一種單磁芯復雜波形電流傳感器的制造方法

一種單磁芯復雜波形電流傳感器的制造方法
【專利摘要】本發明公開了一種單磁芯復雜波形電流傳感器，包括電流探頭、信號處理電路、模數轉換電路和反饋控制電路；所述電流探頭具有激勵電流流入端、低頻激勵電流流出端和高頻激勵電流流出端；所述信號處理電路包括低通濾波器、高通濾波器、第一采樣電阻和第二采樣電阻；所述反饋控制電路包括單限電壓比較器、雙限電壓比較器、或門電路、D觸發器、MOSFET驅動電路和H橋逆變電路。本傳感器應用信號處理電路以及反饋控制電路，能夠有效地測量高頻復雜電流波形。信號處理電路的作用為將高低頻電流分開，從而應用不同原理對其進行測量，再通過反饋控制電路實現高低頻電流的同時測量，有效地改善了電流探頭的磁芯的磁飽和情況，提高了高頻電流分量測量的準確度。
【專利說明】
-種單磁巧復雜波形電流傳感器
技術領域
[0001] 本發明設及用于測量電流的裝置，具體是一種單磁忍復雜波形電流傳感器。
【背景技術】
[0002] 電力電子技術與其實際應用需求相互促進，已得到迅猛發展。智能電網、可再生能 源、電動車等新興市場進一步促進了電力電子技術的發展。現代電力電子技術W高頻化為 發展方向，具有諸多優勢;但隨之而來的問題之一是電流檢測難度的增加。高頻大功率電力 電子設備中往往存在復雜的電流波形，包含直流、低頻交流和高達幾十千赫茲W上的高頻 成分；同時高頻電力電子裝置往往運行于高溫環境中。高溫環境中對復雜電流波形的精確 檢測成為電流檢測領域的一個難點問題。
[0003] 傳統的電流檢測裝置包括分流器、電流互感器、羅氏線圈和霍爾電流傳感器;現有 的新型電流檢測裝置包括磁通口電流傳感器、巨磁阻效應電流傳感器和光纖傳感器。霍爾 電流傳感器由于其原理簡單和控制方便，目前在工程應用上最為廣泛，但是霍爾電流傳感 器存在對磁場的靈敏度低，并且具有溫漂和零漂比較大的缺陷。磁通口電流傳感器則具有 獨特的磁感應能力、對施加磁場高靈敏度、高精度和小型化的特點，相比之下，磁通口電流 傳感器也就有了突出的研發和應用優勢。文獻《Batteir Monitoring Current Sensors: 化e Fluxgate Concept》介紹了通過應用微控制器，測量磁通口電流傳感器中線圈電感的 飽和時間間隔和負載電流，達到測量直流電流的目的。此方法測量電流的量程較大，但帶寬 較小，僅適合低頻和直流電流測量，不能解決中高頻電流的測量。文獻《Design of a Low- Consumption Fluxgate Transducer for High-Current Measurement Applications》報 道利用積分反饋拓撲和高效開關管轉換器研發了一種低功耗磁通口電流傳感器，該傳感器 引入第=個磁環用W拓寬傳感器測量頻帶。然而該傳感器的不足之處在于：由于第=個環 的引入，增加了電流傳感器的體積，提高了成本;環形磁忍纏繞次級繞組，反饋繞組，結構復 雜。文獻《High-Bandwi化h High-Temperature(250°C/500F)Isolated DC and AC Qirrent Me曰SUrement = Bidirectionally Saturated Current Tr曰nsformer》提出了一種基于磁通 口原理的測量方法即雙向飽和式磁通口原理，運一測量方法可W實現中低頻電流的高溫環 境下的精確測量，但是復雜電流波形測量用運一方法很難實現。

【發明內容】

[0004] 針對現有技術的不足，本發明擬解決的技術問題是，提供一種單磁忍復雜波形電 流傳感器。本傳感器應用信號處理電路W及反饋控制電路，能夠有效地測量高頻復雜電流 波形，被測電流波形可W包含直流、低頻和高頻交流電流。信號處理電路的作用為將高低頻 電流分開，從而應用不同原理對其進行測量，再通過反饋控制電路實現高低頻電流的同時 測量即對復雜電流波形的測量，有效地改善了電流探頭的磁忍的磁飽和情況，提高了高頻 電流分量測量的準確度。
