSFET智能激勵器SCI405，以及如圖4中所示的支持電路。在每個相位中的開關電壓轉換器210每個使用相似的部件來實現。例如，如圖4中所示的開關電壓轉換器210-1包括二極管CR3、電容器C77，C94，Cd以及C227、電阻器R37，R39，R77，R217，R52和R106、MOSFET Q15和Q21以及電感器L5，結構如圖4中所示。用于在示例性開關電壓轉換器210中的電阻器、電容器以及電感器中的樣值如圖4中所示。在這些示例性開關電壓轉換器210中的二極管能使用MOTOROLA二極管MBRA130LT3來實現。MOSFET開關能使用INTERNATIONAL整流器的MOSFET IRF7809/IRF7811來實現。這些電感器能使用Vishay的電感器IHLP5050FD-01來實現。
開關電壓轉換器210-1至210-4的輸出被連接在一起以形成輸出電壓212。圖4描述由電容器Ci，Cj，Ck以及Ci給出的示例性輸出電容。
不同于相對于圖3在上面描述的在那個調節器130B中的調節電路的在圖4中描述的示例性調節電路214使用電流模式拓撲來實現，而調節器130A使用電壓模式拓撲來實現。電流模式拓撲要求電壓和電流反饋，而電壓模式拓撲僅要求電壓反饋。如圖4中所示，電壓反饋是通過將輸出電壓212經一電阻器R222連接到在HIP6301上的Vsen引腳來實現。電流反饋是通過將由Isen1到Isen4所示的每個相位的一電流信號反饋到在HIP6301上的Isen1至Isen4引腳來實現。
盡管在圖3中沒有示出電流分配電路，可用相對于調節器130B所述的相似的方式添加到將這種電路調節器130A。添加一個電流分配電路使多個調節器模塊可調，也就指可以并聯連接多個調節器模塊來支持更大的電流負載。
根據本發明的一個示例性實施例，調節器130B也能包括如圖5B中所示的示例的過電壓保護電路。過電壓保護電路用相對于圖5A所述的相同的方式操作。該示例性過電壓保護電路包括電阻器R160、R161、R162、R163和R164、電容器C299和C303，基準Zener二極管U59和同步控制整流器SC26以及P溝道晶體管Q25，構造如圖5B所示。用于包括在該示例性過電壓保護電路中的電阻器和電容器的樣值如圖5B所示。也能用如TEXAS INSTRUMENT的調節器TL431來實現基準Zener二極管U59。能使用如MOTOROLA的整流器2N6504來實現同步控制整流器SC26。能用如任何P溝道晶體管MMBT來實現P溝道晶體管Q25。
盡管已經參考許多示例性實施例來描述本發明，應當理解，本領域的技術人員設計的許多其他的修改和實施例也將落在本發明原理的精神和范圍內。具體地說，在不脫離本發明的精神的上述公開、附圖和附加權利要求的范圍內可能進行合理的更改和修改元件部分和/或主題組合排列的排列。除在元件和/或排列中的更改和修改外，對本領域的技術人員來說另外的使用也是顯而易見的。
例如，雖然上述示例性論述將時序定時控制206和激勵器208描述為使用分立部件來實現，在激勵器208中使用時序定時控制而不是將其作為分立的電路。例如，具有I共享總線SC2424的SEMTECH的多相電流模式控制器包括以相對于圖3和4描述的相似的方式操作的內置時序定時控制電路。
權利要求
1.一種DC-DC調節器，包括多相同步補償調節器，其包括脈寬調制器，生成多個開關信號，多個激勵器，每個被耦合以接收所述開關信號中的一個，和多個開關電壓轉換器，每個被耦合以接收來自所述激勵器的一個輸出以及輸入電壓，其中所述開關電壓轉換器的輸出被組合以形成輸出電壓，以及其中在母板上實現所述多相同步補償調節器。
2.如權利要求1所述的DC-DC調節器，進一步包括固定偏差電路，以將固定偏差電壓到所述輸出電壓上。
3.如權利要求2所述的DC-DC調節器，其中所述多相同步補償調節器被耦合以接收多個輸入電壓，其中所述多相同步補償調節器進一步包括時序定時控制電路，以允許所述多相同步補償調節器正確操作而不管所述輸入電壓的時序。
4.如權利要求1所述的DC-DC調節器，其中所述多相同步補償調節器進一步包括過電壓保護電路。
5.如權利要求1所述的DC-DC調節器，其中在中央處理單元(PU)芯片上實現所述多相同步補償調節器。