[0005] 本發明解決所述技術問題的技術方案是，一種單磁忍復雜波形電流傳感器，其特 征在于該傳感器的構成包括電流探頭、信號處理電路、模數轉換電路和反饋控制電路;所述 電流探頭具有激勵電流流入端、低頻激勵電流流出端和高頻激勵電流流出端;所述信號處 理電路包括低通濾波器、高通濾波器、第一采樣電阻和第二采樣電阻;所述反饋控制電路包 括單限電壓比較器、雙限電壓比較器、或口電路、D觸發器、MOSFE巧E動電路和H橋逆變電路；
[0006] 上述構成部分的連接方式是:所述電流探頭的低頻激勵電流流出端與低通濾波器 相連，高頻激勵電流流出端與高通濾波器相連，激勵電流流入端與H橋逆變電路連接;所述 第一采樣電阻的一端接地，另一端與模數轉換電路、低通濾波器、單限電壓比較器和雙限電 壓比較器分別連接;所述第二采樣電阻的一端接地，另一端與模數轉換電路、高通濾波器、 單限電壓比較器和雙限電壓比較器分別連接;所述低通濾波器與模數轉換電路、單限電壓 比較器和雙限電壓比較器連接;所述高通濾波器與模數轉換電路、單限電壓比較器和雙限 電壓比較器連接;所述模數轉換電路與單限電壓比較器和雙限電壓比較器分別連接;所述 或口電路與單限電壓比較器、雙限電壓比較器和D觸發器分別連接;所述D觸發器與MOSFET 驅動電路連接;所述MOSFE巧E動電路與H橋逆變電路連接。
[0007] 上述一種單磁忍復雜波形電流傳感器，所述低通濾波器為四階己特沃斯有源低通 濾波器;所述高通濾波器為四階己特沃斯有源高通濾波器;所述單限電壓比較器的型號為 LM360N;所述雙限電壓比較器的型號為LM339;所述D觸發器的型號為74LS74。
[000引上述一種單磁忍復雜波形電流傳感器，所述MOSFET驅動電路與H橋逆變電路的電 路構成是:第一 IRS2103的引腳2和引腳3與D觸發器相連;第一 IRS2103的引腳巧P引腳4通過 去禪電容C3連接供電電源;第一 IRS2103的引腳6和引腳8之間連接電容Cl;第一 IRS2103的 引腳8通過二極管Dl連接供電電源;第一 IRS2103的引腳5通過電阻R2連接第一 SI4946的引 腳4;第一IRS2103的引腳7通過電阻Rl連接第一SI4946的引腳2;第一SI4946的引腳1和引腳 5相連;第一 SI4946的引腳8通過電容巧和供電電源相連;第一 SI4946的引腳6作為輸出端和 電流探頭相連；第一 SI4946的引腳3與第二SI4946的引腳村目連，再通過電阻Rs接地;第二 IRS2103的引腳2和引腳3與D觸發器15相連;第二IRS2103的引腳1和引腳4通過電容C4連接 供電電源;第二IRS2103的引腳6和引腳8之間連接電容C2;第二IRS2103的引腳8通過二極管 D2連接到供電電源上;第二IRS2103的引腳5通過限流電阻R4連接第二SI4946的引腳4;第二 IRS2103的引腳7通過電阻R3連接第二SI4946的引腳2;第二SI4946的引腳1和引腳5相連;第 二SI4946的引腳8通過電容C6和供電電源相連;第二SI4946的引腳6作為輸出端和電流探頭 1相連。
[0009] 與現有技術相比，本發明有益效果在于：
[0010] 1、本傳感器應用信號處理電路W及反饋控制電路，能夠有效地測量高頻復雜電流 波形，被測電流波形可W包含直流、低頻和高頻交流電流。信號處理電路的作用為將高低頻 電流分開，從而應用不同原理對其進行測量，再通過反饋控制電路實現高低頻電流的同時 測量即對復雜電流波形的測量，有效地改善了電流探頭的磁忍的磁飽和情況，提高了高頻 電流分量測量的準確度。
[0011] 2、該傳感器具有很好的一致性和溫度穩定性。傳感器基于雙向飽和式磁通口原 理，因而具有很好的溫度穩定性。對同一被測電流多次重復試驗，在全溫度范圍內被測電流 的測量值相對誤差小;在全量程下，傳感器在不同溫度下電流的相對誤差均較小。
[0012] 3、該傳感器結構緊湊，為了拓寬其測量范圍及頻率，在不改變原測量電路與測量 探頭結構的基礎上，采用時間比例型磁通口原理并結合電流互感器原理實現低頻小電流和 高頻電流測量，大大縮小了傳感器的體積，適應了當前傳感器小型化發展的需求。
[0013] 4、本發明采用雙向飽和式磁通口原理、時間比例型磁通口原理和電流互感器原理 二種基本原理，在此基礎上進行改進，二種測量方法相互配合，實現寬頻帶、大范圍、局精 度、強溫度穩定性的復雜電流測量。為了獲得大的測量帶寬，應用電流互感器原理實現高頻 交流電的測量，由于磁性材料的磁飽和效應常常使互感器原理的磁測量產生誤差，反饋效 應改善電流互感器磁忍的飽和問題。本發明在電流互感器原理處加入了高通濾波器，用W 選取高頻交流電。當被選擇的高頻交流電流過磁忍時，產生的感應電流會流過第二采樣電 阻，通過計算設置闊值電壓用W控制磁忍的飽和程度。當第二采樣電阻電壓超過雙向闊值 中任一個時，雙限電壓比較器便會產生高電平，進而反饋控制電路的電流。
【附圖說明】
[0014] 圖1為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器一種實施例的整體結構示意圖；
[001引圖2為現有技術中的雙向飽和式磁通n原理圖；
[0016] 圖3為現有技術中的雙向飽和式磁通口原理中的激勵電流與時間的關系圖；
[0017] 圖4 (a)為IP = 0時，現有技術中的時間比例型磁通口原理磁忍電感值與被測電流 關系圖；
[0018] 圖4 (b)為IP聲0時，現有技術中的時間比例型磁通口原理磁忍電感值與被測電流 關系圖；
[0019 ]圖5為現有技術中的時間比例型磁通n巧慢原理Ip聲0。
[0020] 圖6為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器一種實施例的MOSFET驅動電路和H橋逆 變電路的電路圖；
[0021] 圖7為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器實施例1中被測電流及其經過分頻后的 高低頻分量波形圖；其中圖7 (a)被測電流波形圖；圖7 (b)低頻分量波形圖；圖7 (C)高頻分量 波形圖；
[0022] 圖8為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器實施例1中被測低頻交流電為0.5A時測 量得到的次級電流波形圖；
[0023] 圖9(a)為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器實施例1中被測高頻交流電無反饋電 路的采樣電阻電壓波形圖；
[0024] 圖9(b)為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器實施例1中被測高頻交流電有反饋電 路的采樣電阻電壓波形圖；
[0025] 圖10(a)為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器實施例1中被測低頻交流電為OA時 的逆變電壓輸出波形圖；
[0026] 圖10(b)為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器實施例1中被測低頻交流電為0.OlA 時的逆變電壓輸出波形圖；
[0027] 圖11為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器實施例1中在全溫度量程下被測電流的 相對誤差圖；
[0028] 圖12為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器實施例1中在全量程下不同溫度中被測 電流的相對誤差圖；
[0029] 圖13為本發明單磁忍復雜波形電流傳感器實施例1的頻率特性曲線圖；（圖中：1、 電流探頭;2、信號處理電路;3、模數轉換電路;4、反饋控制電路;5、激勵電流流入端;6、低頻 激勵電流流出端;7、高頻激勵電流流出端;8、低通濾波器;9、高通濾波器；10、第一采樣電 阻；11、第二采樣電阻；12、單限電壓比較器；13、雙限電壓比較器；14、或口電路；15、D觸發 器；16、MOS陽巧區動電路；17、H橋逆變電路）