6.如權利要求5所述的DC-DC調節器，其中所述脈寬調制器包括來自SEMTECH公司的可編程的、多相、高性能PWM控制器SC1146。
7.如權利要求6所述的DC-DC調節器，其中所述激勵器的每一個包括來自SEMTECH公司的高速同步電源MOSFET智能激勵器SC1405。
8.如權利要求7所述的DC-DC調節器，其中所述開關電壓轉換器的每一個包括來自INTERNATIONAL RECTIFIER公司的多個開關MOSFET IRF7809/IRF7811，以及來自VISAY公司的輸出電感器IHLP5050FD-01。
9.如權利要求1所述的DC-DC調節器，其中所述多相同步補償調節器是在內插器上實現。
10.如權利要求9所述的DC-DC調節器，其中所述脈寬調制器包括來自INTERSIL公司的PWM控制器HIP6301。
11.一種DC-DC調節器，包括多個多相同步補償調節器模塊，其中每個所述模塊包括脈寬調制器，生成多個開關信號，多個激勵器，每個被耦合以接收所述開關信號中的一個，以及多個開關電壓轉換器，每個被耦合以接收來自所述激勵器的一個輸出以及輸入電壓，其中所述開關電壓轉換器的輸出被組合以形成輸出電壓，以及電流分配電路，確保電流負載在所述多個多相同步補償調節器模塊中分配，其中，在母板上實現所述多相同步補償調節器模塊。
12.一種包括DC-DC調節器的系統，包括多相同步補償調節器，其包括脈寬調制器，生成多個開關信號，多個激勵器，每個被耦合以接收所述開關信號中的一個，以及多個開關電壓轉換器，每個被耦合以接收來自所述激勵器的一個輸出以及輸入電壓，其中所述開關電壓轉換器的輸出被組合以形成輸出電壓，以及其中，在母板上實現所述多相同步補償調節器。
13.如權利要求12所述的系統，進一步包括固定偏差電路，以將固定偏差電壓加到所述輸出電壓上。
14.如權利要求13所述的系統，其中所述多相同步補償調節器被耦合以接收多個輸入電壓，且其中，所述多相同步補償調節器進一步包括時序定時控制電路，以允許所述多相同步補償調節器正確操作，而不管所述輸入電壓的時序。
15.如權利要求12所述的系統，其中所述多相同步補償調節器進一步包括過電壓保護電路。
16.如權利要求12所述的系統，其中在中央處理單元(PU)芯片上實現所述多相同步補償調節器。
17.如權利要求16所述的系統，其中所述脈寬調制器包括來自SEMTECH公司的可編程的、多相、高性能PWM控制器SC1146。
18.如權利要求17所述的系統，其中所述激勵器的每一個包括來自SEMTECH公司的高速同步電源MOSFET智能激勵器SC1405。
19.如權利要求18所述的系統，其中所述開關電壓轉換器的每一個包括來自INTERNATIONAL RECTIFIER公司的多個開關MOSFET IRF7809/IRF7811，以及來自VISAY公司的輸出電感器IHLP5050FD-01。
20.如權利要求12所述的系統，其中在內插器上實現所述多相同步補償調節器。
21.如權利要求20所述的系統，其中所述脈寬調制器包括來自INTERSIL公司的PWM控制器HIP6301。
22.一種包括DC-DC調節器的系統，包括多個多相同步補償調節器模塊，其中每個所述模塊包括脈寬調制器，生成多個開關信號，多個激勵器，每個被耦合以接收所述開關信號中的一個，以及多個開關電壓轉換器，每個被耦合以接收來自所述激勵器的一個輸出以及輸入電壓，其中所述開關電壓轉換器的輸出被組合以形成輸出電壓，以及電流分配電路，確保電流負載在所述多個多相同步補償調節器模塊中分配，其中，在母板上實現所述多相同步補償調節器模塊。
全文摘要
一種DC－DC調節器，包括多相同步補償調節器，該多相同步補償調節器具有生成多個開關信號的脈寬調制器，每個被耦合以接收所述開關信號中的一個的多個激勵器，以及多個開關電壓轉換器，每個開關電壓轉換器被耦合以接收來自所述激勵器的一個輸出以及輸入電壓，其中所述開關電壓轉換器的輸出被組合以形成輸出電壓。在母板如內插器板或直接在PU芯片上實現所述多相同步補償調節器。
文檔編號G05F1/40GK1436392SQ01811190
公開日2003年8月13日 申請日期2001年6月1日 優先權日2000年6月15日
發明者詹姆斯S·迪恩 申請人:英特爾公司