【具體實施方式】
[0030] 下面將對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整的描述，顯然，所描述的實施 例是本發明的一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技 術人員在沒有做出創造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范 圍。
[0031] 圖1所述實施例表明，本發明一種單磁忍復雜波形電流傳感器，包括電流探頭1、信 號處理電路2、模數轉換電路(ADC)3和反饋控制電路4;所述電流探頭1具有反饋控制電路4 反饋后激勵電流的流入端5(簡稱激勵電流流入端5)、流入低通濾波器8的激勵電流流出端6 (簡稱低頻激勵電流流出端6)和流入高通濾波器9的激勵電流流出端7(簡稱高頻激勵電流 流出端7);所述信號處理電路2包括低通濾波器化PF)8、高通濾波器化PF)9、第一采樣電阻 10和第二采樣電阻11;所述反饋控制電路包括單限電壓比較器12、雙限電壓比較器13、或口 電路14、D觸發器15、MOS陽巧E動電路16和H橋逆變電路17;
[0032] 所述電流探頭1的低頻激勵電流流出端6與低通濾波器8相連，高頻激勵電流流出 端7與高通濾波器9相連，激勵電流流入端5與H橋逆變電路17連接;所述第一采樣電阻10的 一端接地，另一端與模數轉換電路3、低通濾波器8、單限電壓比較器12和雙限電壓比較器13 分別連接;所述第二采樣電阻11的一端接地，另一端與模數轉換電路3、高通濾波器9、單限 電壓比較器12和雙限電壓比較器13分別連接;所述低通濾波器8與模數轉換電路3、單限電 壓比較器12和雙限電壓比較器13連接;所述高通濾波器9與模數轉換電路3、單限電壓比較 器12和雙限電壓比較器13連接;所述模數轉換電路3與單限電壓比較器12和雙限電壓比較 器13分別連接;所述或口電路14與單限電壓比較器12、雙限電壓比較器13和D觸發器15分別 連接;所述D觸發器15與MOSFET驅動電路16連接;所述MOSFET驅動電路16與H橋逆變電路17 連接。
[0033] 在圖1中，所述低通濾波器8為四階己特沃斯有源低通濾波器;所述高通濾波器9為 四階己特沃斯有源高通濾波器;所述單限電壓比較器12的型號為LM360N，用于低頻分量測 量;所述雙限電壓比較器13的型號為LM339,用于高頻分量測量;所述D觸發器15的型號為 7 化 S74。
[0034] 本發明單磁忍復雜波形電流傳感器的工作原理和工作過程是：當被測電流穿過電 流探頭1的初級線圈時，電流探頭1的磁忍會被被測電流磁化，因此會在電流探頭1的次級線 圈中產生感應電流(初級線圈是指被測電流流過的線圈，而次級線圈是磁忍感應得到的電 流流過的線圈）。由于被測電流中既包含高頻分量也包含低頻分量，那么對應就會產生相應 頻率的感應電流，低頻分量則會被低通濾波器8選擇，而高頻分量會通過高通濾波器9。此時 次級線圈中感應出的低頻電流便會流過第一采樣電阻10,當磁忍飽和時，由于磁忍磁性材 料的磁導率降低接近0,次級電流便會增大，從而第一采樣電阻10上的采樣電壓大于單限電 壓比較器12上的闊值電壓。或口電路14輸出高電平觸發D觸發器15的時鐘端，D觸發器15輸 出發生轉換，進而H橋逆變電路17開關狀態發生改變。此時次級電流is的方向發生改變，從 而使磁忍退飽和。被測電流感應的電流中的高頻分量通過高通濾波器9，同樣地，當磁忍飽 和至預設情形時，第二采樣電阻11電壓增大至大于雙限電壓比較器13的預設電壓，運時雙 限電壓比較器13便會產生高電平進而控制H橋逆變電路17的開關狀態(與低頻側工作過程 相同）。
[0035] 圖2和圖3顯示，現有技術中的雙向飽和式磁通口原理將被測電流使磁忍到達磁感 應強度為零的電流作為傳感器輸出信號。Hp為被測電流ip在磁忍中產生的磁場強度，那么得 到Hp的值便可W通過安培定律Hl =Ni得到ip的值。從圖2中可W看出，A化代表Hp與-Hc的差 值，A此代表Hp與Hc的差值。由于Hp為A Hi，A此的平均值，因此可W得到被測電流：ip =化* (isi+is2)/2*Np。所W只需記錄磁忍的磁感應強度為0時即磁忍的磁場強度為-Hc、Hc時的電 流值，即可得到被測電流，即對應圖3中的t2時刻與t6時刻。運一測量策略的被測電流關系式 中沒有與溫度相關的量，因此適用于高溫環境下對電流的測量。另外該策略需要被測的數 據少，處理電路簡單，減小了測量探頭的整體體積，易于實現傳感器的小型化。
[0036] 圖4和圖5顯示，雙向飽和型磁通口測量原理測量電流的最小值ipmin要使磁忍能夠 飽和，運樣運一原理才能正常工作。但是如果當被測電流值小于ipmin時，那么本發明應用另 一種測量原理對低頻小電流進行測量，即時間比例型磁通口原理。時間比例型磁通口原理 采用感應電勢正負波形的時間作為傳感器的輸出信號。
[0037] 當被測電流幅值及頻率較小時，磁忍可W采用分段線性磁化曲線模型分析激磁回 路的工作過程。運時磁忍可W看做為一個可變電感，電感值可被定義為勵磁電流i的函數。 對于在+出與-出之間變化的磁場值，磁忍不飽和，所W用公知的方程（1)表示B化）：
[003引 B(H)=Wo ?化.H (1)
[0039] 其中，iio為真空磁導率，iir為磁忍材料的相對磁導率。通過磁路的幾何參數W及應 數N可確定磁忍中磁鏈4與被測電流ip之間的關系。
[0040] (2)
[0041] (3)
[0042] T 得到：
[0043] (4)
[0044]
[0045] 巧）
[0046] 送電流i之間的關系：
[0047] 橫
[004引通過推導，公式(6)作為電流i的函數，因此我們可W得到當磁忍未達到磁飽和時， 其磁導率為ii，此時激磁繞組電感量L為：
[0049]
仍
[0050] 式中S代表磁忍有效截面積，I為磁忍的平均磁路長度，N為激勵線圈應數，叫、iir分 別代表真空磁導率和磁忍的相對磁導率。當被測電流ip小于使磁忍飽和的飽和電流ipmin時， 電感值為一較大的值Lf;當被測電流ip大于ipmin時，電感值Le接近于0,如圖4(a)所示，電感 值Lf是Le的iir倍。W下，我們將假設電感飽和時的電感值Le為零。通過將正電流施加于初級 導體，特性L(i)偏移到左側，在負初級電流的情況下，該特性將向右側偏移。該偏移量與初 級電流大小相關，并且如W下所證明的，理論上與初級電流成比例。
[0051] 由圖5可得出被測電流ip的表達式：
[0化2] (8)
[0053] 巧中Bs表不処和磁感應強度，與磁忍材料性質有關。從式中可W看出，被測電流ip 的值只與磁忍性質及使磁忍飽和的上升下降時間有關，式中沒有與溫度相關的被測量，因 此該傳感器可測量溫度區間較大，適合高溫場合應用。
[0054] 圖6所述實施例表明，所述MOSFE巧區動電路16是由忍片IRS2103及其外部電路構 成;所述H橋逆變電路17是由忍片SI4946及其外部構成;所述MOSFET驅動電路16與H橋逆變 電路17的電路構成是:第一 IRS2103的引腳2和引腳3與D觸發器15相連;第一 IRS2103的引腳 1和引腳4通過去禪電容C3連接供電電源（15￥直流電源）；第一1352103的引腳6和引腳8之間 連接自舉電容Cl;第一IRS2103的引腳8通過二極管Dl連接到供電電源上;第一IRS2103的引 腳5通過限流電阻R2連接第一 SI4946的引腳4;第一 IRS2103的引腳7通過限流電阻Rl連接第 一 SI4946的引腳2;第一 SI4946的引腳1和引腳5相連;第一 SI4946的引腳8通過去禪電容巧 和供電電源相連;第一 SI4946的引腳6作為輸出端和電流探頭1相連;第一SI4946的引腳3與 第二SI4946的引腳3相連，再通過限流電阻Rs接地;第二IRS2103的引腳2和引腳3與D觸發器 15相連;第二IRS2103的引腳1和引腳4通過去禪電容C4連接供電電源;第二IRS2103的引腳6 和引腳8之間連接自舉電容C2;第二IRS2103的引腳8通過二極管D2連接到供電電源上;第二 IRS2103的引腳5通過限流電阻R4連接第二SI4946的引腳4;第二IRS2103的引腳7通過限流 電阻R3連接第二SI4946的引腳2;第二SI4946的引腳1和引腳5相連;第二SI4946的引腳8通 過去禪電容C6和供電電源相連;第二SI4946的引腳6作為輸出端和電流探頭1相連。
[0055] 在圖6中，去禪電容C3、C4X5和C6的電容值均為O.luF;自舉電容Cl和C2的電容值 均為15nF;限流電阻R1、R2、R3和R4的阻值均為20Q ;二極管Dl和D2的型號均為1M007。 [0化6] 實施例1
[0057] 本實施例一種單磁忍復雜波形電流傳感器的構成如圖1所示，其中電流探頭1的初 級線圈應數為1應，次級線圈應數為50應。電流探頭1的磁忍所用的材料為超微晶軟磁材料， 其飽和磁通密度為Bs = 1.2T，矯頑力出<5A/m，飽和磁致伸縮系數為S= 1(T8~1(T6,磁導率為 30000~80000H/m，環形磁忍的內徑為5.1mm、外徑為11.2mm和高為5.8mm。繞組所用的材質 均為漆包線，直徑為0.38mm。
[0058] 所述低通濾波器8為四階己特沃斯有源低通濾波器;所述高通濾波器9為四階己特 沃斯有源高通濾波器;低通濾波器8和高通濾波器9的截止頻率均為500Hz。其中單限電壓比 較器12和雙限電壓比較器13分別用于低頻分量測量及高頻分量測量。
[0059] 本發明實施例的具體工作原理和工作過程是：當被測電流(如圖7a所示)穿過電流 探頭1的磁忍中屯、時，磁忍會被被測電流磁化，因此會在次級線圈中產生感應電流。由于被 測電流中既包含高頻分量也包含低頻分量，那么對應就會產生相應頻率的感應電流，低頻 分量(如圖7b)則會被低通濾波器8選擇，而高頻分量(如圖7c)會通過高通濾波器9。此時次 級線圈中感應出的低頻電流便會流過第一采樣電阻10,當磁忍飽和時，由于磁忍磁性材料 的磁導率降低接近0,次級電流便會增大，從而第一采樣電阻10上的采樣電壓大于單限電壓 比較器上12的闊值電壓。或口電路14輸出高電平觸發D觸發器15的時鐘端，D觸發器15輸出 發生轉換，進而H橋逆變電路16開關狀態發生改變。此時次級電流is的方向發生改變，從而 使磁忍退飽和，所得次級電流is波形如圖8所示。被測電流感應的電流中的高頻分量通過高 通濾波器9,同樣地，當磁忍飽和至預設情形時，第二采樣電阻11電壓增大至大于雙限電壓 比較器13的預設電壓，運時雙限電壓比較器13便會產生高電平進而控制H橋逆變電路17的 開關狀態(與低頻側工作過程相同）。
[0060] 圖9所示為本實施例的高頻分量經過測量后采樣電阻上電壓波形，可W看到由于 反饋控制電路4的加入，此電壓波形得到改善。圖9(a)表示沒有引入反饋控制電路4時的采 樣電阻11上的電壓波形，圖9(b)表示引入反饋控制電路4后的采樣電阻11上的電壓波形。
[0061] 圖10(a)為本實施例的無被測電流時逆變電壓輸出波形，因為無被測電流，所W由 反饋控制電路4控制的全橋逆變器17的輸出為正負對稱的波形；圖10 (b)為本實施例的 0.OlA直流電流流經被測電路時，逆變電壓輸出波形，符合時間比例型磁通口測量原理。因 為引入了被測電流，導致磁探頭1中的磁通飽和發生了變化，由反饋控制電路4控制的全橋 逆變器17的輸出變為了正負不對稱的波形，印證了時間比例型磁通口的測量原理。
[0062] 本實施例在不同溫度條件下對同一組被測電流進行了測量，實驗結果如圖11所 示。從圖11可W看出，在0 °C到120 °C范圍內被測電流的測量值在0.2 %范圍內浮動，符合測 量探頭的誤差變化范圍。運一實驗證明了測量探頭的確具有良好的溫度特性。
[0063] 圖12為本實施例的傳感器在不同溫度環境內工作，對電流進行測量得出的測量相 對誤差。從圖12中可W看出在全量程下，傳感器在25°C及120°C情況下電流的相對誤差均小 于0.5%。運一測量結果說明傳感器溫度穩定性高，適用于高溫條件工作。運一測量結果同 時還驗證了電流探頭可工作的最高溫度。
[0064] 本實施例為了得到所設計的電流傳感器的頻帶寬度，對不同頻率下的電流進行了 測量。復雜波形中的直流及低頻分量的測量應用雙向飽和式磁通口原理，中頻和高頻分量 則應用互感器原理。最后得出傳感器的頻率特性曲線如圖13所示，被測電流頻率在0至 30曲Z時，測量相對誤差幾乎為零。從圖中可W看出，本實施例的測量帶寬為50曲Z。
[0065] 本發明未述及之處適用于現有技術。
【主權項】
1. 一種單磁芯復雜波形電流傳感器，其特征在于該傳感器的構成包括電流探頭、信號 處理電路、模數轉換電路和反饋控制電路;所述電流探頭具有激勵電流流入端、低頻激勵電 流流出端和高頻激勵電流流出端;所述信號處理電路包括低通濾波器、高通濾波器、第一采 樣電阻和第二采樣電阻;所述反饋控制電路包括單限電壓比較器、雙限電壓比較器、或門電 路、D觸發器、MOSFET驅動電路和Η橋逆變電路； 上述構成部分的連接方式是：所述電流探頭的低頻激勵電流流出端與低通濾波器相 連，高頻激勵電流流出端與高通濾波器相連，激勵電流流入端與Η橋逆變電路連接;所述第 一采樣電阻的一端接地，另一端與模數轉換電路、低通濾波器、單限電壓比較器和雙限電壓 比較器分別連接;所述第二采樣電阻的一端接地，另一端與模數轉換電路、高通濾波器、單 限電壓比較器和雙限電壓比較器分別連接;所述低通濾波器與模數轉換電路、單限電壓比 較器和雙限電壓比較器連接;所述高通濾波器與模數轉換電路、單限電壓比較器和雙限電 壓比較器連接;所述模數轉換電路與單限電壓比較器和雙限電壓比較器分別連接;所述或 門電路與單限電壓比較器、雙限電壓比較器和D觸發器分別連接;所述D觸發器與MOSFET驅 動電路連接;所述MOSFET驅動電路與Η橋逆變電路連接。2. 根據權利要求1所述的單磁芯復雜波形電流傳感器，其特征在于:所述低通濾波器為 四階巴特沃斯有源低通濾波器;所述高通濾波器為四階巴特沃斯有源高通濾波器;所述單 限電壓比較器的型號為LM360N;所述雙限電壓比較器的型號為LM339;所述D觸發器的型號 為74LS74。3. 根據權利要求1所述的單磁芯復雜波形電流傳感器，其特征在于:M0SFET驅動電路與 Η橋逆變電路的電路構成是:第一 IRS2103的引腳2和引腳3與D觸發器相連;第一 IRS2103的 引腳1和引腳4通過去耦電容C3連接供電電源;第一 IRS2103的引腳6和引腳8之間連接電容 C1;第一 IRS2103的引腳8通過二極管D1連接供電電源;第一 IRS2103的引腳5通過電阻R2連 接第一SI4946的引腳4;第一IRS2103的引腳7通過電阻R1連接第一SI4946的引腳2;第一 SI4946的引腳1和引腳5相連;第一 SI4946的引腳8通過電容C5和供電電源相連;第一 SI4946 的引腳6作為輸出端和電流探頭相連;第一 SI4946的引腳3與第二SI4946的引腳3相連，再通 過電阻Rs接地;第二IRS2103的引腳2和引腳3與D觸發器15相連;第二IRS2103的引腳1和引 腳4通過電容C4連接供電電源;第二IRS2103的引腳6和引腳8之間連接電容C2;第二IRS2103 的引腳8通過二極管D2連接到供電電源上;第二IRS2103的引腳5通過限流電阻R4連接第二 SI4946的引腳4;第二IRS2103的引腳7通過電阻R3連接第二SI4946的引腳2;第二SI4946的 引腳1和引腳5相連;第二SI4946的引腳8通過電容C6和供電電源相連;第二SI4946的引腳6 作為輸出端和電流探頭1相連。
【文檔編號】G01R19/00GK106018920SQ201610355183
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年5月25日
【發明人】楊曉光, 鄭偉東, 朱波
【申請人】河北工業大學